DE102017124120A1 - Treiberschaltung für elektronischen Schalter - Google Patents

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Octavian Barbu
Markus Ladurner
Luca Petruzzi
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Abstract

Hierin wird eine Treiberschaltung für einen elektronischen Schalter beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung enthält die Treiberschaltung einen Eingangspuffer zum Empfangen eines Puffereingangssignals, eine Pull-down-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Masseknoten gekoppelt ist, und eine Pull-up-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Versorgungsknoten gekoppelt ist. Die Treiberschaltung enthält weiterhin eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, entweder die Pull-up-Schaltung oder die Pull-down-Schaltung zu aktivieren. Die Pull-up-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, und die Pull-down-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Diese Offenbarung betrifft allgemein Aspekte einer elektronischen Schalt- und Schutzschaltung und insbesondere eine Steuerschaltung für einen elektronischen Schalter.
  • HINTERGRUND
  • Nahezu jede elektrische Installation (z. B. in einem Automobil, in einem Haus, in elektrischen Sub-Systemen größerer Installationen) enthält eine oder mehr Sicherungen, um einen Überstromschutz bereitzustellen. Standardsicherungen enthalten ein Stück Draht, das einen niederohmigen Strompfad bietet, falls der durch die Sicherung fließende Strom unter einem Nominalstrom liegt. Allerdings ist das Stück Draht so ausgelegt, dass es sich aufheizt und schmilzt oder verdampft, wenn der durch die Sicherung fließende Strom den Nominalstrom für eine bestimmte Zeit übersteigt. Wenn die Sicherung einmal ausgelöst hat, muss sie durch eine neue ersetzt werden.
  • Sicherungen werden zunehmend durch Schutzschalter (engl.: „circuit breaker“) ersetzt. Bei einem Schutzschalter handelt es sich um einen automatisch betriebenen elektrischen Schalter, der dazu ausgebildet ist, eine elektrische Schaltung vor einer Beschädigung, die durch einen Überstrom oder eine Überlast oder einen Kurzschluss verursacht wird, zu schützen. Schutzschalter können elektromechanische Relais, die, wenn ein Überstrom (d.h. ein Strom, der den Nominalstrom übersteigt) detektiert wird, ausgelöst werden, um die geschützte Schaltung von der Versorgung zu trennen. Bei vielen Anwendungen (z. B. der eingebauten Leistungsversorgung eines Automobils) können Schutzschalter unter Verwendung eines elektronischen Schalters (z. B. eines MOS-Transistors, eines IGBTs oder dergleichen) implementiert werden, um die geschützte Schaltung im Fall eines Überstroms von der Versorgung zu trennen. Derartige elektronische Schutzschalter können auch als elektronische Sicherungen (E-Sicherungen oder intelligente Sicherungen) bezeichnet werden. Neben ihrer Funktion als Schutzschalter kann eine elektronische Sicherung auch dazu verwendet werden, eine Last regelmäßig ein- und auszuschalten. Üblicherweise wird der Schaltzustand (ein/aus) von elektronischen Schaltern wie beispielsweise MOS-Transistoren unter Verwendung so genannter Treiberschaltungen oder einfach Treibern (Gatetreibern im Fall von MOS-Transistoren) gesteuert.
  • Allerdings können herkömmliche Treiberschaltungen zumindest bei einigen elektronischen Schutzschaltern (E-Sicherungen) im Hinblick auf Fehlertoleranz und Funktionssicherheit, was insbesondere bei Automotive-Anwendungen, bei denen Standards betreffend die Funktionssicherheit eingehalten werden müssen (z. B. ISO 26262) ein Aspekt sein kann, unzureichend sein.
  • ÜBERBLICK
  • Hierin wird eine Treiberschaltung für einen elektronischen Schalter beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung enthält die Treiberschaltung einen Eingangspuffer mit einem Eingangsknoten zum Empfangen eines Puffer-Eingangssignals, eine mit dem Eingangsknoten und einem Masseknoten gekoppelte Pull-down-Schaltung, und eine mit dem Eingangsknoten und einem Versorgungsknoten gekoppelte Pull-up-Schaltung. Die Treiberschaltung enthält außerdem eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, entweder die Pull-down-Schaltung oder die Pull-up-Schaltung zu aktivieren. Die Pull-up-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffer-Eingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, und die Pull-down-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffer-Eingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  • Weiterhin wird ein Verfahren zum Steuern eines elektronischen Schalters beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung umfasst das Verfahren das Empfangen eines Puffer-Eingangssignals an einem Eingangsknoten eines Eingangspuffers. Der Spannungspegel an einem Ausgangsknoten des Eingangspuffers wird durch Aktivieren einer Pull-up-Schaltung nach oben gezogen, wenn der Spannungspegel des Puffer-Eingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, oder der Spannungspegel an einem Ausgangsknoten des Eingangspuffers wird durch Aktivieren einer Pull-down-Schaltung nach unten gezogen, wenn der Spannungspegel des Puffer-Eingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  • Des Weiteren wird hierin eine elektronische Sicherungsschaltung beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung umfasst die elektronische Sicherungsschaltung einen elektronischen Schalter, der operabel mit einer Last gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Last mit einer Leistungsversorgung zu verbinden und von dieser zu trennen. Weiterhin enthält die elektronische Sicherungsschaltung eine Treiberschaltung, die mit einer Steuerelektrode des elektronischen Schalters gekoppelt ist. Die Treiberschaltung enthält einen Eingangspuffer, der einen Eingangsknoten zum Empfangen eines Puffereingangssignals, eine mit dem Eingangsknoten und einem Masseknoten gekoppelte Pull-down-Schaltung, und eine mit dem Eingangsknoten und einem Versorgungsknoten gekoppelte Pull-down-Schaltung. Weiterhin enthält die Treiberschaltung eine Steuerschaltung, der dazu ausgebildet ist, entweder die Pull-down-Schaltung oder die Pull-up-Schaltung zu aktivieren. Die Pull-up-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffer-Eingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, und die Pull-down-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffer-Eingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  • Figurenliste
  • Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die Zeichnungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstäblich, vielmehr wurde darauf Wert gelegt, die Prinzipien der Erfindung darzustellen. Des Weiteren bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugszeichen korrespondierende Teile. Zu den Abbildungen:
    • 1 zeigt schematisch eine beispielhafte Anwendung einer elektronischen Schaltung mit einem elektronischen Schalter und einer Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, den elektronischen Schalter zu steuern.
    • 2 zeigt eine beispielhafte Implementierung der Steuerschaltung.
    • 3 enthält Zeitverlaufsdiagramme, die ein Beispiel des Betriebs einer Logikschaltung, die in der in 2 gezeigten Steuerschaltung enthalten ist, veranschaulicht.
    • 4 zeigt eine beispielhafte Implementierung der Logikschaltung.
    • 5 zeigt die in der Steuerschaltung zum Steuern des elektronischen Schalters enthaltene Treiberschaltung ausführlicher, wobei die Treiberschaltung einen Eingangspuffer und einen Pegelumsetzer aufweist.
    • 6 zeigt eine gewöhnliche Implementierung der Treiberschaltung von 5.
    • 7 zeigt eine beispielhafte Implementierung des Eingangspuffers gemäß einer Ausgestaltung.
    • 8 zeigt das Beispiel von 7 ausführlicher.
    • 9 zeigt eine beispielhafte Implementierung des Pegelumsetzers gemäß einer Ausgestaltung.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • In der folgenden ausführlichen Beschreibung wird Bezug genommen auf die begleitenden Zeichnungen. Die Zeichnungen bilden einen Teil der Beschreibung und zeigen anhand der Darstellung konkreter beispielhafter Ausgestaltungen, wie die Erfindung umgesetzt werden kann. Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausgestaltungen, sofern nicht ausdrücklich anders erwähnt, miteinander kombiniert werden können.
  • 1 zeigt ein Beispiel einer elektronischen Schaltung, die als elektronische Sicherung F betrieben werden kann. Die elektronische Schaltung enthält einen elektronischen Schalter 2 mit einem Steuerknoten 21 und einem Laststrompfad zwischen einem ersten Lastknoten 22 und einem zweiten Lastknoten 23. Die elektronische Schaltung enthält weiterhin eine mit dem Steuerknoten 21 des elektronischen Schalters 2 gekoppelte Steuerschaltung 1, die dazu ausgebildet ist, den elektronischen Schalter 2 zu steuern. Die elektronische Schaltung mit dem elektronischen Schalter 2 und der Steuerschaltung 1 kann auf einem Halbleiter-Die (Chip) monolithisch integriert sein, oder sie kann in zwei Halbleiter-Dies, die in einem integrierten Schaltungspackage angeordnet sind, integriert sein. Die elektronische Schaltung ist dazu ausgebildet, eine Last Z (in 1 anhand gestrichelter Linien dargestellt), die mit dem Laststrompfad des elektronischen Schalters in Reihe geschaltet werden kann, zu steuern. Dabei kann die Reihenschaltung des elektronischen Schalters 2 und der Last Z zwischen Versorgungsknoten, an denen ein positives Versorgungspotential und ein negatives Versorgungspotential oder Massepotential GND (Null Volt) bereitgestellt werden kann, angeschlossen sein. Im Folgenden wird eine Spannung zwischen den zwei Versorgungsknoten als Versorgungsspannung VB bezeichnet. Die Last Z kann entsprechend einem der Steuerschaltung 1, zum Beispiel einem Mikrocontroller 8, zugeführten Eingangssignal SIN ein- und ausgeschaltet werden. Allerdings kann das Eingangssignal SIN, abhängig von der Anwendung, durch eine beliebige andere Schaltung anstatt durch einen Mikrocontroller erzeugt werden.
