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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltnetzgeräte und insbesondere ein Schaltnetzgerät vom Typ Resonanzwandler unter Verwendung von Resonanz für seinen Energiewandlungsvorgang.
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2. Beschreibung der verwandten Technik
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Die
japanische ungeprüfte Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer No. 9-308243 und
japanische ungeprüfte Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer No. 11-332232 offenbaren jeweils ein Schaltnetzgerät vom Typ Resonanzwandler unter Verwendung von Resonanz für seinen Energiewandlungsvorgang.
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In den Schaltnetzgeräten, die Stromresonanzwandler einsetzen, die die Resonanz für ihren Energiewandlungsvorgang verwenden, werden beispielsweise Schaltfrequenzen variiert, um Ausgangsspannungen zu regeln. In einem solchen Schaltnetzgerät, bilden eine Resonanzinduktionsspule Lr und ein Resonanzkondensator Cr einen ersten LC-Resonanzkreis, und eine Anregungsspule Lm einer Primärwicklung eines Transformator, die Resonanzinduktionsspule Lr, und der Resonanzkondensator Cr bilden einen zweiten LC-Resonanzkreis.
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Mit der Maßgabe, dass die Schaltfrequenz mit fs bezeichnet wird, die Resonanzfrequenz des ersten LC-Resonanzkreises mit fr bezeichnet, und die Resonanzfrequenz des zweiten LC-Resonanzkreises mit fm bezeichnet wird, wird während des normalen Betriebs die Beziehung fm < fr < fs entwickelt. Die Schaltfrequenz fs wird erhöht, um die Ausgangsspannung unter Leichtlast zu vermindern, während die Schaltfrequenz fs vermindert wird, um die Ausgangsspannung unter Schwerlast zu erhöhen. Unter der obigen Frequenzgrößenbeziehung arbeitet das Schaltnetzgerät in der ”Stromverzögerungsphase”, in der der Strom, der durch die Primärwicklung des Transformators fließt, von der an die Primärwicklung davon angelegten Spannung in Phase verzögert wird.
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Allerdings nimmt die Schaltfrequenz fs mit zunehmender Last ab, und das Schaltnetzgerät geht in einen Zustand über, in dem keine Resonanzbedingung erfüllt ist (Zustand ”außerhalb der Resonanz”), wenn fs < fm < fr. Mit anderen Worten entspricht die Beziehung, in der die Schaltfrequenz fs geringer ist als die Resonanzfrequenz, einem Zustand, in dem der Transformator vom Primärkreis aus wie ein kapazitiver Widerstand aussieht und die Strom-Wellenform zu der Wellenform der ein die Primärwicklung des Transformators angelegten Spannung in Phase weitergeführt wird. In diesem Fall tritt eine Periode auf, in der ein Lowside-Schaltelement und ein Highside-Schaltelement gleichzeitig eingeschaltet sind (ein sogenannter Kurzschlusskreis), und es besteht insofern ein Problem als durch die beiden Schaltelemente ein allzu hoher Strom fließt, um einen schweren Verlust zu verursachen.
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Speziell wird in dem obigen Zustand, in dem die Strom-Wellenform von der Spannungs-Wellenform in Phase weitergeführt wird, nach dem Ausschalten des Lowside-Schaltelements das Highside-Schaltelement mit einer Totzeit eingeschaltet, die zwischen das Ausschalten des Lowside-Schaltelements und das Einschalten des Highside-Schaltelement eingefügt ist. Wenn allerdings das Highside-Schaltelement in einem Zustand eingeschaltet wird, in dem die Polarität des durch das Lowside-Schaltelement fließenden Stroms bereits umgekehrt worden ist (der Strom fließt durch eine Bodydiode des Lowside-Schaltelements), führt das Highside-Schaltelement zu einem Zustand, in dem die Bodydiode des Lowside-Schaltelements auf Grund von Verschiebung zum Sperren führt, das durch die Sperrerholungseigenschaften der Bodydiode verursacht wird, und den Kurzschlusskreis verursacht.
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Da es nicht möglich ist, ein Nullspannungsschalten (ZVS) (weiches Schalten) in dem Zustand durchzuführen, in dem die Strom-Wellenform von der Spannungs-Wellenform in Phase weitergeführt wird, besteht insofern ein Problem als der Schaltverlust erhöht wird.
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Die Schaltnetzgeräte, in denen das ”Aus-der-Resonanz-Fallen” verhindert wird, sind in der
japanische ungeprüfte Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer No. 9-308243 und in der
japanische ungeprüfte Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer No. 11-332232 offenbart. In den obigen Schaltnetzgeräten werden die Schaltelemente so gesteuert, dass der durch den Transformator fließende Strom oder der durch die Schaltelemente fließende Strom nachgewiesen und der Wert des nachgewiesenen Strom mit einem vorbestimmten Wert verglichen wird, um das ” Aus-der-Resonanz-Fallen” zu verhindern.
