DE102013104899A1

DE102013104899A1 - Steuerung für einen Schalter und Verfahren zu dessen Betrieb

Info

Publication number: DE102013104899A1
Application number: DE201310104899
Authority: DE
Inventors: Ralf Schroeder genannt Berghegger; Michael Frey
Original assignee: Power Systems Technologies Ltd
Current assignee: Power Systems Technologies Ltd
Priority date: 2013-05-13
Filing date: 2013-05-13
Publication date: 2014-11-13
Anticipated expiration: 2033-05-14
Also published as: DE102013104899B4

Abstract

Steuerung für einen Schalter und Verfahren zu deren Betrieb. In einer Ausführungsform ist die Steuerung eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Schalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung richtet sich im Allgemeinen auf Leistungselektronik und genauer auf eine Steuerung für einen Schalter und ein Verfahren zu deren Betrieb.
Hintergrund
Ein Schaltnetzteil (auch als ”Leistungswandler” bezeichnet) ist eine Versorgungs- oder Netzteilschaltung, die eine Eingangsspannungswellenform in eine festgelegte Ausgangsspannungswellenform wandelt. DC-DC-Leistungswandler wandeln eine Eingangsgleichspannung (”DC”) in eine Ausgangsgleichspannung (”DC”) um. Zu den Leistungswandlern gehörige Steuerungen verwalten deren Betrieb, indem sie Leitungszeiten von darin verwendeten Leistungsschaltern steuern. Im Allgemeinen sind die Steuerungen zwischen einem Eingang und Ausgang des Leistungswandlers in einer Rückkopplungsschleifenanordnung (auch als ”Regelschleife” bezeichnet) gekoppelt.
Typischerweise misst die Steuerung eine Ausgangskenngröße (z. B. eine Ausgangsspannung, einen Ausgangsstrom oder eine Kombination einer Ausgangsspannung und eines Ausgangsstroms) des Leistungswandlers und verändert auf dieser Grundlage einen Tastgrad eines Leistungsschalters des Leistungswandlers. Der Tastgrad ”D” ist ein Verhältnis einer Leitungsdauer eines Leistungsschalters zu seiner Schaltperiode. Mit anderen Worten, die Schaltperiode enthält die Leitungsdauer des Leistungsschalters (angegeben durch den Tastgrad ”D”) und eine Pausendauer des Leistungsschalters (angegeben durch den komplementären Tastgrad ”1-D”). Somit beträgt, falls ein Leistungsschalter während der Hälfte der Schaltperiode leitet, der Tastgrad des Leistungsschalters 0,5 (oder 50 Prozent).
Die Schaltnetzteile können mit verschiedenen Typen von Leistungsschaltern, wie etwa Bipolartransistoren, Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (”MOSFETs”) oder Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (”IGBTs”) aufgebaut werden. Bei niedrigen Leistungspegeln, zum Beispiel einer Ausgangsleistung von weniger als 100 Watt (”W”) werden am häufigsten MOSFETs und Bipolartransistoren als Leistungsschalter verwendet. Während MOSFETs bei höheren Schaltfrequenzen arbeiten können, was kleinere Aufbauten ermöglicht, sind Bipolartransistoren zu niedrigeren Kosten erhältlich. Außerdem verwenden die verschiedenen Schalter verschiedene Ansteuerungen für ihre jeweiligen Steueranschlüsse. Als Ergebnis werden getrennte integrierte Ansteuerschaltungen auf Lager gelegt, um der Verwendung verschiedener Schalter bei einer Auslegung eines Schaltkreises (z. B. eines Leistungswandlers) Rechnung zu tragen, der diese verwendet.
Was demgemäß in der Technik benötigt ist, sind eine Schaltung und ein zugehöriges Verfahren für einen Schalter, die es ermöglichen, dass eine Ansteuerung für verschiedene Schaltertypen, wie etwa MOSFETs und Bipolartransistoren, verwendet wird, die an Massenfertigungstechniken für einen Leistungswandler oder dergleichen angepasst werden kann, der diesen verwendet.
Zusammenfassung der Erfindung
Durch vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, darunter eine Steuerung für einen Schalter und ein Verfahren zum Betreiben derselben, werden diese und weitere Probleme im Allgemeinen gelöst oder umgangen, und es werden allgemein technische Vorteile erzielt. In einer Ausführungsform ist die Steuerung eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Schalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung.
Im vorangegangenen Abschnitt wurden die Merkmale und technischen Vorteile der vorliegenden Erfindung eher weit gefasst dargestellt, damit die folgende genaue Beschreibung der Erfindung besser verstanden werden kann. Im Folgenden werden weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung beschrieben, die den Gegenstand der Ansprüche der Erfindung bilden. Für den Fachmann versteht sich, dass das Konzept und die besondere Ausführungsform, die offenbart sind, einfach als Grundlage für Modifikationen oder die Auslegung anderer Strukturen oder Prozesse verwendet werden können, um die gleichen Zwecke wie die vorliegende Erfindung zu erfüllen. Für den Fachmann sollte einzusehen sein, dass solche äquivalenten Konstruktionen nicht vom Erfindungsgedanken und Schutzbereich der Erfindung, wie in beigefügten Ansprüchen dargelegt, abweichen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Für ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung wird nun auf die folgenden Beschreibungen verwiesen, die in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung vorgenommen wurden, worin:
1 und 2 Schaltpläne von Ausführungsformen von Leistungswandlern darstellen, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgebildet sind;
3 einen Schaltplan verschiedener Schalter darstellt, der die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 und 5 grafische Darstellungen zeigen, die die Unterschiede zwischen Schaltern gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufzeigen,
6 einen Blockschaltplan einer Ausführungsform einer Steuerung darstellt, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist; und
7 bis 12 Schaltbilder von Ausführungsformen von Teilen einer Steuerung darstellen, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.
