DE102009028482B4

DE102009028482B4 - Detektion einer fehlenden Diode in einer synchronen Ausgangsstufe

Info

Publication number: DE102009028482B4
Application number: DE102009028482.6A
Authority: DE
Inventors: Olivier Trescases; Derek Bernardon
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2008-08-13
Filing date: 2009-08-12
Publication date: 2017-11-23
Anticipated expiration: 2029-08-13
Also published as: DE102009028482A1; US7969694B2; US20100039735A1

Abstract

Spannungsverarbeitungsvorrichtung, die aufweist: eine Induktivität (Lout); eine in Reihe zu der Induktivität (Lout) geschaltete Diode (D1); eine Reihenschaltung eines ersten Widerstandes (R1) und eines Schalters (Qaux), die parallel zu der Diode (D1) geschaltet ist, wobei ein Widerstandswert des ersten Widerstands (R1) im Bereich der gleichen Größenordnung wie der Einschaltwiderstand des Schalters (Qaux) liegt; einen Komparator (201) mit einem ersten Eingangsanschluss, der an einen ersten Anschluss des ersten Widerstand (R1) gekoppelt ist, und einem zweiten Eingangsanschluss, der an einen zweiten Anschluss des ersten Widerstands (R1) gekoppelt ist, wobei der Komparator einen vorgegebenen Pegel eines Ausgangssignals (Vdetect) erzeugt, wenn ein Strom durch den ersten Widerstand (R1) einen Stromschwellenwert erreicht; eine Steuerschaltung (120), die die Spannungsverarbeitungsvorrichtung als Reaktion auf die Erzeugung des vorgegebenen Pegels des Ausgangssignals (Vdetect) abschaltet.

Description

Die Erfindung betrifft allgemein die elektronische Wandlung elektrischer Spannung, und insbesondere den Schutz eines Spannungswandlers vor Schaltungsfehlern.
Ein Schaltwandler (der auch als ”Spannungswandler” oder ”Regler” bezeichnet wird) ist eine Spannungsversorgungsschaltung oder eine Spannungsverarbeitungsschaltung, die eine Eingangsspannung in eine vorgegebene Ausgangsspannung wandelt. Gleichspannungsspannungswandler wandeln eine Eingangs-Gleichspannung in eine Ausgangs-Gleichspannung. Zu solchen Spannungswandlern gehorige Steuerschaltungen (Controller) regeln deren Betrieb durch Steuern der Zeitdauern, wahrend der in den Spannungswandlern vorhandene Schalter leiten. Im Allgemeinen sind die Steuerschaltungen zwischen einem Eingang und einem Ausgang des Spannungswandlers in einer Ruckkopplungsschleifenanordnung (die auch als ”Regelschleifer” oder ”geschlossene Regelschleife” bezeichnet wird) angeordnet.
Üblicherweise misst die Steuerschaltung eine Ausgangsgroße (z. B. eine Ausgangsspannung, einen Ausgangsstrom oder eine Kombination von Ausgangsspannung und Ausgangsstrom) des Spannungswandlers und verandert basierend auf dieser Messung ein Tastverhältnis (Duty-Cycle) der Schalter des Spannungswandlers. Der Duty-Cycle ist ein Verhaltnis zwischen der Dauer einer leitenden Periode (Einschaltdauer) eines Schalters und der Dauer einer gesamten Schaltperiode, wobei die Schaltperiode die Einschaltdauer und eine Ausschaltdauer, wahrend der der Schalter nicht leitet, umfasst. Wenn also ein Schalter fur die Halfte der Schaltperiode leitet, ist der Duty-Cycle fur diesen Schalter 0,5 (oder 50%). Da sich außerdem die Spannung oder der Strom eines Systems, wie z. B. eines durch den Spannungswandler versorgten Mikroprozessors, dynamisch andern kann (wenn sich z. B. eine Rechenbelastung eines Mikroprozessors ändert) sollte die Steuerschaltung außerdem dazu ausgebildet sein, die Tastverhaltnisse der darin angeordneten Schalter dynamisch zu vergroßern oder zu verkleinern, um eine Ausgangsgröße, wie die Ausgangsspannung, auf einem gewunschten Wert zu halten.
Spannungswandler sind beispielsweise in der Lage, eine ungeregelte Eingangsspannung, wie z. B. 12 V, die durch eine Eingangsspannungsquelle bereitgestellt wird, in eine niedrigere, geregelte Ausgangsspannung, wie 2,5 V, zu wandeln, um eine Last zu versorgen. Fur die Spannungswandlungs- und Spannungsregelfunktionen umfassen die Spannungswandler aktive Leistungsschalter, wie z. B. Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (”MOSFETs”), die an die Spannungsquelle gekoppelt sind und die periodisch ein reaktives Bauelement, wie z. B. ein induktives Bauelement, mit einer Schaltfrequenz, die im Bereich von 500 kHz oder hoher liegen kann, an die Spannungsquelle anschließen.
Ein herkommlicher Weg, einen Spannungswandler zu realisieren, besteht darin, einige wesentliche Halbleiterbauelemente, wie Elemente der Steuerschaltung und einen aktiven Halbleiterschalter, in einer integrierten Schaltung zu integrieren und die integrierte Schaltung an separate Bauelemente zu koppeln, die nicht auf einfache Weise integrierbar sind. Separate Bauelemente, die nicht auf einfache Weise integrierbar sind, wie z. B. eine Leistungsdiode, besitzen ublicherweise eine erhebliche Verlustleistung oder bestehen aus Materialien und Strukturen, die nicht auf einfache Weise in einer Halbleiteranordnung integriert werden konnen. Solche Bauelemente sind beispielsweise ein induktives Bauelement eines Ausgangsfilters oder ein Kondensator eines Ausgangsfilters. Das Integrieren eines Low-Side-Leistungsschalters vergroßert die integrierte Schaltung und erhoht das Risiko eines Latch-Up. Die Verwendung einer zu der integrierten Schaltung separaten Diode ist bei einigen Realisierungen eine sicherere Alternative.
Bei bestimmten Anwendungen, bei denen eine Leistungsdiode extern an eine integrierte Schaltung gekoppelt ist, ist es wichtig, einen Leerlaufzustand (engl.: open-circuit condition) der Diode zu detektieren – der entweder durch eine fehlende Verbindung zu der Diode oder durch eine fehlende Diode verursacht sein kann –, um den Spannungswandler abzuschalten, wenn der Diodenkreis offen ist. Den Spannungswandler unter diesen Umstanden nicht herunterzufahren, konnte zu gefahrlich hohen impulsartigen Spannungen an den Anschlussen fur die Diode fuhren, wenn ein durch das induktive Bauelement des Ausgangsfilters fließender Strom seine Richtung wechselt, wie z. B. wahrend eines Niedriglast-Zustandes (low-load condition). Wenn in einer Anwendung fur einen Spannungswandler, wie z. B. im Automobilbereich, bei der eine Diode separat an eine integrierte Schaltung gekoppelt ist, die Verbindung zu der Diode aus einem beliebigen Grund unterbrochen wird, muss dieser Zustand daher detektiert und der Spannungswandler abgeschaltet werden.