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Da es notwendig ist, den Strom, der durch den Transformator fließt, oder den Strom, der durch die Schaltelemente in den Schaltnetzgeräten fließt, die in der
japanischen ungeprüften Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 9-308243 und in der
japanischen ungeprüften Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 11-3322321 offenbart sind, permanent zu überwachen, bestehen insofern Probleme als nicht nur der Verlust erhöht wird, sondern auch die Energieversorgungsgeräte auf Grund der Schaltungskonfigurationen an Größe zunehmen.
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Obwohl ein Verfahren zum Einstellen der Schaltfrequenz fs im Voraus auf einen höheren Wert, um die Beziehung fs < fm zu vermeiden, zur Verfügung steht, unterstützt dieses Verfahren keine Fall, in dem die Eingangsspannung niedrig und die Ausgangsspannung hoch ist oder in dem unter den Transformatorteilen und den elektronischen Teilen eine große Variationsmöglichkeit besteht.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Um die obigen Probleme zu lösen, stellt die vorliegende Erfindung ein kompaktes Schaltnetzgerät ohne einen Kurzschlusskreis und ohne Zunahme an Verlust bereit.
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Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst ein Schaltnetzgerät eine Versorgungsspannungsempfangseinheit, die eine eingegebene Versorgungsspannung empfängt; eine Gleichstromspannungsausgangseinheit, die eine Gleichstromspannung ausgibt; einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung umfasst; ein Lowside-Schaltelement, das mit der Primärwicklung in Serie geschaltet ist, um die Spannung der Versorgungsspannungsempfangseinheit an die Primärwicklung als Reaktion auf das Einschalten des Lowside-Schaltelements anzulegen; ein Highside-Schaltelement, von dem ein Basisniveau von demjenigen des Lowside-Schaltelements verschieden ist; und ein Schaltsteuerkreis, der eine Lowside-Schaltsteuereinheit, die das Lowside-Schaltelement steuert, und eine Highside-Schaltsteuereinheit, die das Highside-Schaltelement steuert, umfasst.
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Die Lowside-Schaltsteuereinheit umfasst einen Wicklungsspannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis, einen Lowside-Ausschaltkreis, und einen Lowside-Ausschalt-Verzögerungskreis. Der Wicklungsspannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis weist die Umkehr einer Polarität einer Wicklungsspannung des Transformators nach. Der Lowside-Ausschaltkreis schaltet das Lowside-Schaltelement aus, wenn die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung des Transformators durch den Wicklungsspannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis während eines Zeitraums nachgewiesen wird, in dem das Lowside-Schaltelement mit einem Treiberspannungssignal versorgt wird. Der Lowside-Ausschalt-Verzögerungskreis bestimmt eine Verzögerungszeit von einer Zeit, wenn die Polarität der Wicklungsspannung des Transformators umgekehrt wird, zu einer Zeit, wenn das Lowside-Schaltelement ausgeschaltet wird.
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Die Highside-Schaltsteuereinheit umfasst einen Highside-Einschalt-Verzögerungskreis, der eine Zeit von der Zeit verzögert, wenn die Polarität der Wicklungsspannung des Transformators umgekehrt wird, zu einer Zeit, wenn das Highside-Schaltelement eingeschaltet wird.
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Die Verzögerungszeit des Lowside-Ausschalt-Verzögerungskreises wird so eingestellt, dass sie kürzer ist als die Verzögerungszeit des Highside-Einschalt-Verzögerungskreises.
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Der Transformator umfasst vorzugsweise eine Lowside-Treiberwicklung. Der Wicklungsspannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis weist vorzugsweise eine Spannung der Lowside-Treiberwicklung nach, um die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung des Transformators nachzuweisen.
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Der Wicklungsspannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis vergleicht vorzugsweise die Spannung der Lowside-Treiberwicklung mit einer vorbestimmten Referenzspannung, um die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung des Transformators nachzuweisen.
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Die Lowside-Schaltsteuereinheit umfasst vorzugsweise eine Austaststeuereinheit, die eine Austastlücke einstellt, während der die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung des Transformators nicht nachgewiesen wird, nachdem ein Puls zum Treiben des Lowside-Schaltelements erzeugt wurde.
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Der Transformator umfasst vorzugsweise eine Highside-Treiberwicklung. Die Highside-Schaltsteuereinheit versorgt vorzugsweise einen Steueranschluss des Highside-Schaltelements mit einer Spannung, die an der Highside-Treiberwicklung auftritt.
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Der Highside-Einschalt-Verzögerungskreis besteht vorzugsweise aus einem Impedanzkreis, der mit dem Steueranschluss des Highside-Schaltelements und einer Eingangskapazität, die am Steueranschluss des Highside-Schaltelements vorkommt, in Serie geschaltet ist.
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Der Impedanzkreis weist vorzugsweise in Abhängigkeit von der Stromrichtung verschiedene Impedanzen auf.
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Der Schaltsteuerkreis besteht vorzugsweise aus einem integrierten Schaltkreis, der eine erste Steuereinheit, die ein Signal zum Treiben des Lowside-Schaltelements erzeugt, und eine zweite Steuereinheit, die ein Signal zum Treiben des Highside-Schaltelements erzeugt, einschließt.