Entsprechende Zahlen und Symbole in den verschiedenen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf entsprechende Teile, sofern nichts anderes angegeben ist, und werden der Kürze wegen nach ihrem ersten Vorkommen nicht nochmals beschrieben. Die Figuren sind gezeichnet, um die relevanten Aspekte beispielhafter Ausführungsformen darzustellen.
Genaue Beschreibung veranschaulichender Ausführungsformen
Im Folgenden werden die Herstellung und die Verwendung der vorliegenden beispielhaften Ausführungsbeispiele ausführlich erörtert. Es sollte jedoch leicht nachvollziehbar sein, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Ideen vorsieht, die in sehr vielfältigen spezifischen Kontexten ausgeführt werden können. Die besonderen Ausführungsformen, die erörtert werden, veranschaulichen lediglich besondere Weisen, um die Erfindung herzustellen und zu nutzen, schränken jedoch den Umfang der Erfindung nicht ein.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf beispielhafte Ausführungsformen in einem speziellen Kontext beschrieben, nämlich eine Steuerung, die mit verschiedenen Schaltertypen, wie etwa einem MOSFET oder einem Bipolartransistor, betrieben werden kann. Die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung werden zwar im Umfeld eines Leistungswandlers beschrieben werden, doch ist jede Anwendung, die von der Steuerung, wie sie hier beschrieben ist, einen Vorteil ziehen kann, darunter ein Leistungsverstärker oder eine Motorsteuerung, ebenfalls in den weiten Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung eingeschlossen.
Nun zu 1, in der ein Schaltplan einer Ausführungsform eines Leistungswandlers dargestellt ist, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Der Leistungswandler ist eingerichtet, Netzwechselspannung (bezeichnet als ”Vac in”) in eine geregelte Ausgangsgleichspannung Vout umzuwandeln. Eine Leistungsübertragung (z. B. eine Sperrwandler-Leistungsübertragung) des Leistungswandlers (auch als ”Sperrwandler” bezeichnet) enthält einen Leistungsschalter Q1, der mit einer Quelle elektrischer Leistung (z. B. dem Wechselspannungsnetz) über ein Eingangsfilter (enthaltend die Kondensatoren C1, C2 und eine Induktivität L2) gekoppelt ist, um eine gefilterte Eingangsgleichspannung Vin für eine magnetische Vorrichtung (z. B. einen Trenntransformator oder Transformator TX1) vorzusehen. Ein Widerstand R1 stellt eine Impedanz des Wechselspannungsnetzes dar. Obwohl nicht dargestellt, kann der Leistungswandler auch ein elektromagnetisches Entstörfilter zwischen der Netzwechselspannung Vac und einem Brückengleichrichter 110 enthalten. Der Transformator TX1 weist eine Primärwicklung P1 und eine Sekundärwicklung S1 mit einem Windungsverhältnis auf, das so gewählt ist, dass es die Ausgangsspannung Vout unter Berücksichtigung eines sich ergebenden Tastgrads und der Beanspruchung der Bauteile der Leistungsübertragung vorsieht.
Der Leistungsschalter Q1 (z. B. ein MOSFET) wird durch eine Steuerung (z. B. eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (”ASIC”)) 120 angesteuert, die den Leistungsschalter Q1 so ansteuert, dass er während eines Tastgrads leitet. Der Leistungsschalter Q1 leitet als Reaktion auf ein Ansteuersignal, wie etwa eine Gate-Ansteuerspannung drv, die durch die Steuerung 120 mit einer Schaltfrequenz (oft als ”f_s” bezeichnet) erzeugt wird. Der Tastgrad wird durch die Steuerung 120 gesteuert (z. B. eingestellt), um eine Ausgangskenngröße des Leistungswandlers, wie etwa eine Ausgangsspannung Vout, einen Ausgangsstrom Iout oder eine Kombination davon, zu regeln. Ein Rückkopplungssignal FB läuft über einen Rückkopplungspfad (von dem ein Teil als 130 gekennzeichnet ist), der von einer Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 ausgeht, um der Steuerung 120 zu ermöglichen, den Tastgrad zu steuern, um die Ausgangskenngröße des Leistungswandlers proportional zu einer Vorspannung VP von der Vorspannungswicklung P2 zu regeln. Eine Reihenschaltungsanordnung der Widerstände R14, R23 sieht eine Spannungsteilerfunktion vor, um die für das Rückkopplungssignal FB durch die Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 erzeugte Spannung maßstäblich abzubilden. Die Vorspannung VP ist im Wesentlichen proportional zu einer Spannung über der Sekundärwicklung S1, abhängig von einem Windungsverhältnis zwischen der Primärwicklung P1 und der Sekundärwicklung S1.
Die über der Wicklung P2 erzeugte Spannung wird durch eine Diode D6 gleichgerichtet und lädt einen Kondensator C4, um eine Vorspannung VP für die Steuerung 120 vorzusehen. Ein Widerstand R25 sieht eine Strombegrenzungsfunktion zum Begrenzen eines Ladestroms in den Kondensator C4 vor. Ein Widerstand R8 sieht eine Anfangsladung für den Kondensator C4 vor. Die an der Sekundärwicklung S1 des Transformators TX1 erscheinende Wechselspannung wird durch einen Hilfs-Leistungsschalter (z. B. die Diode D7 oder alternativ durch einen nicht gezeigten Synchrongleichrichter) gleichgerichtet, und die Gleichkomponente der resultierenden Wellenform wird über das Tiefpass-Ausgangsfilter, das einen Ausgangsfilterkondensator C9 enthält, zum Ausgang gekoppelt, um die Ausgangsspannung Vout zu erzeugen. Ein Widerstand R18 ist im Schaltkreis enthalten, um dafür zu sorgen, dass es immer noch Leistungsverbrauch gibt, wenn eine Last von den Ausgangsanschlüssen out+, out– des Leistungswandlers getrennt wird. Dies stellt sicher, dass die Schaltfrequenz im Leerlauf hoch genug ist, um ausreichend auf eine Laständerung zu reagieren. Ein Stromsensor R15 ist mit dem Leistungsschalter Q1 gekoppelt und sieht eine Spannung vor, die proportional zu einem Strom im Primärschalter (Ip ≅ Ipri, wobei Ipri ein Primärstrom ist, der durch die Primärwicklung P1 des Transformators TX1 fließt) für die Steuerung 120 ist. Diese Spannung wird benutzt, um die Leitungsdauer des Leistungsschalters Q1 zu bestimmen.