  • Bei einer beispielhaften Anwendung kann die elektronische Schaltung dazu verwendet werden, eine Last Z in einem Automobil zu steuern. In diesem Fall handelt es sich bei der Leistungsquelle, die die Versorgungsspannung VB bereitstellt, um eine Autobatterie. „Eine Last zu steuern“ kann das Ein- oder Ausschalten der Last durch Ein- oder Ausschalten des elektronischen Schalters 2 enthalten. Bei der Last kann es sich um eine beliebige in einem Automobil verwendete Last handeln. Beispiele für die Last Z umfassen unter anderem verschiedene Arten von Lampen, verschiedene Arten von Motoren, Relais, ein Heizungssystem oder dergleichen. Bei dem in 1 gezeigten Beispiel sind der elektronische Schalter 2 und die Last Z in einer High-Side-Konfiguration verbunden. Das heißt, die Last Z ist zwischen dem elektronischen Schalter 2 und dem Masseknoten GND angeschlossen. Allerdings handelt es sich hierbei lediglich um ein Beispiel. Der elektronische Schalter 2 und die Last Z können ebenso bei einer Low-Side-Konfiguration oder einer beliebigen anderen Konfiguration verbunden sein. Zum Beispiel ist der elektronische Schalter in einer Low-Side-Konfiguration zwischen der Last Z und dem Masseknoten GND angeschlossen.
  • Gemäß dem Beispiel von 1 kann die Last Z über einen elektrisch leitenden Draht an dem elektronischen Schalter 2 angeschlossen sein. Abhängig davon, wo sich die elektronische Schaltung und die betreffende Last Z innerhalb der elektrischen Installation eines Automobils befinden, kann der Draht eine beträchtliche Länge von einigen 10 cm oder sogar mehr (z. B. bis zu 10 m) aufweisen. Ein modernes Automobil enthält eine Vielzahl elektrischer Lasten, so dass eine Vielzahl von Drähten erforderlich ist, um die einzelnen Lasten an ihre entsprechenden elektronischen Schalter anzuschließen. Um Kosten und Ressourcen zu sparen, kann es wünschenswert sein, die einzelnen Drähte so zu dimensionieren, dass sie einem Strom, der einem Nominalstrom der betreffenden Last entspricht, lange Zeit widerstehen. Wenn allerdings der Strom über den Nominalwert ansteigt, kann der Draht aufgrund von Überhitzung beschädigt oder sogar zerstört werden. Gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung weist die Steuerschaltung 1 deshalb eine Funktion auf, einen Laststrom IL durch den elektronischen Schalter 2 zu überwachen und den elektronischen Schalter 2 abzuschalten, um den Draht (und die Last Z) zu schützen, wenn ein Überlast-Szenario detektiert wird. Bei einem „Überlastszenario“ handelt es sich um ein Szenario, das dazu führen kann, dass der Draht oder die Last beschädigt oder zerstört würde, falls der elektronische Schalter 2 nicht abgeschaltet würde, um den Draht und die Last von der die Versorgungsspannung VB (z. B. der Autobatterie) zu trennen. Dies wird hierin unten ausführlicher erläutert. Da die elektronische Schaltung dazu ausgebildet ist, die Last Z ein- und auszuschalten und den Draht zu schützen, wird sie nachfolgend auch als Schalt- und Schutzschaltung bezeichnet.
  • Gemäß dem Beispiel von 1 ist der elektronische Schalter 2 schematisch als Schaltungsblock, der einen Schalter enthält, dargestellt. Im Folgenden soll der Ausdruck „elektronischer Schalter“ einen beliebigen Typ eines elektronischen Schalters oder eines elektronischen Schaltkreises, der einen Steuerknoten 21 und einen Laststrompfad zwischen dem ersten Lastknoten 22 und dem zweiten Lastknoten 23 enthält und der dazu ausgebildet ist, abhängig von einem an dem Steuerknoten 21 empfangenen Steuersignal ein- und ausgeschaltet zu sein, bezeichnen. „Eingeschaltet“ bedeutet, dass der elektronische Schalter in einem Ein-Zustand, in dem der elektronische Schalter 2 dazu in der Lage ist, einen Strom zwischen dem ersten Lastknoten 22 und dem zweiten Lastknoten 23 zu leiten, arbeitet. „Ausgeschaltet“ bedeutet, dass der elektronische Schalter 2 in einem Aus-Zustand, in dem der elektronische Schalter 2 in der Lage ist, einen Stromfluss zwischen dem ersten Lastknoten 22 und dem zweiten Lastknoten 23 zu verhindern, betrieben wird. Gemäß einem Beispiel enthält der elektronische Schalter 2 zumindest einen Transistor. Bei dem zumindest einen Transistor handelt es sich zum Beispiel um einen MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor), einen IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate), einen JFET (Sperrschicht-Feldeffekttransistor), einen BJT (Bipolartransistor) oder einen HEMT (Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit).
  • Im Folgenden werden Beispiele der Steuerschaltung 1 und ihrer Funktion unter Bezugnahme auf Zeichnungen erläutert. Insbesondere wird die Funktion der Steuerschaltung 1 unter Bezugnahme auf in den Zeichnungen dargestellte Funktionsblöcke erläutert. Es wird darauf hingewiesen, dass diese Funktionsblöcke die Funktion der Steuerschaltung 1 repräsentieren und nicht ihre konkrete Implementierung. Bei diesen Funktionsblöcken kann es sich um zugehörige Schaltungsblöcke, die dazu ausgebildet sind, die entsprechende, unten erläuterte Funktion auszuführen, handeln. Allerdings ist es ebenso möglich, dass die Funktionen der einzelnen Funktionsblöcke durch eine programmierbare Schaltung (Prozessor), die dazu ausgebildet ist, in einem Speicher gespeicherte Software auszuführen, durchgeführt werden.
  • 2 zeigt eine beispielhafte Implementierung der Steuerschaltung 1. Bei diesem Beispiel enthält die Steuerschaltung 1 eine Überwachungsschaltung 4, die dazu ausgebildet ist, ein erstes Schutzsignal OC basierend auf einer Strom-Zeit-Charakteristik des Laststroms IL zu erzeugen. „Das erste Schutzsignal OC basierend auf der Strom-Zeit-Charakteristik des Laststroms IL zu erzeugen“ kann beinhalten, dass die Überwachungsschaltung 4 den Strompegel des Laststroms IL sowie den vorherigen Strompegel berücksichtigt, um das erste Schutzsignal OC zu erzeugen. Das heißt, die Überwachungsschaltung 4 wertet den Laststrom IL über eine bestimmte Zeitdauer aus, um das erste Schutzsignal OC zu erzeugen. Damit sie in der Lage ist, den Laststrom IL auszuwerten, empfängt die Überwachungsschaltung 4 ein Strommesssignal CS und erzeugt das erste Schutzsignal OC basierend auf dem Strommesssignal CS. Das Strommesssignal CS repräsentiert den Laststrom IL und kann, gemäß einem Beispiel, proportional zu dem Laststrom IL sein. Bei dem Beispiel von 2 ist das Strommesssignal CS (das auch als Stromerfassungssignal bezeichnet werden kann) an einem Erfassungsausgang 24 des elektronischen Schalters 2 verfügbar. In diesem Fall kann eine Strommessschaltung, die dazu ausgebildet ist, den Laststrom IL zu messen und das Strommesssignal bereitzustellen, in dem elektronischen Schalter 2 integriert sein. Allerdings stellt dies lediglich ein Beispiel dar. Es kann ebenso gut eine von dem elektronischen Schalter 2 getrennte Strommessschaltung verwendet werden.