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Gemäß bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, schaltet die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung des Transformators das Highside-Schaltelement nach einer ersten Verzögerungszeit ein. Allerdings wird, bevor das Lowside-Schaltelement ausgeschaltet wird, eine zweite Verzögerungszeit so eingestellt, dass sie kürzer ist als die erste Verzögerungszeit. Wenn demnach die Polarität der Wicklungsspannung des Transformators umgekehrt wird, wird das Lowside-Schaltelement zwangsweise ausgeschaltet, um zu bewirken, dass eine Resonanzfrequenz geringer ist als eine Schaltfrequenz. Mit anderen Worten, wird verhindert, dass die Schaltfrequenz niedriger ist als die Resonanzfrequenz, und die Impedanz des Resonanzkreises wird induktiv gemacht, um die Resonanzbedingung zu erfüllen, wodurch das Nullspannungsschalten (ZVS) ermöglicht wird. Als ein Ergebnis, ist es möglich, den Kurzschlusskreis zwischen dem Highside-Schaltelement und dem Lowside-Schaltelement zu verhindern, um das Auftreten von Schwerlast auf Grund gleichzeitiger Konduktion der beiden Schaltelemente zu verhindern.
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Weitere Merkmale, Elemente, Charakteristika und Vorteile der vorliegende Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegende Erfindung unter Verweis auf die beigefügten Zeichungen klarer.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer ersten Ausführungsform;
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2 ist ein beispielhaftes Wellenformdiagramm, das zeigt, wie die Spannung einer High-side-Treiberwicklung und die Basis-Emitter-Spannung eines Transistors als Reaktion auf die Laständerung variiert werden;
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3 ist ein beispielhaftes Wellenformdiagramm, das die Beziehung zwischen der Gate-Source-Spannung eines Lowside-Schaltelements, die Gate-Source-Spannung eines Highside-Schaltelements, die Drain-Source-Spannung des Lowside-Schaltelements, die Basis-Emitter-Spannung des Transistors, die Spannung eines IS-Anschlusses einer Schaltsteuerung IC, und die Spannung eines ZT-Anschlusses der Schaltsteuerung IC zeigt;
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4A ist ein beispielhaftes Wellenformdiagramm der Spannung einer Primärwicklung eines Transformators und eines Drainstroms des Lowside-Schaltelements in einem Zustand, in dem das ”Aus-der-Resonanz-Fallen” nicht auftritt, und 4B ist ein beispielhaftes Wellenformdiagramm der Spannung der Primärwicklung des Transformators und des Drainstroms des Lowside-Schaltelements in einem Zustand, in dem das ”Aus-der-Resonanz-Fallen” auftritt;
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5 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer zweiten Ausführungsform;
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6 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer dritten Ausführungsform;
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7 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer vierten Ausführungsform;
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8 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer fünften Ausführungsform;
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9 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer sechsten Ausführungsform;
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10 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer siebten Ausführungsform; und
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11 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts gemäß einer achten Ausführungsform.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Erste Ausführungsform
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1 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 101 gemäß einer ersten Ausführungsform. Die Spannung einer Eingangsleistung Vi wird zwischen den Eingangsanschlüssen PI(+) und PI(–) des Schaltnetzgeräts 101 eingegeben. Eine zwischen den Ausgangsanschlüssen PO(+) und PO(–) des Schaltnetzgeräts 101 angeschlossene Last wird mit einer bestimmten Gleichstromspannung Vo versorgt.
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Zwischen den Eingangsanschlüssen PI(+) und PI(–) ist ein erster serieller Kreis bereitgestellt. Der erste serielle Kreis besteht aus einem Resonanzkondensator Cr, einer Resonanzinduktionsspule Lr, einer Primärwicklung np eines Transformators T, und einem Lowside-Schaltelement Q1, die miteinander in Serie verbunden sind. Die Resonanzinduktionsspule Lr ist eine Streuinduktivität des Transformators T oder eine Induktionsspule, die mit der Primärwicklung np des Transformators T, getrennt von der Streuinduktivität, verbunden ist. Das Lowside-Schaltelement Q1 ist ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOS-FET), und ein Drainanschluss des Lowside-Schaltelements Q1 ist mit der Primärwicklung np des Transformators T verbunden.
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Ein zweiter serieller Kreis, in dem ein Highside-Schaltelement Q2, der Resonanzkondensator Cr, und die Resonanzinduktionsspule Lr in Serie miteinander verbunden sind, ist an beide Enden der Primärwicklung np des Transformators T angeschlossen.
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Ein erster Gleichrichter/Glättungskreis, einschließlich der Dioden Ds und Df und eines Kondensators Co, ist an der Seite der Sekundärwicklungen ns1 und ns2 des Transformators T bereitgestellt. Der erste Gleichrichter/Glättungskreis führt die Vollwellen-Gleichrichtung und Glättung an einem Wechselstromspannungsausgang aus den Sekundärwicklungen ns1 und ns2 aus und versorgt die Ausgangsanschlüsse PO(+) und PO(–) mit der der Vollwellen-Gleichrichtung und -Glättung unterzogenen Wechselstromspannung.