Während eines ersten Teils des Tastzyklus erhöht sich ein Primärstrom Ipri (z. B. ein Induktivitätsstrom), der durch die Primärwicklung P1 des Transformators TX1 fließt, während Strom vom Eingang durch den Leistungsschalter Q1 fließt. Während eines komplementären Teils des Tastzyklus (im Allgemeinen gleichzeitig mit einem komplementären Tastzyklus 1-D des Leistungsschalters Q1) wird der Leistungsschalter Q1 in einen nicht leitenden Zustand umgeschaltet. Im Transformator TX1 gespeicherte magnetische Restenergie verursacht ein Leiten eines Sekundärstroms Isec durch die Diode D7, wenn der Leistungsschalter Q1 ausgeschaltet ist. Die Diode D7, die mit dem Ausgangs-Filterkondensator C9 gekoppelt ist, sieht einen Pfad vor, um Kontinuität eines Magnetisierungsstroms des Transformators TX1 aufrecht zu erhalten. Während des komplementären Teils des Tastzyklus verringert sich der durch die Sekundärwicklung S1 des Transformators TX1 fließende Magnetisierungsstrom. Im Allgemeinen kann der Tastgrad des Leistungsschalters Q1 gesteuert (z. B. eingestellt) werden, um eine Regelung der Ausgangsspannung Vout des Leistungswandlers aufrecht zu erhalten oder um sie zu regeln.
Um die Ausgangsspannung Vout zu regeln, wird in der Steuerung 120 ein Wert oder ein maßstäblicher Wert des Rückkopplungssignals FB mit einer Referenzspannung verglichen, um den Tastgrad D zu steuern. Ein größerer Tastgrad bedingt, dass der Leistungsschalter Q1 über einen längeren Bruchteil der Schaltperiode des Leistungswandlers geschlossen ist. Somit wird der Leistungswandler mit einem Schaltzyklus betrieben, in dem eine Eingangsspannung Vin mit dem Transformator TX1 über einen Bruchteil der Schaltperiode durch den durch die Steuerung 120 gesteuerten Leistungsschalter Q1 gekoppelt ist.
In einem Schaltnetzteil, das mit einer Sperrwandler-Leistungsübertragung aufgebaut ist, kann eine Spannung, die während eines Sperrteils eines Schaltzyklus durch die Vorspannungswicklung P2 erzeugt ist, mit der Ausgangsspannung Vout in Beziehung gesetzt werden, indem ein Windungsverhältnis des Transformators TX1 und Spannungsabfälle über Dioden und anderen Schaltkreiselementen berücksichtigt werden. Die über der Vorspannungswicklung P2 erzeugte Spannung wird benutzt, um eine Abschätzung der Ausgangsspannung Vout zu erzeugen, die wiederum benutzt wird, um diese zu regeln, ohne die Trenngrenze des Transformators TX1 zu überschreiten.
Nun zu 2, in der ein Schaltplan einer weiteren Ausführungsform eines Leistungswandlers dargestellt ist, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist. Der Leistungsschalter Q2 von 2 ist ein Bipolartransistor anstelle des in 1 dargestellten MOSFET-Leistungsschalters Q1. Die Steuerung 120 der 1 und 2 ist eingerichtet, mit verschiedenen Schaltertypen zu arbeiten, wie nachstehend dargelegt. Als Ergebnis kann die Steuerung 120 den ersten und den zweiten Betriebsmodus abhängig von dem Typ des im Leistungswandler verwendeten Leistungsschalters wählen. Zum Beispiel kann die Steuerung den ersten Betriebsmodus wählen, falls der Leistungsschalter ein MOSFET ist (siehe MOSFET-Leistungsschalter Q1 in 1), und den zweiten Betriebsmodus wählen, falls der Leistungsschalter ein Bipolartransistor ist (siehe Bipolartransistor-Leistungsschalter Q2 in 2). Es versteht sich, dass die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung nicht nur auf MOSFETs und Bipolartransistoren beschränkt sind. Die Leistungswandler der 1 und 2 enthalten sonst ähnliche Bauteile, die auf ähnliche Weise arbeiten und daher nachstehend nicht wieder beschrieben werden.
Nun zu 3, in der ein Schaltplan verschiedener Schalter dargestellt ist, der die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung zeigt. Der erste Schalter ist ein npn-Bipolartransistor Q1 mit einem Basisanschluss Q1-Basis, der durch ein Ansteuersignal, wie etwa eine positive Ansteuerspannung V1, über einen Widerstand R1 angesteuert wird. Der zweite Schalter ist ein n-Kanal-MOSFET Q2 mit einem Gateanschluss Q2-G, der durch die positive Ansteuerspannung V1 über den Widerstand R2 angesteuert wird. Die Widerstände R1, R2 sind Widerstände mit jeweils einem Kiloohm (”kΩ”). Da der Bipolartransistor Q1 an seinem Basisanschluss Q1-Basis einen in Vorwärtsrichtung vorgespannten Übergang aufweist, steigt die Spannung am Basisanschluss nicht über ungefähr 0,7 Volt (”V”). Der Gateanschluss Q2-G des MOSFETs Q2 weist im Wesentlichen einen offenen Stromkreis für eine Ansteuerung auf; seine Spannung steigt im Wesentlichen auf die Spannung der Ansteuerspannung V1, die ungefähr 10 Volt betragen kann. Demgemäß kann die Spannung am jeweiligen Steueranschluss jedes Schalters verwendet werden, um zu erkennen, ob der Schalter ein Bipolartransistor oder ein MOSFET ist.