  • Die in 2 dargestellte Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, den elektronischen Schalter 2 basierend auf dem ersten Schutzsignal OC und einem an einem ersten Eingangsknoten (Eingangspin) PIN der elektronischen Schaltung empfangenen Eingangssignal SIN zu steuern. Das erste Schutzsignal OC ebenso wie das Eingangssignal SIN werden einer Logikschaltung 3, die ein Steuersignal SON basierend auf dem ersten Schutzsignal OC und dem Eingangssignal SIN erzeugt, zugeführt. Das Steuersignal SON wird dem Steuerknoten 21 des elektronischen Schalters zugeführt, um den elektronischen Schalter 2 ein- oder auszuschalten. Gemäß einem Beispiel kann es sich bei dem Steuersignal SON um ein Logiksignal, das einen Ein-Pegel, der signalisiert, dass es gewünscht ist, den elektronischen Schalter 2 einzuschalten, oder einen Aus-Pegel, der signalisiert, dass es gewünscht ist, den elektronischen Schalter 2 auszuschalten, handeln. Die Treiberschaltung 51 (oder einfach der Treiber) ist dazu ausgebildet, den elektronischen Schalter 2 basierend auf dem entsprechenden Signalpegel des Steuersignals SON zu steuern. Der elektronische Schalter 2 enthält zum Beispiel einen Transistor wie beispielsweise einen MOSFET (wie in 2 schematisch dargestellt). Bei einem MOSFET handelt es sich um ein spannungsgesteuertes Halbleiterbauelement, das abhängig von einer Steuerspannung, die zwischen einem Gateknoten und einem Sourceknoten angelegt wird, ein- oder ausschaltet. Bei diesem Beispiel ist der Treiber 51 dazu ausgebildet, die Steuerspannung (Gatespannung) basierend auf dem Steuersignal SON zu erzeugen, um den MOSFET entsprechend dem Steuersignal SON ein- oder auszuschalten.
  • Eine Möglichkeit für den Betrieb der Steuerschaltung 1, insbesondere der Logikschaltung 3, wird unter Bezugnahme auf 3 erläutert. 3 enthält beispielhafte Zeitverlaufsdiagramme des Eingangssignals SIN , des ersten Schutzsignals OC und des Steuersignals SON . Bei dem gezeigten Beispiel handelt es sich bei dem Eingangssignal SIN um ein Logiksignal, das einen Ein-Pegel oder einen Aus-Pegel aufweist. Wie erwähnt, signalisiert ein Ein-Pegel des Eingangssignals SIN , dass es gewünscht ist, den elektronischen Schalter 2 einzuschalten, und ein Aus-Pegel signalisiert, dass es gewünscht ist, den elektronischen Schalter 2 auszuschalten. Lediglich zum Zweck der Erläuterung kann es sich bei diesem Beispiel bei dem Ein-Pegel um einen logischen High-Pegel handeln, und bei dem Aus-Pegel kann es sich um einen logischen Low-Pegel handeln. Gleichermaßen ist bei dem Beispiel von 3 der Ein-Pegel des Steuersignals SON als High-Pegel dargestellt, und der Aus-Pegel ist als Low-Pegel dargestellt. Bei diesem Beispiel ist das erste Schutzsignal OC ebenfalls ein Logiksignal mit zwei verschiedenen Signalpegeln. Ein Signalpegel des ersten Schutzsignals OC, der signalisiert, dass es gewünscht ist, den elektronischen Schalter 2 auszuschalten, wird nachfolgend als Schutzpegel oder Deaktivierungspegel (da er die Logikschaltung 3 deaktiviert, um den elektronischen Schalter 2 auszuschalten) bezeichnet. Gemäß dem in 3 gezeigten Beispiel kann es sich bei dem Schutzpegel um einen logischen High-Pegel handeln. Der andere Signalpegel des ersten Schutzsignals OC wird nachfolgend als Aktivierungspegel (da er die Logikschaltung 3 aktiviert, um den elektronischen Schaltung 2 basierend auf dem Eingangssignal SIN zu steuern) bezeichnet. Gemäß dem vorliegenden Beispiel kann es sich bei dem Aktivierungspegel um ein Low-Signal handeln.
  • Wie in 3 dargestellt ist die Logikschaltung 3 dazu ausgebildet, den elektronischen Schalter 2 entsprechend dem Eingangssignal SIN zu steuern, wenn das erste Schutzsignal OC den Aktivierungspegel aufweist. Das heißt, die Logikschaltung 3 schaltet den elektronischen Schalter 2 ein, wenn sich der Signalpegel des Eingangssignals SIN durch Erzeugung des Steuersignals SON mit einem Ein-Pegel von dem Aus-Pegel zu dem Ein-Pegel ändert, und sie schaltet den elektronischen Schalter 2 aus, wenn sich der Signalpegel von dem Eingangssignal SIN durch Erzeugung des Steuersignals SON mit einem Aus-Pegel von dem Ein-Pegel zu dem Aus-Pegel ändert. Dieses Schema ist in 3 zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 dargestellt. Die Logikschaltung 3 schaltet den elektronischen Schalter 2 aus, indem sie den Signalpegel des Steuersignals SON von dem Ein-Pegel zu dem Aus-Pegel ändert, wenn das erste Schutzsignal OC signalisiert, dass es gewünscht ist, den elektronischen Schalter 2 auszuschalten. Dies ist in 3 zu dem Zeitpunkt t1 , zu dem sich der Signalpegel des ersten Schutzsignals OC auf dem Schutzpegel ändert, gezeigt.
  • Gemäß einem Beispiel belässt die Logikschaltung 3 den elektronischen Schalter 2 nach dem Zeitpunkt t1 selbst dann in dem Aus-Zustand, wenn sich das erste Schutzsignal OC auf den Aktivierungspegel ändert und das Eingangssignal SIN den Ein-Pegel aufweist. Das heißt, die Logikschaltung 3 ist in einem Betriebszustand, der den elektronischen Schalter 2 in dem Aus-Zustand belässt, verriegelt, bis sie zurückgesetzt wird. Gemäß einem Beispiel ist die Logikschaltung 3 dazu ausgebildet, den elektronischen Schalter 2, das heißt die logische Schaltung 3, erst zurückzusetzen, nachdem sich der Signalpegel des Eingangssignals SIN von dem Ein-Pegel auf den Aus-Pegel und zurück von dem Aus-Pegel zu dem Ein-Pegel geändert hat. Bei dem gezeigten Beispiel ändert sich der Signalpegel des Eingangssignals SIN zum Zeitpunkt t2 zu dem Aus-Pegel und zum Zeitpunkt t3 zurück zu dem Ein-Pegel, wobei der elektronische Schalter 2 zu dem Zeitpunkt t3 wieder eingeschaltet wird. Gemäß einem Beispiel wird die Logikschaltung 3 nur zurückgesetzt, wenn der Aus-Pegel des Eingangssignals SIN länger als eine vorgegebene Zeitdauer, bevor sich das Eingangssignal SIN zu dem Ein-Pegel ändert, vorherrscht. Das heißt, bei dem in 3 gezeigten Beispiel wird die Steuerschaltung nur zurückgesetzt, wenn zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 eine vorgegebene Zeitdauer vorliegt.
  • 4 zeigt ein Beispiel einer Logikschaltung 3, die dazu ausgebildet ist, den elektronischen Schalter 2 entsprechend den in 3 gezeigten Zeitverlaufsdiagrammen zu steuern. Bei diesem Beispiel enthält die Logikschaltung 3 ein Latch 31, zum Beispiel ein SR-Flip-Flop, und ein Logikgatter 32, zum Beispiel ein UND-Gatter. Das SR-Flip-Flop empfängt das erste Schutzsignal OC an einem Setz-Eingang S, und das Logikgatter empfängt das Eingangssignal SIN und ein Ausgangssignal von einem invertierenden Ausgang Q' des Flip-Flops 31. Das Eingangssignal SIN wird durch einen Rücksetz-Eingang R des Flip-Flops 31 empfangen. Das Flip-Flop 31 wird gesetzt, wenn sich das Schutzsignal OC von dem Aktivierungspegel auf den Deaktivierungspegel (dem Schutzpegel) ändert und nicht zurückgesetzt wird, bis sich das Eingangssignal SIN von dem Aus-Pegel auf den Ein-Pegel ändert. Wenn das Flip-Flop 31 gesetzt wird, ändert es den Signalpegel des Steuersignals SON über das Logikgatter 32 auf den Aus-Pegel, bis das Flip-Flop zurückgesetzt wird. Nachdem das Flip-Flop 31 zurückgesetzt wurde, wird das Steuersignal SON wieder durch das Eingangssignal SIN regiert, bis das Flip-Flop 31 erneut gesetzt wird.
  • Bei dem durch die Logikschaltung ausgegebenen Signal SON handelt es sich um ein unsymmetrisches binäres (boolesches) Signal, das den gewünschten Schaltzustand (ein oder aus) des elektronischen Schalters 2 signalisiert. Wenn allerdings der Schalter als elektronische Sicherung betrieben wird, wird er üblicherweise zwischen die Leistungsversorgung VB und die Last Z geschaltet (siehe 1), und somit handelt es sich bei dem elektronischen Schalter im Allgemeinen um einen High-Side-Schalter. Deshalb besteht die Treiberschaltung 5 (siehe 2), wie in 5 dargestellt, aus einem Eingangspuffer 51 und einem Pegelumsetzer 52. Der Eingangspuffer 51 kann irgendeinen Überspannungsschutzschaltkreis enthalten und ist dazu ausgebildet, dem Pegelumsetzer 52 ein Signal SON' mit definierten High- und Low-Pegeln zuzuführen. Der Pegelumsetzer 52 ist dazu ausgebildet, das Signal SON' in eine Steuerspannung VG für den elektronischen Schalter 2 umzusetzen, wobei das Signal SON' Masse als Referenz aufweist, während die Steuerspannung eine floatende Referenz (z. B. das Sourcepotential des elektronischen Schalters im Fall eines MOS-Transistors) aufweist.