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Der Transformator T umfasst eine Lowside-Treiberwicklung nb1 und eine Highside-Treiberwicklung nb2, zusätzlich zu der Primärwicklung np und der Sekundärwicklungen ns1 und ns2.
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Ein Lowside-Schaltsteuereinheit 81 ist für die Lowside-Treiberwicklung nb1 des Transformators T bereitgestellt. Die Lowside-Schaltsteuereinheit 81 umfasst einen Gleichrichter/Glättungskreis einschließlich einer Diode Db und eines Kondensators Cb. Ein VCC-Ausgang eines integrierten Schaltsteuerkreises (IC) 84 wird mit einer durch den Gleichrichter/Glättungskreis erworbenen Gleichstromspannung als eine Versorgungsspannung versorgt.
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Die Schaltsteuerung IC 84 ist eine Allzweck-Schaltsteuerung IC, die einen IS-Anschluss (Stromnachweisanschluss) umfasst und die in einem Strom-Modus betrieben wird.
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Zwischen den Ausgangsanschlüssen PO(+) und PO(–) und der Schaltsteuerung IC 84 ist ein Rückmeldungskreis bereitgestellt. In 1 ist einfach nur ein Rückmeldungspfad unter Verwendung von einer Rückmeldung mit einzigen Leitung erläutert. Speziell wird ein Rückmeldungssignal durch Vergleich zwischen einem Wert, der aus der Spannungsteilung der Ausgangsspannung Vo zwischen den Ausgangsanschlüssen PO(+) und PO(–) hervorgeht, und einer Referenzspannung erzeugt, und ein FB-Anschluss der Schaltsteuerung IC 84 in einem insolierenden Zustand wird mit einer Rückmeldungsspannung versorgt. Die Rückmeldungsspannung, mit der der FB-Anschluss versorgt wird, wird mit der abnehmenden Ausgangsspannung Vo erhöht.
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An einen AUS-Anschluss der Schaltsteuerung IC 84 ist ein serieller Kreis, einschließlich eines konstanten Stromkreises CC1 und eines Kondensators Cb1 angeschlossen. Der serielle Kreis ist so angeschlossen, dass der IS-Anschluss (der Stromnachweisanschluss) mit einer Ladespannung des Kondensators Cb1 versorgt wird.
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Der AUS-Anschluss der Schaltsteuerung IC 84 ist über einen Resistor R12 an einen Gate-Anschluss des Lowside-Schaltelements Q1 angeschlossen.
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Die Schaltsteuerung IC 84 umfasst einen Ausschalt-Verzögerungskreis und einen Spannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis, der die Umkehr einer Eingangsspannung in einen ZT-Anschluss nachweist. Der Spannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis umfasst einen Komparator, der eine Referenzspannung, die in dem Spannungspolaritätsumkehr-Nachweiskreis auftritt, mit der Spannung am ZT-Anschluss vergleicht. Wenn sich die Ausgangsspannung aus dem Komparator auf einem niedrigen Niveau befindet, wird der AUS-Anschluss auf das niedrige Niveau nach einer durch den Ausschalt-Verzögerungskreis bewirkten Verzögerungszeit td1 eingestellt. Dies führt dazu, dass das Lowside-Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird. Wenn sich die Ausgangsspannung aus dem Komparator auf einem hohen Niveau befindet, wird der AUS-Anschluss auf das hohe Niveau umgekehrt, wenn eine Verzögerungszeit td0, die nachstehend beschrieben ist, verstrichen ist. Dies führt dazu, dass das Lowside-Schaltelement Q1 eigeschaltet wird.
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Der konstante Stromkreis CC1 lädt den Kondensator Cb1 als Reaktion auf die Spannung des AUS-Anschlusses der Schaltsteuerung IC 84 mit konstantem Strom. Der Komparator in der Schaltsteuerung IC 84 vergleicht die Spannung des Kondensators Cb1 mit der Spannung am FB-Anschluss und, wenn die Spannung am IS-Anschluss die Spannung am FB-Anschluss übersteigt, ändert sich die Spannung am AUS-Anschluss von dem hohen Niveau auf das niedrige Niveau. Demnach wird die Ladungszeit des Kondensator Cb1 mit der abnehmenden Spannung am FB Anschluss vermindert. Mit anderen Worten, wird die EIN-Zeit des Lowside-Schaltelements Q1 vermindert, um die Ausgangsspannung Vo konstant zu machen.
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Eine Diode D9 baut einen Entladungspfad der elektrischen Ladung des Kondensators Cb1 auf. Mit anderen Worten, wenn sich die Ausgangsspannung aus der Schaltsteuerung IC 84 auf dem niedrig Niveau befindet (das Lowside-Schaltelement Q1 ist ausgeschaltet), wird die elektrische Ladung des Kondensators Cb1 über die Diode D9 entladen.