Schaltwandler umfassen oft aktive Schalter, wie Feldeffekttransistoren, um eine Ausgangsgleichrichtungsfunktion zu erreichen. Bei solchen Anordnungen werden die Schalter abwechselnd angesteuert, so dass zu jeder Zeit wahrend eines Schaltzyklus wenigstens ein Schalter eingeschaltet ist (mit geeigneten Vorkehrungen, um wahrend der Schaltubergange ein ”Uberlappen” leitender Schalter zu verhindern). Eine derartige Anordnung wird ublicherweise als ”synchrone Ausgangsstufe (synchronous output stage)” bezeichnet, und der Vorgang wird bezeichnet als ”synchrone Gleichrichtung” durch Synchronisation der Leitperioden (conduction periods) bzw. Einschaltperioden der aktiven Ausgangsgleichrichtungsschalter mit Einschaltperioden von Schaltern auf der Primarseite eines Spannungswandlers, wenn ein Trenntransformator verwendet wird, der die Ausgangsanschlüsse des Spannungswandlers galvanisch von den Eingangsanschlüssen trennt.
Eine synchrone Ausgangsstufe ermöglicht im Allgemeinen die Vereinfachung des Designs der Steuerschaltung, wenn der Spannungswandlerbetrieb auf einen kontinuierlichen Strombetrieb (continous current mode, CCM) beschränkt ist. CCM erlaubt einen Stromrückfluss in das induktive Bauelement am Ausgang bei einem minimalen Laststrom von Null, sogar bei einer maximalen Eingangsspannung.
Die DE 10 2004 021 436 A1 beschreibt einen als Hochsetzsteller ausgebildeten Spannungswandler, der eine in Reihe zu einer Induktivität geschalteten Schottky-Diode aufweist, die einen Stromfluss zwischen der Induktivität und einer Ausgangsklemme des Spannungswandlers ermöglicht. Parallel zu der Schottky-Diode ist ein Transistor geschaltet.
Die US 2005/0140345 A1 beschreibt eine Schaltungsanordnung mit mehreren in Reihe geschalteten Dioden und mit Überbrückungsschaltungen, wobei jede Überbrückungsschaltung dazu ausgebildet ist, bei einem Fehlen oder einem Defekt einer Diode einen Stromfluss zwischen den Anschlussklemmen zu ermöglichen, zwischen die die jeweilige Diode geschaltet ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Spannungswandler mit einer Funktionalität zur Erkennung des Leerlaufzustands einer Gleichrichterdiode, die getrennt von einer integrierten Schaltung vorhanden ist, und ein Verfahren zum Detektieren eines solchen Leerlaufzustandes zur Verfügung zu stellen, wobei der Spannungswandler abgeschaltet wird, wenn ein solcher Leerlaufzustand detektiert wird, um dadurch einen sicheren Betrieb des Spannungswandlers zu gewährleisten, während gleichzeitig die Vorteile eine Trennung einer Ausgangsgleichrichterdiode von einer integrierten Schaltung erhalten bleiben.
Diese Aufgabe wird durch einen Spannungswandler gemäß Anspruch 1 und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 12 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Gemäß einem Beispiel werden ein Konzept zum Schutz einer Spannungsverarbeitungsschaltung, wie z. B. eines Schaltwandlers, die eine in Reihe zu einem induktiven Bauelement geschaltete Diode umfasst, und ein zugehöriges Verfahren bereitgestellt. Eine Reihenschaltung eines Widerstands und eines Schalters ist parallel zu der Diode geschaltet. Der Widerstandswert des Widerstandes ist vorzugsweise so gewählt, dass er in der gleichen Größenordnung liegt wie der Einschaltwiderstand des Schalters. Bei einem Beispiel ist ein erster Eingangsanschluss eines Komparators an den ersten Anschluss des Widerstandes und ein zweiter Eingangsanschluss des Komparators an einen zweiten Anschluss des Widerstands gekoppelt. Der Komparator ist dazu ausgebildet, ein Ausgangssignal auszugeben, wenn ein Strom durch den Widerstand einen vorgegebenen Stromschwellenwert erreicht, und eine Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, die Spannungsverarbeitungsschaltung als Reaktion auf die Erzeugung des Ausgangssignals abzuschalten. Bei einem Beispiel ist der Schalter dazu ausgebildet, einen kleinen Anteil des durch die Diode getragenen Stroms zu ubernehmen, wenn die Diode im Wesentlichen in Vorwartsrichtung gepolt ist. Bei einem Beispiel umfasst der Schalter eine Flache eines Halbleiterchips von weniger als 50% der Flache eines anderen in dem Halbleiterchip ausgebildeten Schalters. Bei einem Beispiel ermoglicht die Reihenschaltung des Widerstands und des Schalters einen Betrieb der Spannungsverarbeitungsschaltung im kontinuierlichen Strombetrieb bei einem Laststrom von im Wesentlichen Null. Bei einem Beispiel ist die Spannungsverarbeitungsanordnung ein Schaltwandler.
Details eines oder mehrerer Beispiele der Erfindung sind in den beigefugten Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung dargestellt. Andere Merkmale, Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden deutlich anhand der Beschreibung, und den Zeichnungen, und anhand der Anspruche. In den Figuren bezeichnen identische Bezugszeichen dieselben Teile in den einzelnen Darstellungen, die aus Grunden einer kurzen Darstellung nicht jedes Mal neu beschrieben sind. Zum besseren Verstandnis der Erfindung wird nun auf die nachfolgende Beschreibung in Verbindung mit den beigefugten Zeichnungen Bezug genommen.
1 veranschaulicht eine schematische Darstellung eines Beispiels eines Leistungsteils eines Spannungswandlers, der an eine Steuerschaltung gekoppelt ist;
2 veranschaulicht schematisch ein Beispiel eines Leistungsteils eines Spannungswandlers, der eine Detektionsschaltung fur einen Leerlauf einer Diode umfasst.
Die vorliegende Erfindung wird unter Bezugnahme auf Beispiele in einem speziellen Zusammenhang erlautert, namlich im Zusammenhang mit Schaltwandlern, die aufweisen: eine integrierte Schaltung, die eine Schalt- und Steuerfunktion erfullt; und eine Leistungsdiode, die an die integrierte Schaltung gekoppelt und von dieser (raumlich) getrennt ist. Die integrierte Schaltung ist dazu ausgebildet, einen Leerlaufzustand bzw. Unterbrechungszustand in dem Teil der Schaltung zu detektieren, der die Leistungsdiode umfasst.