  • 6 zeigt eine beispielhafte Implementierung, die sich aus einem Eingangspuffer 51 und einem Pegelumsetzer 52 zusammensetzt. Das Signal SON (das z. B. einen Eingangsspannungspegel VIN aufweist) wird dem Eingangspuffer an einem Eingangsknoten IN zugeführt. Um die Treiberschaltung gegen Überspannungen (z. B. aufgrund einer elektrostatischen Entladung, ESD) zu schützen, kann der Eingangspuffer eine Schutzschaltung 510, die zwischen den Eingangsknoten IN und Masse gekoppelt ist, enthalten. Um hohe Ströme (so genannte ESD-Pulse) aufgrund einer elektrostatischen Entladung (ESD) abzuleiten, kann die Schutzschaltung 510 eine Zenerdiode DESD , die zwischen den Eingangsknoten IN und Masse GND geschaltet ist, enthalten. Um den Eingangsstrom zu begrenzen, kann die Schutzschaltung 510 einen Widerstand RIN , der zwischen den Eingangsknoten IN und einen Ausgangsknoten BUF des Eingangspuffers 51 geschaltet ist, enthalten. Eine weitere Zenerdiode DIN kann zwischen den Ausgangsknoten BUF und Masse geschaltet sein, um den Pegel der an dem Ausgangsknoten BUF bereitgestellten Ausgangsspannung VBUF , die dem Pegelumsetzer 52 als Eingangssignal zugeführt wird, zu begrenzen. Dementsprechend wird die Ausgangsspannung VBUF auf die Zenerspannung der Zenerdiode DIN (z. B. 3,3 V) begrenzt. Eine Pull-down-Schaltung wie beispielsweise eine Stromquelle QL ist ebenfalls zwischen den Ausgangsknoten BUF und Masse GND gekoppelt, so dass die Ausgangsspannung VBUF auf das Massepotential gezogen wird, sofern nicht der Pegel der Eingangsspannung VIN aktiv auf einen logischen High-Pegel gesetzt wird. Anstelle einer Stromquelle kann ein einfacher Widerstand als Pull-down-Schaltungselement verwendet werden.
  • Bei dem Beispiel von 6 enthält der Pegelumsetzer 52 eine Stromquelle QDC , die zwischen Masse GND und einen Eingangsstrompfad (d.h. den Laststrompfad eines p-Kanal-Transistors P1) eines Stromspiegels, der aus Transistoren P1 und P2 zusammengesetzt ist, geschaltet ist, wobei ein elektronischer Schalter, der als n-Kanal-MOS-Transistor N1 implementiert sein kann, zwischen die Stromquelle QDC und den Stromspiegel geschaltet ist. Abhängig von dem Schaltzustand (ein oder aus) des Transistors N1 ist der Eingangsstrom des Stromspiegels entweder gleich dem durch die Stromquelle QDC erzeugten Strom IDC , oder Null, wobei der Transistor N1 entsprechend der Ausgangsspannung VBUF des Eingangspuffers 51 ein- und ausgeschaltet wird. Wenn der Transistor N1 ein ist, „sieht“ der P-Kanal-Transistor P1 den Laststrom iDC , und folglich arbeitet der P-Kanal-Transistor P2 (in dem Ausgangsstrompfad des Stromspiegels) als Stromquelle, die versucht, einen Konstantstrom iDC zu erzeugen. Wenn der Transistor N1 aus ist, „sieht“ der P-Kanal-Transistor P1 einen Laststrom von Null, und folglich nehmen die P-Kanal-Transistoren P1 und P2 einen Aus-Zustand an und verhalten sich daher ähnlich einem sehr hohen Widerstand.
  • Eine weitere Stromquelle QHS ist zwischen den Ausgangsstrompfad des Stromspiegels (d.h. dem Strompfad des P-Kanal-Transistors P2) und einen High-Side-Referenzknoten HSREF, der sich auf dem floatenden Referenzpotential für High-Side-Signale (z. B. dem Sourcepotential des elektronischen Schalters 2 im Fall eines MOSFETs, siehe 5) befindet, geschaltet. Die Stromquelle QHS ist dazu ausgebildet, einen Strom, der geringer als der Strom IDC ist, zu erzeugen. Der gemeinsame Schaltungsknoten des P-Kanal-Transistors P2 und der Stromquelle QHS ist mit OUT' bezeichnet. Der Ausgangsknoten OUT des Pegelumsetzers ist über einen Invertierer XHS mit dem Knoten OUT' gekoppelt, so dass der Signalpegel an dem Ausgangsknoten OUT das Inverse des Signalpegels an dem Knoten OUT' ist. Wenn der Transistor N1 aus ist und der P-Kanal-Transistor P1 einen Laststrom von Null „sieht“, wird der Signalpegel an dem Knoten OUT (näherungsweise) zu der Versorgungsspannung VSUP hin gezogen, wodurch an dem Knoten OUT' ein High-Pegel und an dem Ausgangsknoten OUT ein Low-Pegel erzeugt werden. Wenn der Transistor N1 ein ist und der P-Kanal-Transistor P1 den Strom iDC als Laststrom „sieht“, wird der Signalpegel an dem Knoten OUT' (näherungsweise) hin zu dem Referenzpotential an dem Referenzknoten HSREF gezogen, wodurch an dem Knoten OUT' ein Low-Pegel und an dem Ausgangsknoten OUT ein High-Pegel erzeugt werden. In anderen Worten, bei dem vorliegenden Beispiel wird der aus Transistoren P1 und P2 zusammengesetzte Stromspiegel als Stromkomparator, der dazu ausgebildet ist, den Strom in dem Eingangsstrompfad des Stromspiegels (iDC oder Null) mit einem Referenzstrom iHS zu vergleichen, betrieben. Im Wesentlichen wird die Ausgangsspannung VBUF des Eingangspuffers für die Masse der Bezugspunkte in die Spannung VG, für die der floatende Knoten HSREF der Bezugspunkt ist, umgesetzt.
  • Aus 6 kann man erkennen, dass der Eingangspuffer, während er mit einem hohen Eingangsspannungspegel VIN versorgt wird, (aufgrund der Stromquelle QL ) permanent einen Eingangsstrom iIN von dem Eingangsknoten IN zieht. Darüber hinaus zieht der Pegelumsetzer, während er mit einem hohen Spannungspegel VSUP versorgt wird, permanent einen Laststrom von 2·iDC. Dieser Stromverbrauch ist unerwünscht. Selbst wenn der Stromverbrauch einer einzigen Treiberschaltung für eine einzige elektronische Sicherung gering sein kann, kann der Gesamtstromverbrauch einer hohen Anzahl elektronischer Sicherungen, die in einem Automobil verwendet werden können, die Autobatterie signifikant belasten. Darüber hinaus zieht die Stromquelle QL , wenn das Eingangssignal SON (die Spannung VIN ), während der elektronische Schalter 2 ein ist, nicht aktiv auf einem High-Pegel gehalten wird, den Pegel der Eingangspufferausgangsspannung VBUF auf einen Low-Pegel und schaltet damit den elektronischen Schalter 2 aus. Dass das Eingangssignal SON (die Spannung VIN ) nicht aktiv auf einem High-Pegel gehalten wird, kann durch einen Fehler in der Schaltung (z. B. eine unterbrochene Leitung L, auch als „Pin-Verlust“ bezeichnet, siehe 1) oder dadurch, dass der Mikrocontroller in einen Ruhezustand übergeht, verursacht werden. Allerdings wäre es bei vielen Anwendungen gewünscht, dass der elektronische Schalter 2, wenn er als elektronische Sicherung betrieben wird, selbst dann ein bleibt, wenn der Mikrocontroller in einen Ruhezustand übergeht.
  • 7 zeigt eine beispielhafte Ausgestaltung eines verbesserten Eingangspuffers 51, der in einer Treiberschaltung 5 (siehe 5) verwendet wird. Wie bei dem vorangehenden Beispiel kann der Eingangspuffer eine Schutzschaltung 510, die bereits unter Bezugnahme auf 6 erläutert wurde, enthalten. Allerdings kann, abhängig von der Anwendung, eine andere (z. B. komplexere) Schutzschaltung verwendet werden, oder die Schutzschaltung kann überhaupt weggelassen werden. Es wird darauf hingewiesen, dass die Schutzschaltung den Pegel des Eingangssignals SON (d.h. bei dem vorliegenden Beispiel die Spannung VIN ) nicht beeinflusst, wenn der Eingangsspannungspegel innerhalb festgelegter Grenzen (z. B. zwischen 0 V und 3,3 V) liegt. Allerdings wird die bei dem vorherigen Beispiel von 6 verwendete Pull-down-Schaltung (die Stromquelle QL ) durch eine Pull-up-Schaltung ergänzt, wobei sowohl die Pull-down-Schaltung als auch die Pull-up-Schaltung unter Verwendung elektronisch steuerbarer Schalter SWL bzw. SWH aktiviert und deaktiviert werden kann.