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Ein aus der Schaltsteuerung IC 84 aufgebauter Kreis, der der Strom-Modus IC ist, der konstante Stromkreis CC1, und der Kondensator Cb1 werden als ein Spannungs-Zeit-Wandlerkreis in der obigen Weise betrieben. Die Spannung des Rückmeldungssignals, die durch Nachweis der Ausgangsspannung Vo und Vergleich zwischen der nachgewiesenen Ausgangsspannung Vo und der Referenzspannung (Zielspannung) erzeugt wird, wird durch den Spannungs-Zeit-Wandlerkreis umgewandelt, und das Lowside-Schaltelement Q1 ist während der Umwandlungszeit eigeschaltet.
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Eine Highside-Schaltsteuereinheit 61 ist zwischen der Highside-Treiberwicklung nb2 des Transformators T und dem Highside-Schaltelement Q2 bereitgestellt. Speziell ist ein erstes Ende der Highside-Treiberwicklung nb2 des Transformators T an den Anschlusspunkt zwischen dem Lowside-Schaltelement Q1 und dem Highside-Schaltelement Q2 (ein Source-Anschluss des Highside-Schaltelements Q2) angeschlossen, und die Highside-Schaltsteuereinheit 61 ist zwischen einem zweiten Ende der Highside Treiberwicklung nb2 und einem Gate-Anschluss des Highside-Schaltelements Q2 angeschlossen.
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Die Highside-Schaltsteuereinheit 61 ist ein bidirektionaler konstanter Stromkreis, bestehend aus einem Diodenbrückengleichrichterkreis und einem konstanten Stromkreis CC2. Der Diodenbrückengleichrichterkreis umfasst vier Dioden D1, D2, D3, und D4. Der konstante Stromkreis CC2 ist zwischen dem Anschlusspunkt zwischen den Dioden D1 und D3 und dem Anschlusspunkt zwischen den Dioden D2 und D4 angeschlossen, das heißt, den Ausgangsenden des Diodenbrückengleichrichterkreises.
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Die Highside-Schaltsteuereinheit 61 umfasst einen Einschalt-Verzögerungskreis, der das Einschalten um eine Verzögerungszeit td2, die nachstehendbeschrieben ist, verschiebt, mit einem Resistor R5 und der Eingangskapazität (eine Gate-Source-Kapazität) des Highside-Schaltelements Q2. Der Einschalt-Verzögerungskreis schaltet das Highside-Schaltelement Q2 ein, wenn die Verzögerungszeit td2 verstrichen ist, da die Spannung der Highside-Treiberwicklung nb2 umgekehrt wird.
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Die Highside-Schaltsteuereinheit 61 schaltet das Highside-Schaltelement Q2 zwangsweise aus, wenn die Zeit verstrichen ist, die gleich der EIN-Zeit des Lowside-Schaltelements Q1 ist, da das Highside-Schaltelement Q2 eingeschaltet ist.
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2 ist ein beispielhaftes Wellenformdiagram, das zeigt, wie eine Spannung Vnb2 der Highside-Treiberwicklung nb2 und eine Basis-Emitter-Spannung Vbe eines Transistors Q3 als Reaktion auf Laständerung variiert werden.
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Da ein Kondensator Cb2 mit dem konstanten Strom mit dem gleichen Stromwert geladen und entladen wird, weist die Basis-Emitter-Spannung Vbe des Transistors Q3 eine konstante Steigung auf. Demnach ist die EIN-Zeit des Highside-Schaltelements Q2 gleich der EIN-Zeit des Lowside-Schaltelements Q1. Unter Bezugnahme auf 2, ist TQ1ON(1) gleich TQ2ON(1), auf Grund des obigen Vorgangs. Wenn zudem die EIN-Zeit des Lowside-Schaltelements Q1 auf TQ1ON(2) erhöht wird, ist TQ1ON(2) gleich TQ2ON(2), auf Grund des obigen Vorgangs.
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Die EIN-Zeit des Highside-Schaltelements Q2 wird in Übereinstimmung mit der Variation in der Ein-Zeit des Lowside-Schaltelements Q1 in der obigen Weise variiert.
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Wie vorstehend beschrieben, wird in dem Schaltnetzgerät 101 das Lowside-Schaltelement Q1 unter Verwendung der Zeittaktung als ein Auslöser, wenn die Spannung der Lowside-Treiberwicklung nb1 umgekehrt wird, eingeschaltet. Das Schaltnetzgerät 101 wird als ein Stromresonanz-Typ-Halbbrückenwandler betrieben, in dem das Lowside-Schaltelement Q1 und das Highside-Schaltelement Q2 in einem Zeitverhältnis D von etwa 0,5 mit einer Totzeit, in der sowohl das Lowside-Schaltelement Q1 als auch das Highside-Schaltelement Q2, zwischen das Einschalten und das Ausschalten eingeschoben, ausgeschaltet sind.