Nun zu den 4 und 5, in denen grafische Darstellungen gezeigt sind, die die Unterschiede zwischen Schaltern gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufzeigen. 4 stellt ein Ansteuersignal, wie etwa eine Ansteuerspannung drv über der Zeit dar, erzeugt von einer Pulsbreitenmodulator-Steuerung mit einer Ansteuerspannung von 10 Volt, und die jeweiligen Spannungen VQ2-G, VQ1-Basis an den Steueranschlüssen eines MOSFETs bzw. eines Bipolartransistors. Wie gezeigt, steigt die Spannung VQ2-G am Steueranschluss des MOSFETs auf etwa 10 Volt, und die Spannung VQ1-Basis am Steueranschluss des Bipolartransistors steigt nur auf etwa 0,7 Volt.
Außer der Ansteuerspannung drv über der Zeit stellt 5 Strom IQ2-G dar, der in den Gateanschluss des MOSFETs fließt, und Strom IQ1-Basis, der in den Basisanschluss des Bipolartransistors fließt. Wie gezeigt, fließt ein kurzer Stromimpuls in den Gateanschluss des MOSFETs, wenn seine Gate-Source-Kapazität geladen wird. Auch fließt ein dauernder Strom von etwa 10 Milliampere (”mA”) in den Basisanschluss des Bipolartransistors. Demgemäß kann der in den Steueranschluss eines Schalters fließende Strom ebenfalls verwendet werden, um den Schaltertyp zu erkennen, der in einem Schaltkreis verwendet wird.
Nun zu 6, in der ein Blockschaltplan einer Ausführungsform einer Steuerung (z. B. einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (”ASIC”)) dargestellt ist, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Die Steuerung sieht eine anpassbare Ansteuerfunktion vor, abhängig von einem erkannten Schalter, der in einem Schaltkreis eingebaut ist, der diese verwendet (siehe z. B. den Leistungswandler der 1 und 2). Andere Typen von Steuerungen, die eine anpassbare Ansteuerfunktion für jeden Schalter abhängig vom erkannten Schalter vorsehen, liegen ebenfalls im weiten Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung.
Die Steuerung enthält eine Abtast-Halte-Schaltung (Sample und Hold) SundH, die die Ausgangsspannung abschätzt, indem sie eine Spannung einer Vorspannungswicklung eines Transformators abtastet (z. B. der Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 in den 1 und 2). Ein Komparatorschaltkreis Comp enthält mehrere Komparatoren, um eine Spannung VSuH, die durch die Abtast-Halte-Schaltung SundH erzeugt ist, mit einer Rampenspannung Ref_exp zu vergleichen, um die Ausschaltzeit der Ansteuerspannung drv zu bestimmen. Ein Ausgang des Komparatorschaltkreises ist ein mit Freig bezeichnetes Signal. Wenn das Signal Freig auf High ist, wurde Entmagnetisierung des Transformators erkannt, und die Ansteuerspannung drv der Steuerung kann eingeschaltet werden. Ein Zeitgeber (mit ”Timer” bezeichnet) der Steuerung erzeugt ein pulsbreitenmoduliertes Signal Gin, das verschiedene Bedingungen bestimmt, unter denen die Ansteuerspannung drv eingeschaltet wird. Somit bestimmen der Komparatorschaltkreis Comp und der Zeitgeber ”Timer”, wann die Ansteuerspannung drv für einen Schalter eingeschaltet werden kann. Ein Referenzschaltkreis (mit ”Reference” bezeichnet) erzeugt verschiedene Referenzspannungen, die intern durch die Steuerung verwendet werden.
Ein Zeitgeberschaltkreis SuHclk sieht einen Takt vor, wenn die Abtastung durchgeführt wird. Der Zeitgeberschaltkreis SuHclk verwendet den Ausgang des Zeitgebers ”Timer”, um die Zeitgebung zu steuern, wenn ein Rückkopplungssignal FB (z. B. das durch die Vorspannungswicklung P2 des Transformators Tx1 der 1 und 2 erzeugte Rückkopplungssignal FB) abgetastet wird. Verschiedene Schaltkreisanordnungen zum Steuern der Zeitgebung eines Rückkopplungssignals FB können zum Vorteil verwendet werden. Ein Stromsteuerschaltkreis CC_control berechnet, wann die Steuerung eingeschaltet werden kann, um einen konstanten Ausgangsstrom vorzusehen, weil die Steuerung verwendet werden kann, um eine Kombination von Konstantspannungs-/Konstantstrom-Charakteristik eines Schaltkreises, wie etwa eines Leistungswandlers, zu steuern. Somit wird die Ausschaltzeit der Ansteuerspannung drv für einen Schalter durch eine Kombination des Zeitgeberschaltkreises SuHclk und des Stromsteuerschaltkreises CC_control gesteuert.
In der Steuerung wird die längere der durch den Zeitgeberschaltkreis SuHclk und den Stromsteuerschaltkreis CC_control berechneten Ausschaltzeiten zum Steuern der Ausschaltzeit der Ansteuerspannung drv für einen Schalter genommen. In einem Spannungssteuermodus ist die Berechnung der Ausschaltzeit im Zeitgeberschaltkreis SuHclk länger. In einem Konstantstrommodus ist die Zeitgebung des Stromsteuerschaltkreises CC_control länger. Somit arbeiten der Komparatorschaltkreis Comp, der Zeitgeberschaltkreis SuHclk und der Stromsteuerschaltkreis CC_control, um die Zeitgebung der Ansteuerspannung drv für den Schalter zu bestimmen. Eine Überspannungsschutzschaltung OVP der Steuerung sieht Überspannungsschutz für den Leistungswandler vor und bringt die Steuerung in einen sicheren Modus (d. h. die Ansteuerspannung drv wird ausgeschaltet), wenn ein unnormaler Zustand der Vorspannung VP erkannt wird. Die Steuerung enthält auch eine Startschaltung (mit ”startup” bezeichnet), eine Schaltererkennung (mit ”switch_detector” bezeichnet) und eine Ansteuerung (mit ”driver” bezeichnet), die nachstehend genauer beschrieben werden.