  • Bei der vorliegenden Ausgestaltung werden die Pull-down-Schaltung und die Pull-up-Schaltung durch Stromquellen QL bzw. QH repräsentiert. Die Stromquelle QL ist zwischen dem Masseknoten GND und dem Eingangspufferausgangsknoten BUF angeschlossen, und die Stromquelle QH ist zwischen dem Eingangspufferausgangsknoten BUF und einem Versorgungsknoten, der eine Versorgungsspannung VSUP bereitstellt, angeschlossen. Daher bestimmt der Spannungspegel der Versorgungsspannung VSUP den High-Pegel der Eingangspufferausgangsspannung VBUF . Es wird darauf hingewiesen, dass die Ströme iH , iL - auch wenn die Stromquellen QH , QL im Wesentlichen konstante Ströme iH , iL bereitstellen, während sie die Spannung VBUF auf die Versorgungsspannung VSUP oder Masse ziehen - auf nahezu Null fallen, sobald die Spannung VBUF den gewünschten High- bzw. Low-Pegel erreicht, weil der Spannungsabfall über der Stromquelle näherungsweise Null erreicht. Die Pull-down-Schaltung und die Pull-up-Schaltung (die Stromquellen QH , QL ) werden abhängig vom Ist-Pegel der Spannung VBUF durch die Schalter SWH bzw. SWL aktiviert und deaktiviert. Dementsprechend ist die Pull-down-Schaltung (die Stromquelle QL ) aktiv und die Pull-up-Schaltung (die Stromquelle QL ) ist inaktiv, solange die Spannung VBUF unter einem Schwellenwert VTH (VBUF < VTH) liegt. Umgekehrt ist die Pull-down-Schaltung (Stromquelle QL ) inaktiv und die Pull-up-Schaltung (die Stromquelle QH ) ist aktiv, sobald die Spannung VBUF den Schwellenwert VTH erreicht oder übersteigt (VBUF ≥ VTH). Bei dem Beispiel von 7 behält der Treiber 5 ein Ausgangssignal (die Spannung VG) mit hohem Pegel selbst dann bei, wenn der Signalpfad zwischen dem Eingangsknoten IN und einer externen Schaltung, die das Eingangssignal SIN (siehe 1, Draht/Leitung L) bereitstellt, unterbrochen ist oder wenn das Eingangssignals SN aus irgendeinem anderen Grund verschwindet (z. B. weil der Mikrocontroller, der das Eingangssignal SIN erzeugt, in einen Ruhezustand wechselt, siehe 1). Folglich trennt die elektronische Sicherung F, d.h. der elektronische Schalter, die Last nicht von der Versorgung, sofern der elektronische Schalter 2 nicht aktiv ausgeschaltet wird, z. B. indem das Eingangssignal SIN (siehe 1) durch den Mikroncontroller aktiv auf einen Low-Pegel gesetzt wird.
  • Das Beispiel von 8 zeigt eine beispielhafte Implementierung des allgemeinen Beispiels von 7. Bei der vorliegenden Ausgestaltung sind die Pull-down-Schaltung (die Stromquelle QL ) und die Pull-up-Schaltung (die Stromquelle QH ) unter Verwendung von n-Kanal-MOS-Transistoren ML bzw. MH vom Verarmungstyp implementiert. Die Gateelektroden der MOS-Transistoren ML und MH können mit einer konstanten Bias-Spannung Vx versorgt werden. Abhängig von der zur Herstellung der integrierten Schaltung verwendeten Halbleitertechnologie kann die Bias-Spannung Vx Null sein. Das heißt, die Gateelektroden ebenso wie die Bodykontakte der MOS-Transistoren ML und MH können an Masse angeschlossen sein. In diesem Fall ist die Spannung zwischen Gate und Body konstant Null, und somit sind die Drainströme iH und iL der MOS-Transistoren ML und MH ebenfalls im Wesentlichen konstant, solange die Drain-Source-Spannungen hoch genug sind, so dass die MOS-Transistoren ML und MH im Sättigungsbereich arbeiten. Wenn sich allerdings die Spannung VBUF Null (wenn die Pull-down-Schaltung aktiv ist) oder der Versorgungsspannung VSUP (wenn die Pull-up-Schaltung aktiv ist) nähert, verringern sich die Drain-Source-Spannungen, bis die MOS-Transistoren ML bzw. MH im linearen Bereich arbeiten. Die Drainströme IL und IH verringern sich dementsprechend und nähern sich Null. Als Folge wird in beiden Schaltstufen (ein und aus) (nahezu) kein Strom verbraucht. Die Stromquellen QL und QH (wenn sie als MOS-Transistoren ML bzw. MH implementiert sind) sind nur in den Übergangsphasen zwischen VBUF = 0 V (Schalter aus) und VBUF= VSUP (Schalter ein) aktiv.
  • Gemäß dem Beispiel von 8 können die Schalter SWH und SWL unter Verwendung von p-Kanal- und n-Kanal-MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp implementiert werden, wobei der Schalter SWH der Pull-up-Schaltung als p-Kanal-MOS-Transistor vom Anreicherungstyp implementiert ist und der Schalter SWL in der Pull-down-Schaltung als n-Kanal-MOS-Transistor vom Anreicherungstyp implementiert ist. Die Gateelektroden der Schalter sind mit dem Ausgang eines Invertierers X1 , der einen Spannungspegel, der das Inverse des Signalpegels VSUP repräsentiert, erzeugt, verbunden. Dementsprechend ist die Pull-down-Schaltung aktiv (der Schalter SWL ist ein und der Schalter SWH ist aus), wenn der Pegel der Spannung VSUP unter einem Schwellenwert VTHL liegt und somit als „Low-Pegel“ klassifiziert wird. Ähnlich ist die Pull-up-Schaltung aktiv (der Schalter SWL ist aus und der Schalter SWH ist ein), wenn der Pegel der Spannung VSUP unter einem Schwellenwert VTHH liegt und deshalb als „High-Pegel“ klassifiziert wird. Abhängig von der Implementierung können die Schwellenwerte VTHL und VTHH identisch sein. Falls der Invertierer X1 eine Hysterese aufweist, ist der Schwellenwert VTHH größer als VTHL. Die Hysterese kann nützlich sein, um ein unerwünschtes Hin- und Herschalten der Schalter SWH und SWL zu verhindern.
  • 9 zeigt eine weitere beispielhafte Implementierung des Eingangspuffers 51, sowie eine beispielhafte Implementierung des Pegelumsetzers 52, die auch dazu ausgebildet ist, den Stromverbrauch auf die Übergangsphasen während des Umschaltens von einem High-Pegel auf einen Low-Pegel der Eingangspufferausgangsspannung VBUF und umgekehrt zu beschränken. Die in dem Eingangspuffer 51 enthaltene Schutzschaltung 510 ist im Wesentlichen dieselbe wie bei den vorhergehenden Beispielen, mit Ausnahme eines zusätzlichen n-Kanal-MOS-Transistors MIN vom Verarmungstyp, dessen Drain-Source-Strecke zwischen den Eingangsknoten IN und die Pull-up- und Pull-down-Schaltungen gekoppelt ist. Der Bodykontakt (Bulk-Kontakt) des Transistors MIN kann mit der Sourceelektrode verbunden sein oder mit einer Referenzspannung VB , die auf Null gesetzt werden kann (d.h., der Bodykontakt kann mit Masse verbunden werden) versorgt werden. Die Gateelektrode des Transistors MIN kann mit einer Bias-Spannung Vx, die auch Null (d.h. Massepotential) sein kann, versorgt werden. Die Werte von Vx und VB hängen von der zum Implementieren der integrierten Schaltung verwendeten Halbleitertechnologie ab. Bei einer Ausgestaltung sind sowohl der Bodykontakt als auch die Gateelektrode mit Massepotential verbunden.
  • Wenn der MOS-Transistor MIN im linearen Bereich arbeitet, wirkt er, ergänzend zu dem Eingangswiderstand RIN , als zusätzlicher Widerstand. Wenn der Spannungspegel des Eingangssignals SON zu hoch ist, arbeitet der MOS-Transistor MIN in seinem Sättigungsbereich und begrenzt damit den High-Pegel des Spannungssignals VBUF' effektiv auf einen Wert, der von der Bias-Spannung Vx abhängt. Die Ausgangsspannung der Schutzschaltung 510 ist mit VBUF' (der Spannung zwischen dem Knoten BUF' und Masse) bezeichnet. Während des normalen Betriebs folgt die Spannung VBUF' der Spannung VIN . Allerdings kann die Spannung VIN einen High-Pegel aufweisen, der (aufgrund der durch den Transistor MIN erzielten Begrenzung) höher als der High-Pegel der Spannung VBUF' ist.