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3 ist ein beispielhaftes Wellenformdiagramm, das die Beziehung zwischen einer Gate-Source-Spannung Vgs1 des Lowside-Schaltelements Q1, einer Gate-Source-Spannung Vgs2 des Highside-Schaltelements Q2, einer Drain-Source-Spannung Vds1 des Lowside-Schaltelements Q1, der Basis-Emitter-Spannung Vbe des Transistors Q3 (die Spannung des Kondensators Cb2), einer Spannung Vis des IS-Anschlusses der Schaltsteuerung IC 84 (die Spannung des Kondensators Cb1), und einer Spannung Vzt des ZT Anschlusses der Schaltsteuerung IC 84 zeigt. Nin wird ein Vorgang des Schaltnetzgeräts 101 auf der Grundlage des Wellenformdiagramms in 3 beschrieben. Das Schaltnetzgerät 101 wird auf die folgende Weise in einem Cyclus betrieben.
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The Schaltsteuerung IC 84 weist die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung, die an der Lowside-Treiberwicklung nb1 des Transformators T auftritt, auf der Grundlage der Eingangsspannung in den ZT-Anschluss nach und schaltet das Lowside-Schaltelement Q1 nach der Verzögerungszeit td1 von der Zeit, wenn die Umkehr der Polarität nachgewiesen ist, aus.
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The Kondensator Cb2 wird über den konstanten Stromkreis CC2 gleichzeitig mit dem Einschalten des Lowside-Schaltelements Q1 entladen.
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Die Schaltsteuerung IC 84 schaltet das Lowside-Schaltelement Q1 zu einer Zeit aus, die durch eine Signalspannung auf der Grundlage des Rückmeldungssignals (Rückmeldung) zur Kontrolle der Ausgangsspannung Vo erzeugt wird.
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Wenn das Ausschalten des Lowside-Schaltelements Q1 bewirkt, dass die Eingangs-Kapazität (die Gate-Source-Kapazität) des Highside-Schaltelements Q2 mit der Wicklungsspannung, die an der Highside Treiberwicklung nb2 auftritt, geladen wird, wird das Highside-Schaltelement Q2 eingeschaltet. Demnach wird das Highside-Schaltelement Q2 nach der durch die Ladezeit verursachten Verzögerungszeit td2 eingeschaltet.
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The Kondensator Cb2 wird gleichzeitig mit dem Einschalten des Highside-Schaltelements Q2 über den konstanten Stromkreis CC2 geladen.
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Wenn die Basis-Emitter-Spannung Vbe, die als die Ladespannung des Kondensators Cb2 dient, eine Schwellspannung des Transistors Q3 erreicht, wird der Transistor Q3 eingeschaltet, und die Eingangskapazität in das Highside-Schaltelement Q2 wird schnell entladen, um das Highside-Schaltelement Q2 auszuschalten.
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Dies führt dazu, dass die Polarität der Wicklungsspannung, die an der Lowside-Treiberwicklung nb1 des Transformators T auftritt, umgekehrt wird. Die Schaltsteuerung IC 84 weist die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung auf der Grundlage der Eingangsspannung in den ZT-Anschluss nach. Wenn die Verzögerungszeit td0 seit der Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung verstrichen ist, wird das Lowside-Schaltelement Q1 eingeschaltet.
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4A ist ein beispielhaftes Wellenformdiagramm der Spannung der Primärwicklung np des Transformators T und eines Drain-Stroms des Lowside-Schaltelements Q1 in einem normalen Zustand, in dem kein ”Aus-der-Resonanz-Fallen” auftritt. 4B ist ein beispielhaftes Wellenformdiagramm der Spannung der Primärwicklung np des Transformators T und des Drain-Stroms des Lowside-Schaltelements Q1 in einem Zustand, in dem das ”Aus-der-Resonanz-Fallen” auftritt. Die Wellenform des Drain-Stroms während eines Zeitraums von t0 bis t1 ist eine Stromwellenform auf der Grundlage der seriellen Resonanz der Resonanzinduktionsspule Lr (einschließlich der Streuinduktivität der Primärwicklung np) mit einem relativ niedrigen Induktanzwert und des Resonanzkondensators Cr. The Wellenform des Drain-Stroms während eines Zeitraums von t1 bis t2 ist eine Stromwellenform auf der Grundlage der seriellen Resonanz der Resonanzinduktionsspule Lr, der Erregerspule Lm des Transformators T, und des Resonanzkondensators Cr.
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In einer Situation, in der die Schaltfrequenz fs niedriger gemacht wird als die Resonanzfrequenz fm, um das ”Aus-der-Resonanz-Fallen” zu bewirken, wird das Highside-Schaltelement Q2 eingeschaltet, nachdem der Drain-Strom des Lowside-Schaltelements Q1 negativ gemacht wurde (in einem Zustand, in dem Strom durch eine Bodydiode des Lowside-Schaltelements Q1 fließt), wie in 4B gezeigt, da die Stromphase auf die vorstehend beschriebenen Weise weitergeführt wird. Als ein Ergebnis kommt es zu einem Problem des Kurzschlusskreises.