Ein Beispiel der Erfindung kann auf verschiedene elektronische Spannungswandleranordnungen angewendet werden, wie z. B. auf einen Spannungswandler zum Erzeugen einer geregelten Ausgangsspannung aus einer ungeregelten Eingangsspannung. Andere elektronische Spannungswandleranordnungen konnen unter Verwendung des hierin beschriebenen Prozesses zur Detektion eines Leerlaufs einer Diode ebenfalls realisiert werden, wie z. B. ein Leistungsverstarker oder eine Motoransteuerung in einer Kommunikationsumgebung oder einer industriellen Umgebung.
1 zeigt eine vereinfachte schematische Darstellung eines Leistungsteils (power train) eines Schaltwandlers, um dessen Funktion zu veranschaulichen. Der Schaltwandler umfasst eine Steuerschaltung, die eine Ausgangsgroße, wie z. B. eine Ausgangsspannung, des Schaltwandlers regelt. Der Spannungswandler versorgt ein System/eine Last (nicht dargestellt), die an Ausgangsanschlusse 130, 131 gekoppelt ist, mit Spannung. Der dargestellte Leistungsteil umfasst eine Abwartswandlertopologie (buck converter topology). In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass selbstverstandlich auch andere Wandlertopologien, wie z. B. Aufwartswandlertopologien, im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung angewendet werden konnen.
Dem Leistungsteil des Spannungswandlers ist eine Eingangsspannung V_in von einer elektrischen Spannungsquelle (die durch eine Batterie 110 reprasentiert ist) an seinem Eingang zugefuhrt, und er erzeugt eine geregelte Ausgangsspannung V_out oder eine andere Ausgangsgröße (z. B. einen Ausgangsstrom) an Ausgangsanschlussen 130, 131. Bei einer Abwartswandlertopologie ist die Ausgangsspannung V_out ublicherweise kleiner als die Eingangsspannung V_in, wobei die Ausgangsspannung V_out uber den Schaltbetrieb des Schaltwandlers geregelt werden kann.
Wahrend eines ersten Abschnitts D eines hochfrequenten Schaltzyklus ist der Leistungsschalter Q_main als Reaktion auf ein Gate-Ansteuersignal S_D fur ein erstes Zeitinterwall leitend angesteuert, um dadurch die Eingangsspannung V_in an ein induktives Bauelement L_out eines Ausgangsfilters anzulegen. Wahrend des ersten Abschnitts D des hochfrequenten Schaltzyklus steigt ein Spulenstrom I_Lout, der durch das induktive Bauelement L_out des Ausgangsfilters fließt, an, wahrend Strom vom Eingang zum Ausgang des Leistungsteils fließt. Ein Wechselanteil des Spulenstroms I_Lout wird durch den Ausgangskondensator C_out gefiltert.
Wahrend eines zweiten Abschnitts 1-D des Schaltzyklus wird der Leistungsschalter Q_main in einen nicht-leitenden Zustand uberfuhrt, und ein zusatzlicher Leistungsschalter Q_aux (z. B. ein n-Kanal-MOSFET), der an das induktive Bauelement des Ausgangsfilters L_out gekoppelt ist, leitet, als Reaktion auf ein Gate-Ansteuersignal S_1-D. Der zusatzliche Leistungsschalter Q_aux stellt einen Strompfad zur Verfugung, um eine Kontinuitat des Stromflusses des Stromes durch das induktive Bauelement L_out zu gewahrleisten. Die Diode D₁ ist parallel zu dem zusatzlichen Leistungsschalter Q_aux geschaltet und bildet einen Hauptstrompfad, um eine Kontinuitat des Stromes durch das induktive Bauelement L_out zu gewahrleisten. Der Widerstand R₁ ist in Reihe zu dem zusatzlichen Leistungsschalter Q_aux geschaltet, um in nachfolgend noch erlauterter Weise den Strom durch den zusatzlichen Leistungsschalter Q_aux zu begrenzen. Wahrend des zweiten Abschnitts 1-D des Schaltzyklus sinkt der durch das induktive Bauelement L_out fließende Induktivitatsstrom I_Lout ab. Allgemein konnen die Taktzyklen (Duty-Cycles) des Leistungsschalters Q_main und des zusatzlichen Leistungsschalters Q_aux darauf abgestimmt sein, die Ausgangsspannung V_out des Spannungswandlers zu regeln. Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass die Einschaltdauern der zwei Leistungsschalter durch ein kurzes Zeitinterwall voneinander getrennt sein konnen, um Querstrome zwischen den Schaltern zu vermeiden, und um die mit dem Spannungswandler zusammenhängenden Schaltverluste zu verringern.
Der Steuerschaltung 120 des Spannungswandlers ist die Ausgangsspannung V_out des Spannungswandlers und eine gewunschte Ausgangsgroße, wie z. B. eine gewunschte Systemspannung V_system zugefuhrt.
In einem Schaltwandler, wie z. B. einem Tiefsetzsteller (buck converter), der in 1 dargestellt und im Zusammenhang mit dieser Figur erlautert ist, bestimmt im eingeschwungenen Zustand der Duty-Cycle D des Leistungsschalter Q_main das Verhaltnis der Ausgangsspannung V_out des Spannungswandlers zu dessen Eingangsspannung V_in. Fur eine Tiefsetzstellertopologie, die im CCM arbeitet, bestimmt der Duty-Cycle insbesondere das Verhaltnis zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung (unter Vernachlassigung bestimmter Verluste innerhalb des Spannungswandler) entsprechend der Gleichung: D = V_out/V_in.
Bei einer alternativen Spannungswandlertopologie, wie z. B. einer Hochsetzstellertopologie (boost topology), bestimmt der Duty-Cycle das Verhaltnis zwischen Ausgangsspannung zur Eingangsspannung gemaß einer anderen Gleichung.
Die Steuerschaltung 120 ist an eine Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung (open diode detection circuit) 200 zur Detektion eines Leerlaufs bzw. einer Unterbrechung der Diode gekoppelt, die ein Signal V_detect zur Verfugung stellt, um den Leistungsteil abzuschalten, wenn ein Leerlauf einer Diode, wie z. B. der Diode D₁, detektiert wird, wie nachfolgend noch erläutert wird. Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung 200 vergleicht vorteilhafterweise einen Strom in dem Schalter Q_aux mit einem Schwellenwert, der im Wesentlichen unabhangig von der Temperatur und von Halbleiterprozessschwankungen ist.
Die Kombination der zwei in Reihe geschalteten Leistungsschalter Q_main und Q_aux wird allgemein als Synchrongleichrichter-Ausgangsstufe (synchronous rectifier output stage) bezeichnet.
Eine Gleichrichterausgangsstufe mit einer Diode kann getrennt von einer integrierten Schaltung realisiert werden, um Substratstrome während der Totzeit, wahrend der keiner der beiden Leistungsschalter leitet, zu vermeiden. Bei bisherigen Anwendungen, bei denen dies eingesetzt wurde, wurde eine Detektion des Fehlens oder eines Fehlers der separaten Diode nicht angewendet.