Nun zu den 7 bis 11, in denen Schaltbilder von Ausführungsformen von Teilen einer Steuerung dargestellt sind, die entsprechend den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist. Beginnend mit 7 ist eine Startschaltung dargestellt, die als die (mit ”startup” bezeichnete) Startschaltung von 6 verwendbar ist. Die Startschaltung misst die Vorspannung VP, und wenn die Vorspannung VP höher ist als ein Startpegel, wird ein Startsignal ”start” auf High gesetzt, um den Betrieb der Steuerung freizugeben. Wenn die Vorspannung VP niedriger ist als ein Unterspannungs-Abschaltpegel, wird das Startsignal ”start” auf Low gesetzt, um den Betrieb der Steuerung zu sperren. Der Unterspannungs-Abschaltpegel hängt von einem Schaltererkennungssignal FET auf, das angibt, ob ein MOSFET oder ein Bipolartransistor in dem Schaltkreis, wie etwa einem Leistungswandler, erkannt wurde. Wieder veranlasst das Erkennen eines MOSFETs die Steuerung, einen ersten Betriebsmodus zu wählen, während das Erkennen eines Bipolartransistors die Steuerung veranlasst, einen zweiten Betriebsmodus zu wählen. Der Unterspannungs-Abschaltpegel wird auf einen höheren Pegel gesetzt, wenn die Steuerung im ersten Betriebsmodus arbeitet, als wenn die Steuerung im zweiten Betriebsmodus arbeitet. In der in den 1 und 2 dargestellten Umgebung ist der Startpegel höher als der Unterspannungs-Abschaltpegel, um dafür zu sorgen, dass genügend Energie im Kondensator C4 gespeichert ist, um den Betrieb der Steuerung 120 nach dem Start aufrecht zu erhalten, bis die Spannung am Ausgang hoch genug gestiegen ist, um die Steuerung 120 über die Vorspannungswicklung P2 des Transformators TX1 zu versorgen.
Die Schaltung 710 sieht eine Pegelwandlerfunktion vor, um den Unterspannungs-Abschaltpegel niedriger zu setzen, wenn ein Bipolartransistor erkannt ist. Die Schaltung 710 enthält den Komparator U2, den Inverter U3, die 5-Volt-Spannungsreferenz V1 und die Widerstände R2, R3, R4, R5, R6, R7. Ein MOSFET erfordert oft eine höhere Ansteuerspannung an seinem Gateanschluss als der Basisanschluss eines Bipolartransistors, um den MOSFET vollständig einzuschalten. Demgemäß wird der Unterspannungs-Abschaltpegel, bei dem der Betrieb der Steuerung freigegeben ist, höher eingestellt, wenn ein MOSFET erkannt wird. Der in 7 dargestellte Schaltkreis ist eingerichtet, eine niedrigere Ausschaltspannung als eine Einschaltspannung zu erzeugen. Die Schaltung 720 erzeugt einen logischen Ausgang, der mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Komparators E1 gekoppelt ist. Der Ausgang des Komparators E1 ist mit beiden Eingängen eines ODER-Gatters U1 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators E2 gekoppelt ist. Der Ausgang des Komparators E2 erzeugt das Startsignal ”start”. Der Komparator E2 und das ODER-Gatter U1 erhöhen den Anstieg des Startsignals während des Übergangs zwischen dem High- und dem Low-Zustand. Die Schaltung 720 stellt einen simulierten Strom dar, der durch die Steuerung verbraucht wird, um die Genauigkeit ihres Betriebs zu verbessern.
Nun zu 8, in der eine Schaltererkennung dargestellt ist, die als die (als ”switch_detector” bezeichnete) Schaltererkennung von 6 verwendbar ist. In der dargestellten Ausführungsform erkennt die Schaltererkennung, ob ein mit einem Ansteuersignal, wie etwa der Ansteuerspannung drv, gekoppelter Schalter ein MOSFET oder ein Bipolartransistor ist. Wenn das Startsignal ”start” auf High geht, das über das mit einem Kondensator C1 und einem Widerstand R1 ausgebildete Hochpassnetzwerk mit einem ”set”-Eingangsanschluss von Latch 2 gekoppelt ist, wird der Ausgang Q von Latch 2 auf High gesetzt, um anfangs Betrieb in einem MOSFET-Modus zu signalisieren (einem ersten Betriebsmodus). Die in 8 angegebene Logik arbeitet so, dass bei jedem Puls, wie er durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal Gin (auch als ”GIN” bezeichnet) bestimmt ist, der Ausgang Q von Latch 2 auf Low zurückgesetzt werden kann, um einen Bipolartransistor anzuzeigen (für einen bipolaren Modus oder zweiten Betriebsmodus), falls die Ansteuerspannung drv der Ansteuerung niedriger wird als ein Schwellwertpegel (z. B. drei Volt), wenn das pulsbreitenmodulierte Signal auf High ist.