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Gemäß der ersten Ausführungsform, wie in 1 und 3 gezeigt, schaltet, wenn die Spannung am ZT-Anschluss auf einen Wert in der Nähe von etwa Null Volt in einem Zustand reduziert wird, in dem sich die Spannung am AUS-Anschluss der Schaltsteuerung IC 84 auf dem höchsten Niveau befindet, die Schaltsteuerung IC 84 das Lowside-Schaltelement Q1 zwangsweise aus. Dieser erzwungene Ausschaltvorgang wird schneller als das Einschalten des Highside-Schaltelements Q2 durchgeführt. Speziell werden die Verzögerungszeit td1 und die Verzögerungszeit td2 bestimmt, so dass eine Bedingung, die die Verzögerungszeit td1 von der Zeit, wenn die Umkehr der Polarität der Wicklungsspannung, die an der Lowside-Treiberwicklung nb1 auftritt, nachgewiesen wird, bis zu der Zeit, wenn das Lowside-Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird, kürzer ist als die Verzögerungszeit td2 von der Zeit, wenn die Eingangs-Kapazität in das Highside-Schaltelement Q2 geladen wird, bis zu der Zeit, wenn das Highside-Schaltelement Q2 eingeschaltet wird (td1 < td2), erfüllt ist.
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Wie vorstehend beschrieben, wird in dem Zustand des Aus-der-Resonanz-Fallens das Lowside-Schaltelement Q1 ausgeschaltet, bevor die Spannung Vis einen Wert Vfb erreicht, wie in dem Beispiel in 3 gezeigt. Obwohl die Ausgangsspannung niedriger gemacht wird als ein vorbestimmter Wert, setzt demnach der Wandler den Vorgang fort, die Versorgung mit der Abgabeleistung zu unterhalten den Kurzschlusskreis, beispielsweise, sogar in ein Zustand, in dem die Versorgung mit der Spannung der Eingangsleistung Vi gesperrt ist, um die Spannung der Eingangsleistung Vi niedriger zu machen als eine vorbestimmten Spannung. Als ein Ergebnis, ist es möglich, den Kurzschlusskreis sicher zu stoppen, auch wenn die Versorgung der Spannung der Eingangsleistung Vi gesperrt ist. Zusätzlich ist es möglich, die Zeit niedrig zu machen, während der die Ausgangsspannung, auch gegen einen sofortigen Netzausfall oder dergleichen, lang gehalten wird.
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Wie vorstehend beschrieben, wird verhindert, dass der Resonanzzustand getroffen wird, auf Grund der Schaltfrequenz fs, die niedriger gemacht wird als die Resonanzfrequenz fm. Zusätzlich wird, auf der Grundlage des Rückmeldungssignals, auch in einem vorübergehenden Betriebszustand, wie Start, Stopp, oder ein ausgangsseitiger Kurzschluss, das Highside-Schaltelement Q2 nicht eingeschaltet, bevor das Lowside-Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird, auch wenn die Wicklungsspannung des Transformators umgekehrt wird, nachdem das Lowside-Schaltelement Q1 eingeschaltet wird. Mit anderen Worten ist es möglich, ein Auftreten des Kurzschlusskreises zu verhindern, um zu verhindern, dass der Verlust auf Grund des Ausfalls des Schaltnetzgeräts größer wird.
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Die in 1 gezeigte Schaltsteuerung IC 84 umfasst einen Kreis, um eine Austastlücke einzustellen. Speziell wird der Eingang in den ZT-Anschluss während eines bestimmten Zeitraums maskiert (während einer Austastzeit, die eingestellt wird), nachdem ein Puls zum Treiben des Lowside-Schaltelements Q1 erzeugt wird. Das Einstellen der Austastzeit, während der die Polarität der Wicklungsspannung nicht nachgewiesen wird, verhindert, dass Fehlfunktion, beispielsweise, Einschalten des Lowside-Schaltelements Q1 mit einem Rauschsignal, während der Austastzeit auftritt, auch wenn das Schaltgeräusch, das ein Signal ist, das bewirkt, dass das Lowside-Schaltelement Q1 eingeschaltet wird, in den ZT-Anschluss eingegeben wird.
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The Verzögerungskreis, der die Verzögerungszeit td2 erzeugt, kann aus dem Resistor R5 (Impedanzkreis), der an einen Steueranschluss des Highside-Schaltelements Q2 in Serien angeschlossen ist, und der Eingangskapazität, die am Gate-Anschluss des Highside-Schaltelements Q2 vorkommt, bestehen, um die Anzahl der Teile zu vermindern und dadurch das Schaltnetzgerät in der Größe zu vermindern.
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Zweite Ausführungsform
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5 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 102 gemäß einer zweite Ausführungsform. Das Schaltnetzgerät 102 weist die gleiche Schaltkreiskonfiguration auf wie diejenige des Schaltnetzgeräts 101 der in 1 gezeigten ersten Ausführungsform auf, außer für eine Highside-Schaltsteuereinheit 62.