2 veranschaulicht ein vereinfachtes Schaltbild eines Leistungsteils eines Schaltwandlers mit einer separat angeschlossenen Diode D₁ und einer Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung 200. Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung 200 erzeugt einen strombasierten Schwellenwert zum Detektieren des Fehlens oder eines Fehlers der Diode D₁. Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung 200 ist unempfindlich gegenuber Schwankungen im Siliziumprozess und der Temperatur im Vergleich zu einem Ansatz, der mit einem spannungsbasierten Schwellenwert arbeitet. Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung 200 umfasst einen Komparator 201, der dazu ausgebildet ist, einen offenen Stromkreis in dem Teil der Leistungsstufe, der die Diode D₁ umfasst, zu signalisieren. Die Schaltung umfasst Anschlüsse VIN, SW und GND zum Anschließen der separat angeschlossenen Diode D₁ und fur eine Verbindung zu einer Eingangsspannungsquelle 110, die eine Eingangsspannung V_in bereitstellt. Der Leistungsteil des Wandlers wird durch eine Steuerschaltung bzw. einen Controller (nicht dargestellt), die ahnlich wie die in 1 dargestellte und im Zusammenhang mit dieser Figur erlauterte Steuerschaltung funktionieren kann, gesteuert.
Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung 200 umfasst den in Reihe zu dem Widerstand R₁ geschalteten Leistungsschalter Q_aux, der durch das Signal S_1-D angesteuert ist, das ein Leiten des Schalters Q_aux im Wesentlichen gegenphasig zu einem Leiten des Hauptleistungsschalters Q_main ermoglicht. Wenn wahrend des normalen Betriebs die Diode D₁ leitet, tragt der Schalter Q_aux einen kleinen Anteil, z. B. 10%, des Stromes der normalerweise wahrend des 1-D-Teils (des zweiten Abschnitts) eines Schaltzyklus durch die Diode D₁ getragen wird. Dies ist bedingt durch Einfugen des Serienwiderstandes R₁, der an den Anschluss SW angeschlossen ist.
Der Widerstandswert des Widerstands R₁ ist so gewahlt, dass er in der gleichen Großenordnung liegt, wie der Einschaltwiderstand des Leistungsschalters Q_aux; dies ist keine ubliche Designauswahl fur eine Spannungsversorgungsschaltung. ”In der glichen Großenordnung” bedeutet, dass der Widerstandswert des Widerstands R₁ beispielsweise zwischen dem 0,1-fachen und 10-fachen des Einschaltwiderstands des Leistungsschalters Q_aux liegt. Der Widerstandswert des Widerstands R₁ liegt insbesondere zwischen dem 0,5-fachen und 2-fachen des Einschaltwiderstands des Leistungsschalters Q_aux. Ein beispielhafter Wert fur den Widerstandswert des Widerstands R₁ ist 5 Ω, wie dies in 2 dargestellt ist. Während eines normalen Schaltungsbetriebs, wenn die Diode D₁ in der Schaltung in Funktion ist, wird der Strom I_Lout zwischen der Diode D₁ und dem Schalter Q_aux geteilt, wenn der Strom in der Induktivitat L_out positiv ist (d. h. in Richtung des Schaltungsknotens 130 fließt). Der Widerstandswert des Widerstands R₁ ist so gewahlt, dass dieses Verhaltnis im Bereich von beispielsweise 1:10 liegt, d. h. der großte Teil des Stromes wird durch die Diode getragen, was zu geringen Schaltverlusten in dem Schalter Q_aux fuhrt. Da der Leistungsschalter Q_aux nur einen kleinen Anteil des Stromes, der durch die Ausgangsinduktivitat L_out fließt, tragt, kann dessen Flache relativ klein sein im Vergleich zu der Flache des Leistungsschalters Q_main in einer integrierten Schaltung, da der Schalter Q_aux vorteilhafterweise im Vergleich zu dem Schalter Q_main eine relativ geringe Verlustleistung besitzt.
Ein zweiter Widerstand R₂ ist ebenfalls an den Anschluss SW gekoppelt.
Der Leistungsschalter Q_aux tragt im Wesentlichen den gesamten Strom, wenn der Strom I_Lout in der Induktivitat L_out bei geringer Last negativ ist, da die Diode D₁ zu diesem Zeitpunkt im Wesentlichen keinen Ruckwartsstrom (reverse current) fuhrt. Man beachte, dass das Signal S_1-D den Leistungsschalter Q_aux leitend ansteuert, wenn ein Leiten des Leistungsschalters Q_main verhindert wird. Dies bewirkt, dass der Spannungswandler sogar bei geringen Laststromen im CCM arbeitet, was eine Kompensation der Regelschleife vereinfacht. Wenn der Spannungswandler sowohl im CCM als auch im diskontinuierlichen Strombetrieb (discontinous current mode, DCM) arbeiten kann, mussen Vorkehrungen und Kompromisse im Design der Regelschleife getroffen werden, um einen Betrieb in diesen beiden Betriebsarten zu ermoglichen.
Wenn die Diode D₁ nicht leitet, ist die Spannung am Knoten N₁ im Wesentlichen negativ wahrend des 1-D-Abschnitts des Schaltzyklus des Spannungswandlers. Wenn die Diode nicht angeschlossen ist, fließt im Wesentlichen der gesamte Strom des induktiven Bauelement L_out des Ausgangsfilters durch den Schalter Q_aux und dessen in Reihe geschalteten Widerstand R₁.
Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung 200 detektiert den Zustand, wenn ein Strom in dem Schalter Q_aux einen Schwellenwert uberschritten hat, um einen vorgegebenen Pegel des Signals V_detect zu erzeugen, der anzeigt, dass die Diode D₁ beschadigt ist oder entfernt wurde. Dieser Pegel, der eine fehlende oder beschadigte Diode anzeigt, und der auch als Abschaltpegel bezeichnet wird, ist bei der in 2 dargestellten Detektionsschaltung 200 ein oberer Signalpegel (High-Pegel) des Komparators 201.
Zur Detektion des den Schalter Q_aux durchfließenden Stromes wertet die Detektionsschaltung 200 einen Spannungsabfall uber dem ersten Widerstand R₁ aus. Die Detektionsschaltung umfasst hierzu drei Stromquellen: eine erste Stromquelle CS₃, die uber einen zweiten Widerstand R₄ an einen ersten Anschluss N₂ des ersten Widerstands R₁ gekoppelt ist; eine zweite Stromquelle CS₂, die uber einen dritten Widerstand R₃ und einen vierten Widerstand R₂ an einen zweiten Anschluss des ersten Widerstands R₁ gekoppelt ist; und eine dritte Stromquelle I₁, die uber den vierten Widerstand R₂ an den zweiten Anschluss des ersten Widerstands R₁ angeschlossen ist. Anschlusse der Stromquellen CS₁, CS₂, CS₃, die den Widerstanden abgewandt sind, sind an eine Klemme fur ein Versorgungspotenzial VDD angeschlossen. Optional ist eine weitere Diode D₂ zwischen den vierten Widerstand R₂ und die dritte Stromquelle CS₁ geschaltet.