  • Bei dem Beispiel von 9 sind die Pull-up-Schaltung und die Pull-down-Schaltung auf dieselbe Weise implementiert wie bei dem vorherigen Beispiel von 8. Dementsprechend kann die Pull-up-Schaltung aus einem n-Kanal-MOS-Transistor MH vom Verarmungstyp und dem zum Aktivieren und Deaktivieren der Pull-up-Schaltung ausgebildeten Halbleiterschalter SWH zusammengesetzt sein, wobei der Transistor MH und der Schalter SWH zwischen den Schaltungsknoten BUF' und einen Versorgungsknoten, an dem die Versorgungsspannung VSUP bereitgestellt wird, in Reihe geschaltet sind. Ähnlich kann die Pull-down-Schaltung aus dem n-Kanal-MOS-Transistor ML vom Verarmungstyp und dem zum Aktivieren und Deaktivieren der Pull-up-Schaltung ausgebildeten Halbleiterschalter SWL zusammengesetzt sein, wobei der Transistor ML und der Schalter SWL zwischen dem Schaltungsknoten BUF' und Masse in Reihe geschaltet sind. Analog zu dem vorherigen Beispiel aktivieren die Schalter SWL und SWH entweder die Pull-down-Schaltung oder die Pull-up-Schaltung in Abhängigkeit davon, ob sich die Spannung VBUF auf einem High-Pegel oder einem Low-Pegel befindet. Die Bodykontakte und die Gateelektroden können auf dieselbe Weise wie der Bodykontakt und die Gateelektrode des Transistors MIN mit der Referenzspannung VB bzw. der Bias-Spannung Vx versorgt werden. Es versteht sich, dass die an das Bodygebiet des n-Kanal-MOS-Transistors MH vom Verarmungstyp angelegte Referenzspannung VB niedriger sein muss als der Spannungspegel VE an der Sourceelektrode des Transistors MH . Dementsprechend kann die Spannung VB beispielsweise auf 0 V gesetzt werden (z. B. indem die Gateelektrode und das Bodygebiet des Transistors MH mit Masse verbunden werden).
  • Wie in 9 gezeigt sind drei Invertierer X1 , X2, X3 mit dem Knoten BUF' diesem nachgeschaltet verbunden, wobei der Schaltungsknoten an dem Ausgang des zweiten Invertierers X2 mit BUF" bezeichnet ist, und der Schaltungsknoten an dem Ausgang des dritten Invertierers X3 mit BUF bezeichnet ist. Der erste Invertierer X1 ist ausführlicher dargestellt. Dementsprechend handelt es sich bei dem ersten Invertierer X1 um einen CMOS-Invertierer, wobei ein weiterer n-Kanal-MOS-Transistor MH' von Verarmungstyp zwischen dem Versorgungsknoten, der die Versorgungsspannung VSUP bereitstellt, und dem CMOS-Invertierer angeschlossen ist. Der Transistor MH' wird eingesetzt, um dem CMOS-Invertierer X1 eine im Wesentlichen konstante Spannung (als Versorgungsspannung) zuzuführen. Das Bodygebiet und die Gateelektrode des Transistors MH' können mit der Referenzspannung VB bzw. der Bias-Spannung Vx auf dieselbe Weise versorgt werden wie der Bodykontakt und die Gateelektrode der Transistoren MH und MIN . Im Prinzip bilden die Invertierer X1 und X2 einen Puffer, der einen definierten High-Pegel (die Spannung VBUF" an dem Knoten BUF") bereitstellt, wenn die Spannung VBUF' einen Spannungsschwellenwert VTH (High-Schwellenwert) übersteigt, und einen definierten Low-Pegel, wenn die Spannung VBUF' unter einen Schwellenwert VTHL (Low-Schwellenwert) abfällt. Der dritte Invertierer invertiert den Spannungspegel von VBUF" und stellt das inverse Spannungssignal VBUF an dem Knoten BUF bereit. Die Spannung VBUF wird den Steuerelektroden (den Gateelektroden) der Halbleiterschalter SWH und SWL zugeführt, so dass der Schalter SWH ein ist (und der Schalter SWH aus ist), wenn die durch die Schutzschaltung 510 bereitgestellte Spannung VBUF' den High-Schwellenwert übersteigt, und dass der Schalter SWL ein ist (und der Schalter SWH aus ist), wenn die Spannung VBUF' unter den Low-Schwellenwert abfällt. Die Spannung VBUF kann als Ausgangssignal des Eingangspuffers 51, das dem Pegelumsetzer 52 zugeführt wird, betrachtet werden.
  • Gemäß dem Beispiel von 9 enthält der Pegelumsetzer 52 eine Flip-Flop-Schaltung 521, die dazu ausgebildet ist, einen Signalpegel (High oder Low) des Pegelumsetzereingangssignals VBUF (das Eingangspufferausgangssignal) zu speichern, und eine Spannung VG (in Bezug auf das Potential an dem High-Side-Referenzknoten HSREF) zum Steuern des elektronischen Schalters 2 (siehe 5) auszugeben. Die Flip-Flop-Schaltung 521 ist an den Schaltungsknoten, der die Versorgungsspannung VSUP bereitstellt, angeschlossen und enthält Eingangsknoten S (Setzen) und R (Zurücksetzen). Das Pegelumsetzereingangssignal VBUF ist mit dem Eingangsknoten S gekoppelt, um das Flip-Flop als Reaktion auf einen High-Pegel der Eingangsspannung VSUP zu setzen, das invertierte Pegelumsetzereingangssignal VBUF" ist mit dem Eingangsknoten R gekoppelt, um das Flip-Flop als Reaktion auf einen High-Pegel der invertierten Eingangsspannung VBUF" (d.h. einen Low-Pegel der Eingangsspannung VBUF ) zurückzusetzen.
  • Die Flip-Flop-Schaltung 521 kann aus zwei p-Kanal-MOS-Transistoren P1 und P2 zusammengesetzt sein, wobei der p-Kanal-MOS-Transistor P1 zwischen den Versorgungsknoten (das Versorgungspotential VSUP ) und den Eingangsknoten S geschaltet ist, und der p-Kanal-MOS-Transistor P2 zwischen den Versorgungsknoten (das Versorgungspotential VSUP ) und den Eingangsknoten R geschaltet ist. Die Sourceelektroden der p-Kanal-MOS-Transistoren P1 und P2 sind mit dem Versorgungsknoten und die Drainelektroden mit den Eingangsknoten S bzw. R verbunden. Die Gateelektrode des p-Kanal-MOS-Transistors P2 ist mit der Sourceelektrode des p-Kanal-MOS-Transistors P1 verbunden und umgekehrt. Jeder der Eingangsknoten S und R ist über eine Pull-down-Schaltung, die einen Eingangstransistor und einen weiteren Transistor aufweist, mit Masse gekoppelt. Bei den Eingangstransistoren kann es sich um n-Kanal-MOS-Transistoren handeln (siehe 9, Transistoren M1 und M3), und bei den weiteren Transistoren kann es sich um p-Kanal-MOS-Transistoren handeln (siehe 9, Transistoren M2 und M4). Das heißt, die Laststrompfade (Drain-Source-Strompfade) der Transistoren M1 und M2 sind zwischen Masse und den Eingangsknoten S des Flip-Flops 521 in Reihe geschaltet, und die Lastpfade der Transistoren M3 und M4 sind zwischen Masse und den Eingangsknoten R des Flip-Flops 521 in Reihe geschaltet. Die Sourceelektroden der Transistoren M2 und M4 sind mit den Eingangsknoten S bzw. R des Flip-Flops 521 verbunden. Die Gateelektroden der Transistoren M2 und M4 sind mit dem High-Side-Referenzknoten HSREF der das Referenzpotential für die High-Side-Signale (z. B. das Sourcepotential des elektronischen Schalters 2 im Falle eines MOSFETs) empfängt, verbunden. Im Prinzip werden die Transistoren M2 und M4 als Sourcefolger betrieben und stellen damit sicher, dass das Potential an den Eingangsknoten S und R des Flip-Flops nicht unter das High-Side-Referenzpotential an den Knoten HSREF abfällt. Die Sources der Eingangstransistoren M1 und M3 sind mit Masse verbunden, und ihre Gateelektroden werden mit der Pegelumsetzereingangsspannung VBUF bzw. deren inversem VBUF" versorgt. Ein Ausgangsknoten OUT ist über einen Invertierer X4 mit den Knoten S der Flip-Flop-Schaltung 521 verbunden. Allerdings kann das Ausgangssignal auch an dem Knoten R ohne nachfolgende Pegelinvertierung abgegriffen werden.