Umgekehrt wird der Ausgang Q von Latch 2 auf High belassen oder kann auf High gesetzt werden, um einen MOSFET anzuzeigen, falls die Ansteuerspannung drv der Ansteuerung höher wird als der Schwellwertpegel, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal GIN auf High ist. Die Zeitgebung für diese Vorgänge wird durch den Komparator U1 gesteuert, an dessen invertierenden Eingang die 3-Volt-Referenz Vref gekoppelt ist. Der Ausgang des Komparators U1 ist mit dem ”set”-Eingang von Latch 1 gekoppelt, dessen Ausgang mit einem ODER-Gatter U2 gekoppelt ist, um zu signalisieren, wenn die Ansteuerspannung drv mehr als drei Volt beträgt. Der Ausgang des ODER-Gatters U2 ist mit einem D-Flipflop U5 gekoppelt. Der Ausgang des D-Flipflops U5 ist mit dem ”reset”-Eingang von Latch 2 gekoppelt. Weitere Zeitgebung für diese Vorgänge wird durch das pulsbreitenmodulierte Signal GIN gesteuert, das über das mit dem Kondensator C2 und dem Widerstand R2 ausgebildete Hochpassnetzwerk gekoppelt ist, dessen Ausgang mit dem ”reset”-Eingang von Latch 1 gekoppelt ist. Das pulsbreitenmodulierte Signal GIN ist auch mit dem ”reset”-Eingang des D-Flipflops U5 gekoppelt.
Nun zu 9, in der eine Ansteuerung dargestellt ist, die als die (mit ”driver” bezeichnete) Ansteuerung von 6 verwendbar ist. Die Ansteuerung erzeugt eine Reihe von Pulsen für das Ansteuersignal, wie etwa die Ansteuerspannung drv, um einen Schalter zu steuern. Das Schaltererkennungssignal FET zeigt an, ob der Schalter ein MOSFET (für einen ersten Betriebsmodus) oder ein Bipolartransistor ist (für einen zweiten Betriebsmodus). Falls das Schaltererkennungssignal FET auf High ist, wurde der Schalter als ein MOSFET erkannt; sonst wurde der Schalter als Bipolartransistor erkannt. Das pulsbreitenmodulierte Signal Gin ist das Signal, das bestimmt, wann die Ansteuerspannung drv auf High oder Low ist. Wenn das pulsbreitenmodulierte Signal Gin auf High ist, ist die Ansteuerspannung drv auf High, und umgekehrt. Das komplementäre pulsbreitenmodulierte Signal GinN ist das Komplement des pulsbreitenmodulierten Signals Gin. Das Startsignal ”start” ist ein Signal, das auf High gesetzt wird, wenn sich die Steuerung in einem aktiven Modus befindet. Das Signal GND stellt die lokale Schaltkreismasse dar.
Wenn im Betrieb das Schaltererkennungssignal FET auf High ist, ist ein Schalter S6 ausgeschaltet, und ein Schalter S5 ist eingeschaltet. Ein Inverter U2 sieht Signalumkehrung vor, um die Schalter S5, S6 zu steuern. Demgemäß wird ein Strombegrenzer ”Strombegrenzer” oder der Spannungsbegrenzer ”Spannungsbegrenzer” durch das Schaltererkennungssignal FET gewählt, um eine Charakteristik der Ansteuerspannung drv zu steuern. Wenn die Steuerung beim Start den Betrieb einleitet, wird das Schaltererkennungssignal FET auf High gesetzt und stellt dadurch den ersten Betriebsmodus dar. (D. h. es wird angenommen, dass der angesteuerte Schalter ein MOSFET ist.) Ein Schalter S4 wird eingeschaltet, wenn das Startsignal ”start” auf High ist, um den Betrieb der Ansteuerung freizugeben. Der Schalter S4 ist so angeordnet, dass er die Vorspannung VP vom Strombegrenzer ”Strombegrenzer” oder vom Spannungsbegrenzer ”Spannungsbegrenzer” verbindet oder trennt. Ein Schalter S3 soll dafür sorgen, dass die Ansteuerspannung drv auf Low ist, wenn das Startsignal ”start” auf Low ist, und ein Schalter S1 zieht die Ansteuerspannung auf Low, wenn das komplementäre pulsbreitenmodulierte Signal GinN auf High ist. Somit erzeugt die Ansteuerung die Ansteuerspannung drv für den Schalter auf Grundlage des pulsbreitenmodulierten Signals Gin.
Nun zu 10, in der ein Schaltbild des in 9 dargestellten Strombegrenzers ”Strombegrenzer” dargestellt ist, der einen Strom der Ansteuerspannung drv begrenzt, wenn durch die Steuerung (während des zweiten Betriebsmodus) ein Bipolartransistor erkannt wurde, wie es durch das auf Low gesetzte Schaltererkennungssignal FET angezeigt wird. Das pulsbreitenmodulierte Signal Gin ist über einen Widerstand R2 mit der Basis eines Bipolartransistors Q1 gekoppelt. Das Signal Vdd ist über Schalter S4, S6 mit der Vorspannung VP gekoppelt, wenn das Schaltererkennungssignal FET auf Low gesetzt ist, wie in 9 angegeben. Ein Ausgang des Strombegrenzers ist die Ansteuerspannung drv. Der Bipolartransistor Q1 ist ein aktives Bauelement, um einen am Ausgang des Strombegrenzers erzeugten Strom zu begrenzen. Ein Diodenpaar D1, D2 begrenzt eine Basisspannung des Bipolartransistors Q1 bezüglich der Ansteuerspannung drv auf ungefähr eine Dioden-Durchlassspannung (d. h. etwa 0,7 Volt). Demgemäß wird über einen Widerstand R1 eine konstante Spannung erzeugt, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal Gin auf High ist, und begrenzt dadurch einen Strom, der aus dem Ausgang des Strombegrenzers fließen kann. Somit ist der Strombegrenzer eingerichtet, einen Strom für den Steueranschluss des Schalters (über die Ansteuerspannung drv) auf einen Stromgrenzwert zu begrenzen, wenn die Steuerung im zweiten Betriebsmodus arbeitet.