Ein der ersten Stromquelle CS₃ und dem zweiten Widerstand R₄ gemeinsamer Knoten ist an den ersten Eingangsanschluss N₃ des Komparators 201 gekoppelt, und ein der zweiten Stromquelle CS₂ und dem dritten Widerstand R₃ gemeinsamer Knoten ist an den zweiten Eingangsanschluss N₄ des Komparators 201 gekoppelt. Ein High-Pegel des Komparatorausgangssignals V_detect wird bei dieser Anordnung dann erzeugt, wenn der Spannungsabfall uber der Reihenschaltung des zweiten Widerstands R₄ und des ersten Widerstands R₁ großer ist als der Spannungsabfall uber der Reihenschaltung des dritten Widerstands R₃ und des vierten Widerstands R₂.
Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung umfasst Stromquellen CS₁, CS₂, CS₃, die Strome I₁, I₂, I₃ erzeugen. Bei einem Beispiel ist die Schaltung so ausgestaltet, dass der zweite Strom I₂ gleich dem ersten Strom I₃ ist, was unter Verwendung hinlanglich bekannter Entwurfstechniken auf einfache Weise unter Verwendung von Stromspiegeln erreicht werden kann. Zusatzlich konnen die Widerstandswerte des ersten und des vierten Widerstands R₄, R₃ gleich sein. Die Spannungsabfalle uber diesen Widerstanden R₃ und R₄ sind dann gleich. Ein Abschaltpegel des Komparatorausgangssignals wird in diesem Fall dann erzeugt, wenn der Spannungsabfall uber dem ersten Widerstand R₁ größer als der Spannungsabfall über dem vierten Widerstand R₂ ist, wenn also gilt: R₂·(I₁ + I₂) < (I_aux + I₃)·R₁
I_aux bezeichnet dabei den Strom durch den Schalter Q_aux. Davon ausgehend, dass der den Schalter Q_aux im Fehlerfall durchfließende Strom I_aux deutlich großer als der erste Strom I₃ ist, kann der durch diesen Strom I₃ hervorgerufene Anteil des Spannungsabfalls an dem ersten Widerstand R₁ vernachlassigt werden, so dass ein Abschaltpegel des Komparatorausgangssignals V_detect dann erzeugt wird, wenn der Strom I_aux in dem Schalter Q_aux großer oder gleich dem Stromschwellenwert R₂/R₁·(I₁ + I₂) ist. Der Widerstandswert des vierten Widerstands R₂ kann sehr groß im Verhaltnis zu dem Widerstandswert des ersten Widerstands R₁. Das Verhaltnis des Widerstandswerts des vierten Widerstands R₂ zu dem Widerstandswert des ersten Widerstands R₁ betragt beispielsweise 1000:1 oder mehr. Die Summe der Strome I₁ und I₂ der zweiten und dritten Stromquelle CS₂, CS₁ kann in diesem Fall um einen Faktor 1000 kleiner sein als der Schwellenwert fur den Schalterstrom I_aux, ab dem abgeschaltet werden soll. Das Verhaltnis der Widerstande in einem Halbleiterbauelement kann auf einfache Weise unabhangig von Prozess- und Bauelementtemperaturen gehalten werden, auch wenn deren Absolutwerte erheblich schwanken konnen. Wenn der Strom in Q_aux größer ist als der Stromschwellenwert R₂/R₁·(I₁ + I₂), wird ein Abschaltpegel des Signals V_detect ausgegeben, das anzeigt, dass die Diode D₁ beschadigt ist oder entfernt wurde. Die Einstellung des Schwellenwertes erfolgt in dem Beispiel über das Verhaltnis der Widerstandswerte des ersten und vierten Widerstands R₁, R₂ und die von den Stromquellen CS₂, CS₁ gelieferten Strome I₂, I₁. Dieser Schwellenwert entspricht einer durch die Widerstande R₃, R₂ und die Stromquellen CS₂, CS₁ erzeugten Vorspannung an dem zweiten Anschluss des Komparators 201.
Die Spannung an dem Knoten N_x, die einen erheblich negativen Wert annimmt, wenn die Diode D₁ entfernt wird, kann durch Verschieben von Spannungen mit den Widerstanden R₁ und R₄ genau erfasst werden. Die Spannungsverschiebungen durch diese Widerstande sind R₃·I₂ und R₄·I₃, die gleich sind. Die Strome I₂ und I₃ und der Widerstand R₃ sind so gewahlt, dass die Spannungen an den Eingangsknoten N₃ und N₄ des Komparators 201 nicht unterhalb eines lokalen Bezugspotentials (Masse) der Schaltung liegen.
Der Komparator 201 kann beispielsweise durch einen Niederspannungshalbleiterprozess (low-voltage semiconductor process) hergestellt werden. Entsprechend sollten dessen Eingangsanschlusse vor Hohlspannungen geschutzt werden, wie beispielsweise der Eingangsspannung V_in wenn der Schalter Q_main durch das Signal S_D leitend angesteuert ist. Zu diesem Schutz dienen beispielsweise Schalter Q₁, Q₂, die den Eingangen des Komparators 201 vorgeschaltet sind. Diese Schalter Q₁ und Q₂ sind im normalen Betrieb eingeschaltet (”on”), wobei deren Gateanschlusse an eine positive Vorspannung VDD angeschlossen sind. Wenn an dem Knoten N_x eine im Vergleich zu der Gatespannung der Schalter Q₁ und Q₂ im Wesentlichen positive Spannung anliegt, sind die Schalter Q₁ und Q₂ ausgeschaltet (”off”), und die Knoten N₃ und N₄ sind auf die an den Gateanschlussen der Schalter Q₁ und Q₂ anliegende Vorspannung VDD geklemmt (wobei eine geringe Spannungskorrektur aufgrund der Gate-Source-Einsatzspannungen zu berucksichtigen ist).
Der temperaturunempfindliche Stromschwellenwert R₂/R₁·(I₁ + I₂) ist durch Wahl des Stroms I₁ ausreichend hoch gewahlt, so dass er wahrend des normalen Schaltungsbetriebes nicht uberschritten wird, d. h. wenn die Diode D₁ vorhanden ist, und sogar dann nicht, wenn ein maximaler Vorwartsstrom (forward current) durch die korrekt angeschlossene Diode D₁ fließt. Wahrend eines solchen normalen Schaltungsbetriebes betragt die minimale Spannung an dem Knoten N etwa –0,7 V. Der maximale Strom durch den Widerstand R₁ wahrend des normalen Schaltungsbetriebes ist begrenzt auf etwa 0,7/(R₁ + R_ds-on), wobei R_ds-on der Einschaltwiderstand des Schalters Q_aux ist.
Die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung funktioniert durch Detektieren eines Stromes durch den Widerstand R₁, der auch durch den Schalter Q_aux fließt. Der Stromschwellenwert ist abhangig von einem Verhaltnis von Widerstanden, das in einem Halbleiterbauelement im Wesentlichen temperatur- und prozess-unabhangig eingestellt werden kann. Die Alternative, eine Spannung zu detektieren, ware empfindlich gegenuber Temperatur- und Halbleiterprozessschwankungen und wurde nicht die Genauigkeit und Reproduzierbarkeit eines Detektierens des Stromes bieten.