  • Zur weiteren Erläuterung wird angenommen, dass der elektronische Schalter 2 (siehe 5) ausgeschaltet ist. In diesem Fall weist die Pegelumsetzereingangsspannung VBUF einen Low-Pegel auf, und das invertierte Spannungssignal VBUF" weist einen High-Pegel auf. Infolgedessen ist der Transistor M1 aus und der Transistor M3 ist ein, weshalb die Spannung an dem Reset-Knoten R des Flip-Flops 521 auf das Potential (z. B. das Sourcepotential Vs des elektronischen Schalters 2) an dem High-Side-Referenzknoten HSREF herabgezogen wird. Infolgedessen ist der Transistor P1 des Flip-Flops 521 eingeschaltet, was zu einem Ausschalten des Transistors P2 führt. Das Flip-Flop 521 befindet sich in einem zurückgesetzten Zustand. Wenn sich die Pegelumsetzereingangsspannung VBUF auf einen High-Pegel ändert (und damit VBUF" auf einen Low-Pegel) wird das Flip-Flop 521 gesetzt. Dementsprechend wird der Transistor M3 ausgeschaltet und der Transistor M1 eingeschaltet, wodurch die Spannung an dem Setz-Knoten S des Flip-Flops 521 auf das Potential (z. B. das Sourcepotential Vs des elektronischen Schalters 2) an dem High-Side-Referenzknoten HSREF herabgezogen wird. Infolgedessen wird der Transistor P2 des Flip-Flops 521 eingeschaltet, was zu einem Ausschalten des Transistors P1 führt. Das Flip Flop 521 befindet sich in einem gesetzten Zustand, in dem sich das Ausgangssignal (die Gatespannung VG) auf einem High-Pegel befindet, um den elektronischen Schalter 2 (siehe 5) einzuschalten.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass der Stromverbrauch des Pegelumsetzers 52 in einem stationären Zustand, in dem beide Strompfade (d.h. der Strompfad durch die Transistoren P1 , M4 und M3 sowie der Strompfad durch die Transistoren P2 , M3 und M1 ) durch einen Transistor gesperrt sind (abgesehen von Leckströmen), praktisch Null ist. Das heißt, wenn der Transistor P2 ein ist, ist der Transistor M3 aus, wenn der Transistor M3 ein ist, ist der Transistor P2 aus. Ähnlich ist der Transistor M1 aus, wenn der Transistor P1 ein ist; wenn der Transistor M1 ein ist, ist der Transistor P1 aus. Deshalb wird Strom nur in den Übergangsphasen, d.h., während sich die Spannung VSUP von einem Low-Pegel auf einen High-Pegel ändert, und umgekehrt, verbraucht.
  • Gemäß den in den 6 bis 9 dargestellten Ausgestaltungen können der Eingangspuffer 51 und der Pegelumsetzter 52 so ausgebildet sein, dass der Stromverbrauch im Wesentlichen auf die Übergangszeiten, d.h. auf die Zeitperioden, während denen der elektronische Schalter ein- und ausgeschaltet wird, beschränkt ist. Weiterhin ist der Eingangspuffer 51 robuster, da ein Pin-Verlust oder ein Übergang einer Steuerschaltung in einen Ruhezustand kein Ausschalten des elektronischen Schalters bewirkt.
  • Nachfolgend werden beispielhafte Ausgestaltungen zusammengefasst. Es wird jedoch betont, dass das Folgende keine abschließende Aufzählung von Beispielen sondern vielmehr eine beispielhafte Zusammenfassung ist. Die verschiedenen Merkmale der Ausgestaltungen können auf beliebige Weise miteinander kombiniert werden, sofern nicht ausdrücklich anders angegeben. Ein erstes Beispiel betrifft eine Treiberschaltung für einen elektronischen Schalter. Dementsprechend enthält die Treiberschaltung: einen Eingangspuffer mit einem Eingangsknoten zum Empfang eines Puffereingangssignals, eine Pull-down-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Masseknoten gekoppelt ist, und eine Pull-up-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Versorgungsknoten gekoppelt ist. Die Treiberschaltung enthält weiterhin eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, entweder die Pull-down-Schaltung oder die Pull-up-Schaltung zu aktivieren. Die Pull-up-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, und die Pull-down-Schaltung wird aktiviert, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  • Gemäß einem zweiten Beispiel kann die Treiberschaltung gemäß dem ersten Beispiel die weiterhin eine Schutzschaltung, die zwischen den Eingangsknoten und einen gemeinsamen Knoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung gekoppelt ist, enthalten. Die Schutzschaltung ist dazu ausgebildet, ihr nachgeschaltete Schaltungskomponenten gegen Überstrom oder Überspannung oder beidem zu schützen.
  • Ein drittes Beispiel der Treiberschaltung entspricht im Wesentlichen dem ersten oder zweiten Beispiel, wobei die Pull-down-Schaltung einen ersten Transistor und einen ersten elektronischen Schalter, die in Reihe geschaltet sind, aufweist, und wobei die Pull-up-Schaltung einen zweiten Transistor und einen zweiten elektronischen Schalter, die in Reihe geschaltet sind, aufweist. Ein viertes Beispiel der Treiberschaltung entspricht im Wesentlichen dem dritten Beispiel, wobei der der erste elektronische Schalter eingeschaltet wird, um die Pull-down-Schaltung zu aktivieren und wobei der der zweite elektronische Schalter eingeschaltet wird, um die Pull-up-Schaltung zu aktivieren. Ein fünftes Beispiel der Treiberschaltung entspricht im Wesentlichen dem dritten oder vierten Beispiel, wobei der der erste Transistor ein erster MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist und wobei der der zweite Transistor ein zweiter MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist.
  • Ein sechstes Beispiel der Treiberschaltung entspricht im Wesentlichen dem fünften Beispiel, wobei die Gateelektroden des ersten und des zweiten MOS-Transistors vom Verarmungstyp mit einem konstanten Potential versorgt werden oder mit Masse verbunden sind. Gemäß einem siebten Beispiel kann die Treiberschaltung gemäß einem der vorangehenden Beispiele weiterhin zumindest einen Invertierer, der mit einem gemeinsamen Knoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung gekoppelt ist, aufweisen, wobei der die Pull-up-Schaltung und die Pull-down-Schaltung entsprechend einem Ausgangssignal des zumindest einen Invertierers auf sich gegenseitig ausschließende Weise aktiviert und deaktiviert werden. Ein achtes Beispiel entspricht im Wesentlichen dem siebten Beispiel, wobei von dem zumindest einen Invertierer ein erster eine Hysterese aufweist. Ein neuntes Beispiel entspricht im Wesentlichen einem der vorangehenden Beispiele, wobei die Pull-up-Schaltung und die Pull-down-Schaltung dazu ausgebildet sind, in einem stationären Zustand im Wesentlichen keinen Strom zu verbrauchen.
  • Gemäß einem zehnten Beispiel kann die Treiberschaltung gemäß einem der vorangehenden Beispiele weiterhin eine Pegelumsetzerschaltung, der ein Eingangssignal, das den Signalpegel an einem gemeinsamen Schaltungsknoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung repräsentiert, zugeführt wird, enthalten. Der Pegelumsetzer weist auf: einen ersten Eingangstransistor, der das Eingangssignal empfängt, und einen zweiten Eingangstransistor, der eine invertierte Version des Eingangssignals empfängt, wobei sowohl der erste Eingangstransistor als auch der zweite Eingangstransistor zwischen Masse und eine Flip-Flop-Schaltung gekoppelt sind.
  • Ein elftes Beispiel entspricht im Wesentlichen dem zehnten Beispiel, wobei ein dritter Transistor zwischen den ersten Eingangstransistor und einen Setz-Eingang der Flip-Flop-Schaltung gekoppelt ist, und wobei ein vierter Transistor zwischen den ersten Eingangstransistor (M3) und einen Rücksetz-Eingang der Flip-Flop-Schaltung gekoppelt ist, und wobei der der dritte Transistor und der vierte Transistor Steuerelektroden aufweisen, die mit einem High-Side-Referenzknoten, an den ein High-Side-Referenzpotential angelegt wird, angeschlossen sind. Ein zwölftes Beispiel entspricht im Wesentlichen dem elften Beispiel, wobei der Pegelumsetzer dazu ausgebildet ist, in Bezug auf das High-Side-Referenzpotential ein Ausgangssignal bereitzustellen, wobei das Ausgangssignal einen Signalpegel entsprechend dem Setz-Eingang oder dem Rücksetz-Eingang der Flip-Flop-Schaltung aufweist.
  • Ein dreizehntes Beispiel betrifft ein Verfahren zum Steuern eines elektronischen Schalters. Dementsprechend enthält das Verfahren das Empfangen eines Puffereingangssignals an einem Eingangsknoten eines Eingangspuffers; das Verfahren enthält ferner das Hochziehen des Spannungspegel an einem Ausgangsknoten des Eingangspuffers durch Aktivieren einer Pull-up-Schaltung, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, oder das Herabziehen des Spannungspegels an dem Ausgangsknoten des Eingangspuffers durch Aktivieren einer Pull-down-Schaltung, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  • Ein vierzehntes Beispiel betrifft eine elektronische Sicherungsschaltung. Dementsprechend weist die elektronische Sicherungsschaltung einen elektronischen Schalter, der operativ mit einer Last gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Last mit einer Leistungsversorgung zu verbinden und von dieser zu trennen, auf. Die elektronische Sicherungsschaltung enthält weiterhin eine Treiberschaltung, die mit einer Steuerelektrode des elektronischen Schalters gekoppelt ist. Die Treiberschaltung kann gemäß einem der vorangehenden Beispiele ausgebildet sein.
  • Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen beschrieben und dargestellt wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und/oder Modifikationen vorgenommen werden, ohne das Wesen und den Geltungsbereich der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, sollen die Bezeichnungen (einschließlich des Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponente zu beschreiben, auch jeder anderen Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d.h. die funktional gleichwertig ist), auch wenn sie der offenbarten Struktur, die in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung die Funktion ausführt, strukturell nicht entspricht.
  • Des Weiteren, obwohl ein bestimmtes Merkmal der Erfindung nur in Bezug auf eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, können solche Eigenschaften mit einer oder mehreren Eigenschaften der anderen Implementierungen kombiniert werden, falls wünschenswert oder vorteilhaft für eine beliebige oder bestimmte Anwendung. Des Weiteren, insoweit Bezeichnungen wie „einschließlich“, einschließen“, „aufweisend“, „hat“, „mit“ oder Variationen derselben entweder in der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Bezeichnungen einschließend verstanden werden, ähnlich der Bezeichnung „umfassen“.

Claims (21)

  1. Treiberschaltung für einen elektronischen Schalter, wobei die Treiberschaltung aufweist: einen Eingangspuffer, der einen Eingangsknoten zum Empfang eines Puffereingangssignals aufweist; eine Pull-down-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Masseknoten gekoppelt ist; eine Pull-up-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Versorgungsknoten gekoppelt ist; und eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, entweder die Pull-down-Schaltung oder die Pull-up-Schaltung zu aktivieren, wobei die Pull-up-Schaltung aktiviert wird, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, wobei die Pull-down-Schaltung aktiviert wird, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  2. Treiberschaltung gemäß Anspruch 1, die weiterhin aufweist: eine Schutzschaltung, die zwischen den Eingangsknoten und einen gemeinsamen Knoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung gekoppelt ist, wobei die Schutzschaltung dazu ausgebildet ist, ihr nachgeschaltete Schaltungskomponenten gegen Überstrom oder Überspannung oder beidem zu schützen.
  3. Treiberschaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Pull-down-Schaltung einen ersten Transistor und einen ersten elektronischen Schalter, die in Reihe geschaltet sind, aufweist; und bei der die Pull-up-Schaltung einen zweiten Transistor und einen zweiten elektronischen Schalter, die in Reihe geschaltet sind, aufweist.
  4. Treiberschaltung gemäß Anspruch 3, bei der der erste elektronische Schalter eingeschaltet wird, um die Pull-down-Schaltung zu aktivieren und bei der der zweite elektronische Schalter eingeschaltet wird, um die Pull-up-Schaltung zu aktivieren.
  5. Treiberschaltung gemäß Anspruch 3 oder 4, bei der der erste Transistor ein erster MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist und bei der der zweite Transistor ein zweiter MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist.
  6. Treiberschaltung gemäß Anspruch 5, bei der die Gateelektroden des ersten und des zweiten MOS-Transistors vom Verarmungstyp mit einem konstanten Potential versorgt werden oder mit Masse verbunden sind.
  7. Treiberschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, die weiterhin aufweist: zumindest einen Invertierer, der mit einem gemeinsamen Knoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung gekoppelt ist, und bei der die Pull-up-Schaltung und die Pull-down-Schaltung entsprechend einem Ausgangssignal des zumindest einen Invertierers auf sich gegenseitig ausschließende Weise aktiviert und deaktiviert werden.
  8. Treiberschaltung gemäß Anspruch 7, bei der von dem zumindest einen Invertierer ein erster eine Hysterese aufweist.
  9. Treiberschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Pull-up-Schaltung und die Pull-down-Schaltung dazu ausgebildet sind, in einem stationären Zustand im Wesentlichen keinen Strom zu verbrauchen.
  10. Treiberschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, die weiterhin aufweist: eine Pegelumsetzerschaltung, der ein Eingangssignal, das den Signalpegel an einem gemeinsamen Schaltungsknoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung repräsentiert, zugeführt wird, wobei der Pegelumsetzer aufweist: einen ersten Eingangstransistor, der das Eingangssignal empfängt; und einen zweiten Eingangstransistor, der eine invertierte Version des Eingangssignals empfängt, wobei sowohl der erste Eingangstransistor als auch der zweite Eingangstransistor zwischen Masse und eine Flip-Flop-Schaltung gekoppelt sind.
  11. Treiberschaltung gemäß Anspruch 10, bei der ein dritter Transistor zwischen den ersten Eingangstransistor und einen Setz-Eingang der Flip-Flop-Schaltung gekoppelt ist, und bei der ein vierter Transistor zwischen den ersten Eingangstransistor (M3) und einen Rücksetz-Eingang der Flip-Flop-Schaltung gekoppelt ist, und bei der der dritte Transistor und der vierte Transistor Steuerelektroden aufweisen, die mit einem High-Side-Referenzknoten, an den ein High-Side-Referenzpotential angelegt wird, angeschlossen sind.
  12. Treiberschaltung gemäß Anspruch 11, bei der der Pegelumsetzer dazu ausgebildet ist, in Bezug auf das High-Side-Referenzpotential ein Ausgangssignal bereitzustellen, wobei das Ausgangssignal einen Signalpegel entsprechend dem Setz-Eingang oder dem Rücksetz-Eingang der Flip-Flop-Schaltung aufweist.
  13. Verfahren zum Steuern eines elektronischen Schalters, wobei das Verfahren aufweist: Empfangen eines Puffereingangssignals an einem Eingangsknoten eines Eingangspuffers; und Hochziehen des Spannungspegel an einem Ausgangsknoten des Eingangspuffers durch Aktivieren einer Pull-up-Schaltung, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, oder Herabziehen des Spannungspegels an dem Ausgangsknoten des Eingangspuffers durch Aktivieren einer Pull-down-Schaltung, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  14. Elektronische Sicherungsschaltung, die aufweist: einen elektronischen Schalter, der operativ mit einer Last gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Last mit einer Leistungsversorgung zu verbinden und von dieser zu trennen; und eine Treiberschaltung, die mit einer Steuerelektrode des elektronischen Schalters gekoppelt ist und die aufweist: einen Eingangspuffer, der einen Eingangsknoten zum Empfangen eines Puffereingangssignals aufweist; eine Pull-down-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Masseknoten gekoppelt ist; eine Pull-up-Schaltung, die mit dem Eingangsknoten und einem Versorgungsknoten gekoppelt ist; und eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, entweder die Pull-down-Schaltung oder die Pull-up-Schaltung zu aktivieren, wobei die Pull-up-Schaltung aktiviert wird, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals über einem ersten Schwellenwert liegt, wobei die Pull-down-Schaltung aktiviert wird, wenn der Spannungspegel des Puffereingangssignals unter einem zweiten Schwellenwert liegt.
  15. Elektronische Sicherungsschaltung gemäß Anspruch 14, die weiterhin aufweist: eine Schutzschaltung, die zwischen den Eingangsknoten und einen gemeinsamen Knoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung gekoppelt ist, wobei die Schutzschaltung dazu ausgebildet ist, ihr nachgeschaltete Schaltungskomponenten gegen Überstrom oder Überspannung oder beidem zu schützen.
  16. Elektronische Sicherungsschaltung gemäß Anspruch 14 oder 15, bei der die Pull-down-Schaltung einen ersten Transistor und einen ersten elektronischen Schalter, die in Reihe geschaltet sind, aufweist; und bei der die Pull-up-Schaltung einen zweiten Transistor und einen zweiten elektronischen Schalter, die in Reihe geschaltet sind, aufweist.
  17. Elektronische Sicherungsschaltung gemäß Anspruch 16, bei der der erste elektronische Schalter eingeschaltet wird, um die Pull-down-Schaltung zu aktivieren und bei der der zweite elektronische Schalter eingeschaltet wird, um die Pull-up-Schaltung zu aktivieren.
  18. Elektronische Sicherungsschaltung gemäß Anspruch 16 oder 17, bei der der erste Transistor ein erster MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist und bei der der zweite Transistor ein zweiter MOS-Transistor vom Verarmungstyp ist.
  19. Elektronische Sicherungsschaltung gemäß Anspruch 18, bei der die Gateelektroden des ersten und des zweiten MOS-Transistors vom Verarmungstyp mit einem konstanten Potential versorgt werden oder mit Masse verbunden sind.
  20. Elektronische Sicherungsschaltung gemäß einem der Ansprüche 14 bis 19, die weiterhin aufweist: zumindest einen Invertierer, der mit einem gemeinsamen Knoten der Pull-up-Schaltung und der Pull-down-Schaltung gekoppelt ist, und bei der die Pull-up-Schaltung und die Pull-down-Schaltung entsprechend einem Ausgangssignal des zumindest einen Invertierers auf sich gegenseitig ausschließende Weise aktiviert und deaktiviert werden.
  21. Elektronische Sicherungsschaltung gemäß einem der Ansprüche 14 bis 20, bei der von dem zumindest einen Invertierer ein erster eine Hysterese aufweist.
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