Nun zu 11, in der ein Schaltbild des in 9 dargestellten Spannungsbegrenzers ”Spannungsbegrenzer” dargestellt ist, der eine Spannung der Ansteuerspannung drv begrenzt, wenn ein MOSFET durch die Steuerung (während des ersten Betriebsmodus) erkannt wurde, wie es durch das auf High gesetzte Schaltererkennungssignal FET angezeigt wird. Wie zuvor mit Bezug auf 10 beschrieben, ist ein Eingang zum Spannungsbegrenzer das pulsbreitenmodulierte Signal Gin, und ein Ausgangssignal ist die Ansteuerspannung drv. Das Signal Vdd ist über Schalter S4, S5 mit der Vorspannung VP gekoppelt, wenn das Schaltererkennungssignal FET auf High gesetzt ist, wie in 9 angegeben. Der Pegelumsetzer E1 verschiebt den Spannungspegel des pulsbreitenmodulierten Signals Gin, das etwa fünf Volt beträgt, auf das Dreifache und erzeugt ein 15-Volt-Signal am linken Anschluss eines Widerstands R1. Der Widerstand R1 erzeugt in Verbindung mit einer Z-Diode D1 (z. B. einer 10-Volt-Z-Diode) ein 10-Volt-Signal an der Basis des Bipolartransistors Q1, dessen Kollektor über einen Widerstand R2 mit dem Signal Vdd gekoppelt ist. Demgemäß wird das Signal Vdd, das dasselbe ist wie die Ansteuerspannung drv, am Emitter des Bipolartransistors Q1 auf ungefähr 10 Volt minus einer zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q1 erzeugten Dioden-Durchlassspannung geklemmt. Somit arbeitet die in 11 dargestellte Schaltung als Spannungsbegrenzer, wenn das Schaltererkennungssignal FET auf High gesetzt ist und damit Erkennen eines MOSFETs anzeigt. Somit ist der Spannungsbegrenzer eingerichtet, eine Spannung für den Steueranschluss des Schalters (über die Ansteuerspannung drv) auf einen Spannungsgrenzwert zu begrenzen, wenn die Steuerung im ersten Betriebsmodus arbeitet.
Nun zu 12, in der eine weitere Ausführungsform einer Schaltererkennung dargestellt ist. Während die Schaltererkennung von 12 in einer Steuerung nach den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung ausgeführt sein kann, ist der Anfangszustand des Schaltererkennungssignals Q_M-B entgegengesetzt zu demjenigen des zuvor oben beschriebenen Schaltererkennungssignals FET. In beiden Fällen erkennt jedoch die Schaltererkennung, ob ein mit einem Ansteuersignal, wie etwa der Ansteuerspannung drv, gekoppelter Schalter ein MOSFET oder ein Bipolartransistor ist. Nach dem anfänglichen Anlegen der Vorspannung Vp an die Steuerung steigt die Vorspannung Vp und übersteigt schließlich eine Schwellenspannung von zum Beispiel zwei Volt. Dieser Zustand wird durch den Komparator C04 erkannt, der ein mit einem Hochpassfilter F05 gekoppeltes Ausgangssignal erzeugt. Der Ausgang des Hochpassfilters F05 ist mit dem ”reset”-Eingang eines Flipflops FF03 gekoppelt. Das Flipflop FF03 setzt demgemäß das Schaltererkennungssignal Q_M-B auf einen Low-Zustand und zeigt damit an, dass anfänglich angenommen wird, dass der Schalter ein Bipolartransistor ist. Das Schaltererkennungssignal Q_M-B verbleibt im Low-Zustand, bis die Ansteuerspannung drv, die mit dem Tiefpassfilter F01 verbunden ist, eine höhere Spannung als zwei Volt aufweist, was durch den Komparator C02 erkannt wird. Das Tiefpassfilter F01 ist in der Schaltung enthalten, um mögliche äußere Störsignale von der Ansteuerspannung drv zu entfernen. Falls der Komparator C02 erkennt, dass die gefilterte Ansteuerspannung drv höher ist als zwei Volt, geht sein Ausgang auf High, der mit dem ”set”-Eingang des Flipflops FF03 gekoppelt ist. In diesem Fall setzt das Flipflop FF03 das Schaltererkennungssignal Q_M-B auf High und zeigt damit an, dass der Schalter ein MOSFET ist.
Somit wurden hier eine Steuerung für einen Schalter und Verfahren zu deren Betrieb eingeführt. In einer Ausführungsform ist die Steuerung eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Schalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen (z. B. durch Anzeigen, dass der Schalter ein MOSFET ist), falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen (z. B. durch Anzeigen, dass der Schalter ein Bipolartransistor ist), falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung. Die Steuerung kann einen Spannungsbegrenzer enthalten, eingerichtet, während des ersten Betriebsmodus eine Spannung für den Steueranschluss des Schalters auf einen Spannungsgrenzwert zu begrenzen. Die Steuerung kann einen Strombegrenzer enthalten, eingerichtet, während des zweiten Betriebsmodus einen Strom für den Steueranschluss des Schalters zu begrenzen. Ein Unterspannungs-Abschaltpegel der Steuerung kann während des ersten Betriebsmodus auf einen höheren Pegel als während des zweiten Betriebsmodus gesetzt werden. Die Steuerung kann einen Zeitgeber enthalten, der eingerichtet ist, ein pulsbreitenmoduliertes Signal zu erzeugen. Die Steuerung ist eingerichtet, den Tastgrad des Schalters zu steuern, um eine Ausgangsspannung eines Leistungswandlers zu regeln. Die Steuerung kann den Betrieb beim Start im ersten Betriebsmodus einleiten.
Für den Fachmann versteht sich, dass die zuvor beschriebenen Ausführungsformen eines Schaltkondensator-Leistungswandlers und die zugehörigen Betriebsverfahren dafür nur zwecks Veranschaulichung vorgebracht wurden. Während die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung im Umfeld eines Leistungswandlers beschrieben wurden, können diese Grundgedanken auch auf andere Systeme angewendet werden, wie etwa, ohne Einschränkung, einen Leistungsverstärker oder eine Motorsteuerung. Für eine besseres Verständnis von Leistungswandlern, siehe "Modern DC-to-DC Power Switch-mode Power Converter Circuits" von Rudolph P. Severns und Gordon Bloom, Van Nostrand Reinhold Company, New York, New York (1985) und "Principles of Power Electronics" von J. G. Kassakian, M. F. Schlecht und G. C. Verghese, Addison-Wesley (1991).