Das Signal V_detect kann an eine Steuerschaltung geliefert werden – beispielsweise die in 1 veranschaulichte Steuerschaltung –, um einen Betrieb des Spannungswandlers zu unterbrechen, wenn eine Diode im Leerlauf detektiert wird. Um das Verfahren robuster gegen Rauschen zu machen, und daher die Anfalligkeit gegen eine falschliche Detektion der Diode im Leerlauf zu verringern, kann ein digitales Filter vorgesehen werden, das eine Anzahl von aufeinanderfolgenden Schaltzyklen zahlt, wahrend der der Komparator 201 auslost, bevor der Wandler abgeschaltet wird. So kann beispielsweise eine Folge von acht aufeinanderfolgenden Schaltzyklen, wahrend denen ein Leerlauf detektiert wird, erforderlich sein, bevor der Wandler abgeschaltet wird. Bei einem weiteren Beispiel kann der Ausgang des Komparators 201 wahrend des ersten Abschnitts, bzw. des D-Abschnitts, im Ansteuerzyklus ignoriert werden.
Ein Vorteil des Verwendens einer separaten Diode ist, dass der Großteil des Stroms durch den zweiten Abschnitt bzw. den 1-D-Abschnitt des Ansteuerzyklus normalerweise durch die Diode fließt, wodurch eine interne Verlustleistung der integrierten Schaltung begrenzt wird. Die separate Diode bietet daher einen Schutz gegen eine Strominjektion in das Halbleitersubstrat der integrierten Schaltung, durch Begrenzen der Aktivierung einer epitaktischen Substratdiode des Low-Side-MOSFET Q_aux. Wenn der Laststrom gering ist, erlaubt diese Struktur einen Ruckwartsstrom durch den Schalter Q_aux, auch wenn die Diode vorhanden ist, wodurch ein CCM unter allen Betriebsbedingungen gewahrleistet ist. Allerdings erlaubt dieser Prozess auch das Fließen geringer Laststrome, wenn die Diode D₁ entfernt ist; dies ist wichtig, da es den Betrieb einer kleinen Last, wie eines Mikrocontrollers, fur eine kurze Zeit ermoglicht, wenn die Last nicht zu viel Strom zieht. Wenn der Strom einen bestimmten Pegel uberschreitet, spricht die Diode-im-Leerlauf-Detektionsschaltung an und schaltet den Spannungswandler ab.
Eine Ausgangsstufe mit einer separat angeordneten Diode bietet daher einen Schutz bei einem Leerlauf der Diode, und ermoglicht dadurch einen CCM-Betrieb bei Niedriglast- oder Nulllastbedingen, wobei die separat angeordnete Diode den Großteil des Stromes bei hohen Laststrome tragt. Das Vorsehen eines Widerstandes (wie der Widerstand R₁ in Reihe zu einem kleinen MOSFET-Schalter Q_aux) reduziert die Chipflache, die benotigt wird, um einen CCM-Betrieb bei allen Betriebsbedingungen zu erreichen, und erlaubt eine relativ genaue Strommessung, um den Auslosepegel zum Abschalten des Spannungswandlers zu ermitteln, wenn die separate Diode nicht angeschlossen ist. Es wird nur ein geringer Substratstrom erzeugt, der wahrend der Totzeit der Leistungsschalter tolerierbar ist.
Das bisher erlauterte Konzept dient zum Schutz einer Spannungsverarbeitungsvorrichtung, die eine in Reihe zu einem induktiven Bauelement geschaltete Diode aufweist. Bei einem Beispiel ist eine Reihenschaltung eines ersten Widerstands und eines Schalters parallel zu der Diode geschaltet. Der Widerstandswert des ersten Widerstands ist vorzugsweise so gewahlt, dass er in der gleichen Größenordnung wie der Einschaltwiderstand des Schalters liegt. Bei einem Beispiel ist ein erster Eingangsanschluss eines Komparators an einen ersten Anschluss des ersten Widerstands gekoppelt, und ein zweiter Eingangsanschluss des Komparators ist an einen zweiten Anschluss des ersten Widerstands gekoppelt. Der Komparator ist dazu ausgebildet, ein Ausgangssignal auszugeben, wenn ein Strom durch den ersten Widerstand einen Stromschwellenwert erreicht. Eine Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, die Spannungsverarbeitungsvorrichtung als Reaktion auf die Erzeugung des Ausgangssignals abzuschalten. Bei einem weiteren Beispiel schaltet die Steuerschaltung die Spannungsverarbeitungsschaltung ab, nachdem wahrend aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen der Spannungsverarbeitungsvorrichtung das Ausgangssignal erzeugt wurde. Bei einem Beispiel erzeugt eine erste Stromquelle einen Strom durch einen zweiten Widerstand, und eine zweite Stromquelle erzeugt einen Strom durch einen dritten Widerstand. Der zweite Widerstand ist an den ersten Eingangsanschluss des Komparators gekoppelt, und der dritte Widerstand ist an den zweiten Eingangsanschluss des Komparators gekoppelt. Die Widerstande dienen zur Verschiebung der Spannungspegel an den Eingangsanschlussen des Komparators; hierdurch wird vermieden, dass an den Eingangsanschlussen des Komparators große negative Spannungen verarbeitet werden mussen. Bei einem Ausfuhrungsbeispiel sind die erste Stromquelle und die zweite Stromquelle so realisiert, dass sie im Wesentlichen gleiche Strome liefern und der zweite Widerstand und der dritte Transistor besitzen im Wesentlichen gleiche Widerstandswerte. Bei einem weiteren Beispiel ist ein vierter Widerstand zwischen den zweiten Anschluss des ersten Widerstandes und den zweiten Eingangsanschluss des Komparators gekoppelt. Bei einem Beispiel tragt der Schalter einen geringen Anteil des durch die Diode getragenen Stromes, wenn die Diode im Wesentlichen in Vorwartsrichtung gepolt ist. Bei einem Beispiel umfasst der Schalter eine Flache eines Halbleiterchips, die vorzugsweise kleiner ist als 50% der Flache eines in dem Halbleiterchip realisierten anderen Schalters. Bei einem Beispiel ermoglicht die Reihenschaltung des ersten Widerstandes und des Schalters einen kontinuierlichen Strombetrieb der Spannungsverarbeitungsvorrichtung bei im Wesentlichen Null-Lastbetrieb. Bei einem weiteren Beispiel ist eine erste Klemmschaltung an den ersten Eingangsanschluss des Komparators gekoppelt, und eine zweite Klemmschaltung ist an den zweiten Eingangsanschluss des Komparators gekoppelt. Bei einem Beispiel umfasst die erste Klemmschaltung einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor mit einem Drainanschluss, der an einen Anschluss der ersten Stromquelle gekoppelt ist, einem Sourceanschluss der an den ersten Anschluss des Komparators gekoppelt ist, und einem Gate-Anschluss der an eine Spannungsquelle gekoppelt ist. Bei einem Beispiel ist die Spannungsverarbeitungsvorrichtung ein Schaltwandler.