Obwohl die vorliegende Erfindung und ihre Vorteile ausführlich beschrieben wurden, sollte auch selbstverständlich sein, dass hieran verschiedene Änderungen, Ersetzungen und Veränderungen vorgenommen werden können, ohne vom Erfindungsgedanken und Umfang der Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, abzuweichen. Zum Beispiel können viele der oben erörterten Prozesse nach verschiedenen Methoden umgesetzt werden und durch andere Prozesse oder eine Kombination davon ersetzt werden.
Außerdem soll der Umfang der vorliegenden Anmeldung nicht auf die besonderen Ausführungsformen des Prozesses, der Maschine, der Herstellung, der Stoffzusammensetzung, der Mittel, der Verfahren und der Schritte, die in der Offenbarung beschrieben sind, beschränkt sein. Wie ein Durchschnittsfachmann ohne Weiteres aus der Offenbarung der vorliegenden Erfindung erfassen kann, können Prozesse, Maschinen, Herstellungsarten, Stoffzusammensetzungen, Mittel, Verfahren oder Schritte, die derzeit existieren oder später entwickelt werden, und im Wesentlichen dieselbe Funktion erfüllen oder im Wesentlichen zum gleichen Ergebnis führen, gemäß der vorliegenden Erfindung genutzt werden. Dementsprechend sollen die beigefügten Ansprüche solche Prozesse, Maschinen, Herstellungsarten, Stoffzusammensetzungen, Mittel, Verfahren oder Schritte in ihren Umfang einschließen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

”Modern DC-to-DC Power Switch-mode Power Converter Circuits” von Rudolph P. Severns und Gordon Bloom, Van Nostrand Reinhold Company, New York, New York (1985) [0041]
”Principles of Power Electronics” von J. G. Kassakian, M. F. Schlecht und G. C. Verghese, Addison-Wesley (1991) [0041]

Claims

Steuerung für einen Schalter, eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Schalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung.
Steuerung nach Anspruch 1, weiter umfassend einen Spannungsbegrenzer, eingerichtet, während des ersten Betriebsmodus eine Spannung für den Steueranschluss des Schalters auf einen Spannungsgrenzwert zu begrenzen.
Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, weiter umfassend einen Strombegrenzer, eingerichtet, während des zweiten Betriebsmodus einen Strom für den Steueranschluss des Schalters auf einen Stromgrenzwert zu begrenzen.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei ein Unterspannungs-Abschaltpegel eingerichtet ist, während des ersten Betriebsmodus auf einen höheren Pegel als während des zweiten Betriebsmodus gesetzt zu werden.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, weiter umfassend einen Zeitgeber, eingerichtet, ein pulsbreitenmoduliertes Signal zu erzeugen.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Steuerung eingerichtet ist, den Tastgrad des Schalters zu steuern, um eine Ausgangsspannung eines Leistungswandlers zu regeln.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuerung eingerichtet ist, beim Start den Betrieb im ersten Betriebsmodus einzuleiten.
Verfahren, umfassend: Messen einer Spannung eines Steueranschlusses eines Schalters; und Wählen eines ersten Betriebsmodus, falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und eines zweiten Betriebsmodus, falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung.
Verfahren nach Anspruch 8, weiter umfassend Begrenzen einer Spannung für den Steueranschluss des Schalters während des ersten Betriebsmodus auf einen Spannungsgrenzwert.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, weiter umfassend Begrenzen eines Stroms für den Steueranschluss des Schalters während des zweiten Betriebsmodus auf einen Stromgrenzwert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, weiter umfassend Setzen eines Unterspannungs-Abschaltpegels während des ersten Betriebsmodus auf einen höheren Pegel als während des zweiten Betriebsmodus.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, weiter umfassend Erzeugen eines pulsbreitenmodulierten Signals.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 12, weiter umfassend Steuern eines Tastgrads des Schalters, um eine Ausgangsspannung eines Leistungswandlers zu regeln.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 13, weiter umfassend Einleiten des Betriebs beim Start im ersten Betriebsmodus.
Leistungswandler, umfassend: einen mit einem Eingang des Leistungswandlers gekoppelten Leistungsschalter; einen zwischen den Leistungsschalter und einen Ausgang des Leistungswandlers gesetzten Transformator; und eine Steuerung für den Leistungsschalter, eingerichtet, eine Spannung eines Steueranschlusses des Leistungsschalters zu messen und einen ersten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses höher ist als eine Schwellenspannung, und einen zweiten Betriebsmodus zu wählen, falls die Spannung des Steueranschlusses niedriger ist als die Schwellenspannung.
Leistungswandler nach Anspruch 15, wobei die Steuerung einen Spannungsbegrenzer umfasst, eingerichtet, eine Spannung für den Steueranschluss des Schalters während des ersten Betriebsmodus auf einen Spannungsgrenzwert zu begrenzen.
Leistungswandler nach Anspruch 15 oder 16, wobei die Steuerung einen Strombegrenzer umfasst, eingerichtet, einen Strom für den Steueranschluss des Schalters während des zweiten Betriebsmodus auf einen Stromgrenzwert zu begrenzen.
Leistungswandler nach einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei ein Unterspannungs-Abschaltpegel eingerichtet ist, während des ersten Betriebsmodus auf einen höheren Pegel als während des zweiten Betriebsmodus gesetzt zu werden.
Leistungswandler nach einem der Ansprüche 15 bis 18, wobei die Steuerung einen Zeitgeber umfasst, eingerichtet, ein pulsbreitenmoduliertes Signal zu erzeugen.
Leistungswandler nach einem der Ansprüche 15 bis 19, wobei die Steuerung eingerichtet ist, den Betrieb beim Start im ersten Betriebsmodus einzuleiten.