Eine andere beispielhafte Ausfuhrungsform stellt ein Verfahren zum Schutz einer Spannungsverarbeitungsvorrichtung zur Verfugung, die eine in Reihe zu einem induktiven Bauelement geschaltete Diode umfasst. Bei einem Beispiel umfasst das Verfahren das Koppeln einer Serienschaltung eines ersten Widerstandes und eines Schalters parallel zu der Diode. Bei einem Beispiel ist der Widerstandswert des ersten Widerstandes im Bereich der gleichen Großenordnung wie der Einschaltwiderstand des Schalters. Das Verfahren umfasst außerdem das Koppeln eines ersten Eingangsanschlusses eines Komparators an einen ersten Anschluss des ersten Widerstands und das Koppeln eines zweiten Eingangsanschlusses des Komparators an einen zweiten Anschluss des ersten Widerstandes. Das Verfahren umfasst außerdem das Hinzufugen eines Vorspannungssignals an den zweiten Eingangsanschluss des Komparators, um einen Schwellenwertpegel einzustellen, und das Abschalten der Spannungsverarbeitungsvorrichtung als Reaktion auf die Ausgabe eines Ausgangssignals durch den Komparator. Bei einem Beispiel umfasst das Verfahren außerdem das Zahlen der Erzeugung des Ausgangssignals uber aufeinanderfolgende Ansteuerzyklen der Spannungsverarbeitungsvorrichtung und das Abschalten der Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach einer Anzahl aufeinanderfolgend erzeugter Ausgangssignale. Bei einem Beispiel umfasst das Verfahren außerdem das Koppeln einer ersten Stromquelle an einen zweiten widerstand, das Koppeln einer zweiten Stromquelle an einen dritten Widerstand, das Koppeln des zweiten Widerstands an den ersten Eingangsanschluss des Komparators und das Koppeln des dritten Widerstands an den zweiten Eingangsanschluss des Komparators. Die Pegel der Spannungen des ersten Anschlusses und des zweiten Anschlusses des ersten Widerstandes werden dadurch durch die ersten und zweiten Stromquellen und die zweiten und dritten Widerstande an die Eingangsanschlusse des Komparators ”verschoben”. Bei einem Beispiel erzeugen die erste Stromquelle und die zweite Stromquelle im Wesentlichen gleiche Strome und der zweite Widerstand und der dritte Widerstand besitzen im Wesentlichen gleiche Widerstandswerte. Bei einem Beispiel umfasst das Verfahren außerdem das Koppeln eines vierten Widerstands zwischen den zweiten Anschluss des ersten Widerstands und den zweiten Anschluss des Komparators. Bei einem Beispiel tragt der Schalter einen kleinen Anteil des durch die Diode getragenen Stromes, wahrend die Diode im Wesentlichen in Vorwartsrichtung gepolt ist.
Bei einem Verfahren umfasst das Verfahren außerdem das Herstellen des Schalters mit einer Halbleiterflache, die kleiner ist 50% der Flache eines anderen in dem Halbleiterchip hergestellten Schalters. Bei einem Beispiel ermoglichen die Reihenschaltung des ersten Widerstandes und des Schalters einen Betrieb der Spannungsverarbeitungsvorrichtung im kontinuierlichen Strombetrieb bei im Wesentlichen Null-Lastbetrieb. Bei einem Beispiel umfasst das Verfahren außerdem das Koppeln einer ersten Klemmschaltung an den ersten Eingangsanschluss des Komparators und das Koppeln einer zweiten Klemmschaltung an den zweiten Eingangsanschluss des Komparators. Bei einem Beispiel umfasst die erste Klemmschaltung einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor mit einem Drainanschluss, der an einen Anschluss der ersten Stromquelle gekoppelt ist, einem Sourceanschluss, der an den ersten Eingangsanschluss des Komparators gekoppelt ist, und einem Gate-Anschluss, der an die Spannungsquelle gekoppelt ist. Bei einem Beispiel ist die Spannungsverarbeitungsvorrichtung eine geschaltete Spannungsverarbeitungsvorrichtung bzw. ein Schaltwandler.
Obwohl ein Konzept zum Schutz einer Spannungsverarbeitungsvorrichtung, wie eines Spannungswandlers, und zugehorige Verfahren fur Anwendungen im Bereich elektronischer Spannungsverarbeitungsvorrichtungen beschrieben wurden, sei darauf hingewiesen, dass andere Anwendungen dieses Konzepts, wie z. B. Motoransteuerung und Leistungsverstarker, ebenfalls durch die Erfindung umfasst sind.

Claims

Spannungsverarbeitungsvorrichtung, die aufweist: eine Induktivität (L_out); eine in Reihe zu der Induktivität (L_out) geschaltete Diode (D₁); eine Reihenschaltung eines ersten Widerstandes (R₁) und eines Schalters (Q_aux), die parallel zu der Diode (D₁) geschaltet ist, wobei ein Widerstandswert des ersten Widerstands (R₁) im Bereich der gleichen Größenordnung wie der Einschaltwiderstand des Schalters (Q_aux) liegt; einen Komparator (201) mit einem ersten Eingangsanschluss, der an einen ersten Anschluss des ersten Widerstand (R₁) gekoppelt ist, und einem zweiten Eingangsanschluss, der an einen zweiten Anschluss des ersten Widerstands (R₁) gekoppelt ist, wobei der Komparator einen vorgegebenen Pegel eines Ausgangssignals (V_detect) erzeugt, wenn ein Strom durch den ersten Widerstand (R₁) einen Stromschwellenwert erreicht; eine Steuerschaltung (120), die die Spannungsverarbeitungsvorrichtung als Reaktion auf die Erzeugung des vorgegebenen Pegels des Ausgangssignals (V_detect) abschaltet.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Steuerschaltung (120) die Spannungsverarbeitungsschaltung abschaltet, nachdem während einer Anzahl aufeinanderfolgender Schaltzyklen des Spannungsverarbeitungsvorrichtung der vorgegebene Pegel des Ausgangssignals (V_detect) erzeugt wurde.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, die weiterhin aufweist: eine erste Stromquelle (CS₃), die einen Strom (I₃) durch einen zweiten Widerstand (R₄) erzeugt, und eine zweite Stromquelle (CS₂), die einen Strom (I₂) durch einen dritten Widerstand (R₃) erzeugt, wobei der zweite Widerstand (R₄) an einen ersten Eingangsanschluss (N₃) des Komparators (201) und der dritte Widerstand (R₃) an den zweiten Eingangsanschluss (N₃) des Komparators (201) gekoppelt ist, um die Spannungspegel der Spannungen an dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss des ersten Widerstands (R₁) zu verschieben.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 3, bei der die erste Stromquelle (CS₃) und die zweite Stromquelle (CS₂) dazu ausgebildet sind, im Wesentlichen gleiche Ströme (I₃, I₂) zu erzeugen, und wobei der zweite Widerstand (R₄) und der dritte Widerstand (R₃) im Wesentlichen gleiche Widerstandswerte besitzen.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 4, die weiterhin aufweist: einen vierten Widerstand (R₂), der zwischen den zweiten Anschluss des ersten Widerstands (R₁) und den zweiten Eingangsanschluss des Komparators (201) gekoppelt ist.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Schalter (Q_aux) einen kleinen Anteil des durch die Diode (D₁) getragenen Stromes trägt, wenn die Diode (D₁) im Wesentlichen in Vorwärtsrichtung gepolt ist.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Schalter (Q_aux) eine Halbleiterchipfläche besitzt, die geringer ist als 50% der Fläche eines anderen in dem Halbleiterchip gebildeten Schalters.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Reihenschaltung des ersten Widerstandes (R₁) und des Schalters (Q_aux) einen Betrieb der Spannungsverarbeitungsvorrichtung im kontinuierlichen Strombetrieb bei einem Laststrom von im Wesentlichen Null ermöglicht.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, die außerdem aufweist: eine erste Klemmschaltung (Q₁), die an den ersten Eingangsanschluss (N₃) des Komparators (201) gekoppelt ist, und eine zweite Klemmschaltung (Q₂), die an den zweiten Eingangsanschluss (N₄) des Komparators (201) gekoppelt ist.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 9, bei der die erste Klemmschaltung einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (Q₁) aufweist mit einem Drainanschluss, der an einen Anschluss der ersten Stromquelle (CS₃) gekoppelt ist, einem Sourceanschluss, der an den ersten Eingangsanschluss (N₃) des Komparators (201) gekoppelt ist und einem Gate-Anschluss, der an eine Spannungsquelle gekoppelt ist.
Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Spannungsverarbeitungsvorrichtung ein Schaltwandler ist.
Ein Verfahren zum Schutz einer Spannungsverarbeitungsvorrichtungdie aufweist: eine Diode (D₁) in Reihe zu einem induktiven Bauelement (L_out); eine Reihenschaltung eines ersten Widerstands (R₁) und eines Schalters (Q_aux) parallel zu der Diode (D₁), wobei der Widerstandswert des ersten Widerstands (R₁) im Bereich der gleichen Größenordnung wie der Einschaltwiderstand des Schalters (Q_aux) ist, wobei das Verfahren aufweist: Detektieren eines Stromes durch den Schalter (Q_aux) durch Auswerten einer Spannung über dem Widerstand (R₁) und Abschalten der Spannungsverarbeitungsvorrichtung, wenn der Strom durch den Widersdtand einen Stromschwellenwert erreicht.
Verfahren nach Anspruch 12, das weiterhin aufweist: Koppeln eines ersten Eingangsanschlusses (N₃) eines Komparators (201) an den ersten Eingangsanschluss des Widerstands (R₁); Koppeln eines zweiten Eingangsanschlusses des Komparators an den zweiten Anschluss des ersten Widerstands (R₁); Hinzufügen eines Vorspannungssignals an den zweiten Eingangsanschluss (N₄) des Komparators, um einen Schwellenwertpegel einzustellen; und Abschalten der Spannungsverarbeitungsvorrichtung als Reaktion auf einen vorgegebenen Pegel eines durch den Komparator (201) erzeugten Ausgangssignals (V_detect).
Verfahren nach Anspruch 13, das weiterhin aufweist: Zählen aufeinanderfolgender Erzeugungen des vorgegebenen Pegels des Ausgangssignals (V_detect) über aufeinanderfolgende Schaltzyklen der Spannungsverarbeitungsvorrichtung; und Abschalten der Spannungsverarbeitungsvorrichtung nach einer Anzahl von aufeinanderfolgenden Erzeugungen des vorgegebenen Pegels des Ausgangssignals (V_detect).
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, das weiterhin aufweist: Koppeln einer ersten Stromquelle (CS₃) an einen zweiten Widerstand (R₄); Koppeln einer zweiten Stromquelle (CS₂) an einen dritten Widerstand (R₃); Koppeln des zweiten Widerstands (R₄) an den ersten Eingangsanschluss (N₃) des Komparators (201); Koppeln des dritten Widerstands (R₃) an den zweiten Eingangsanschluss (N₄) des Komparators (201), wobei die Pegel von Spannungen des ersten Anschlusses und des zweiten Anschlusses des ersten Widerstands (R₁) jeweils an die Eingangsanschlüsse des Komparators (201) durch die ersten und zweiten Stromquellen (CS₃, CS₂) und die zweiten und dritten Widerstände (R₄, R₃) verschoben werden.
Verfahren nach Anspruch 15, bei dem die erste Stromquelle (CS₃) und die zweite Stromquelle (CS₂) im Wesentlichen gleiche Ströme (I₃, I₂) erzeugen, und bei dem der zweite Widerstand (R₄) und der dritte Widerstand (R₃) im Wesentlichen gleiche Widerstandswerte besitzen.
Verfahren nach Anspruch 15, das weiterhin das Koppeln eines vierten Widerstands (R₂) zwischen den zweiten Anschluss des ersten Widerstands (R₁) und den zweiten Anschluss (N₄) des Komparators (201) aufweist.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem der Schalter (Q_aux) einen kleinen Anteil des durch die Diode (D₁) getragenen Stromes trägt, wenn die Diode (D₁) im Wesentlichen in Vorwärtsrichtung gepolt ist.
Verfahren nach Anspruch 13, das weiterhin aufweist: Herstellen des Schalters (Q_aux) mit einer Halbleiterchipfläche von weniger als 50% der Fläche eines anderen Schalters, der in dem Halbleiterchip gebildet ist.
Das Verfahren nach Anspruch 13, bei dem Reihenschaltung des ersten Widerstands (R₁) und das Schalters (Q_aux) einen Betrieb der Spannungsverarbeitungsvorrichtung im kontinuierlichen Strombetrieb bei im Wesentlichen einem Laststrom von Null ermöglicht.
Verfahren nach Anspruch 13, das weiterhin aufweist: Koppeln einer ersten Klemmschaltung an den ersten Eingangsanschluss des Komparators (201); und Koppeln einer zweiten Klemmschaltung an den zweiten Eingangsanschluss des Komparators (201).
Verfahren nach Anspruch 21, bei dem die erste Klemmschaltung einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (Q₁) aufweist mit einem Drainanschluss, der an einen Anschluss der ersten Stromquelle (CS₂) gekoppelt ist, einem Sourceanschluss, der an einen ersten Eingangsanschluss des Komparators (201) gekoppelt ist, und einem Gate-Anschluss, der an eine Spannungsquelle gekoppelt ist.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem die Spannungsverarbeitungsvorrichtung eine geschaltete Spannungsverarbeitungsvorrichtung ist.