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In der Highside-Schaltsteuereinheit 62 ist ein Impedanzkreis, bestehend aus einem Kondensator Cg1, einer Diode D6, Resistoren R5 und R6, und einer Spule Lg, zwischen dem Ausgang der Highside-Treiberwicklung nb2 und dem Highside-Schaltelement Q2 angeschlossen. Die Spule Lg ist beispielsweise eine Chipspule oder eine Beadspule. Ein serieller Schaltkreis, einschließlich der Zener-Dioden ZD1 und ZD2 und eines Kondensators Cg2, ist zwischen Gate und Source des Highside-Schaltelements Q2 angeschlossen. Der Rest der Konfiguration in der Highside-Schaltsteuereinheit 62 ist die gleiche wie in der in 1 gezeigten Highside-Schaltsteuereinheit 61.
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Der zwischen dem Ausgang der Highside-Treiberwicklung nb2 und dem Steueranschluss des Highside-Schaltelements Q2 angeschlossene Impedanzkreis und der Kondensator Cg2 bilden einen Einschalt-Verzögerungskreis für das Highside-Schaltelement Q2.
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The Kondensator Cg2 ist mit der Wicklungsspannung geladen, die an der Highside Treiberwicklung nb2 auftritt, und das Highside-Schaltelement Q2 wird eingeschaltet, wenn die Spannung zwischen Gate und Source des Highside-Schaltelements Q2 einen Schwellwert überschreitet.
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Da ein serieller Schaltkreis, der die Diode D6 und den Resistor R6 einschließt, parallel zu dem Resistor R5 angeschlossen ist, wird der Anstieg der Gate-Spannung des Highside-Schaltelements Q2 durch die parallele Impedanz der Resistoren R5 und R6 eingestellt und das Fallen davon wird vorwiegend durch die Impedanz nur des Resistors R5 eingestellt.
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Der Kondensator Cg1 steuert den Spannungswert zwischen Gate und Source des Highside-Schaltelements Q2 durch kapazitive Spannungsteilung mit dem Kondensator Cg2. Die Zener-Dioden ZD1 und ZD2 begrenzen die maximale Variationsbreite des Spannungswertes zwischen Gate und Source des Highside-Schaltelements Q2.
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Gemäß der zweite Ausführungsform ist es möglich, da der Impedanzkreis, der Teil des Einschalt-Verzögerungskreises des Highside-Schaltelement Q2 ist, in der Impedanz in Übereinstimmung mit der Richtung des Stroms variiert wird, die Einschaltgeschwindigkeit und die Ausschaltgeschwidigkeit des Highside-Schaltelements Q2 getrennt einzustellen.
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Da der Impedanzkreis aus dem seriellen Kreis, einschließlich Kondensator Cg1 und Resistoren R5 und R6 besteht, erlaubt die Einstellung des Kapazitätswertes des Kondensators Cg1, dass das Teilungsverhältnis mit der am Gate-Anschluss des Highside-Schaltelements Q2 existierenden Eingangskapazität eingestellt wird, um eine entsprechende Steuer-Gate-Spannung anzulegen.
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Da die Spule Lg im Impedanzkreis bereitgestellt ist, wird der Hochfrequenz-Stromanstieg unterdrückt, um zu verhindern, dass übermäßige Spannung an den Gate-Anschluss des Highside-Schaltelements Q2 angelegt wird.
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Da die Zener-Dioden ZD1 und ZD2 bidirektional parallel zwischen Gate und Source des Highside-Schaltelements Q2 angeschlossen sind, ist es möglich zu verhindern, dass übermäßige Spannung an den Gate-Anschluss des Highside-Schaltelements Q2 angelegt wird. Die parallel zwischen Gate und Source des Highside-Schaltelements Q2 angeschlossenen Zener-Dioden können nur in einer einzigen Richtung angeschlossen werden.
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Dritte Ausführungsform
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6 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 103 gemäß einer dritten Ausführungsform. Das Schaltnetzgerät 103 unterscheidet sich von dem Schaltnetzgerät 101 der ersten in 1 gezeigten Ausführungsform in der Konfiguration der Sekundärseite des Transformators T.
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In der dritten Ausführungsform ist ein Diodenbrückenkreis bestehen aus Diode D21, D22, D23, und D24 und dem Kondensator Co an eine Sekundärwicklung ns des Transformators T angeschlossen. Die Vollwellen-Gleichrichtung kann mit dem Diodenbrückenkreis in der in 6 gezeigten Weise durchgeführt werden.
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Vierte Ausführungsform
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7 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 104 gemäß einer vierten Ausführungsform. Das Schaltnetzgerät 104 unterscheidet sich von dem Schaltnetzgerät 101 der ersten in 1 gezeigten Ausführungsform in der Konfiguration der Sekundärseite des Transformators T.
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In der vierten Ausführungsform ist ein Gleichrichter/Glättungskreis bestehend aus einer Diode Ds und einem Kondensator Co1 an beiden Enden der Sekundärwicklung ns1 des Transformators T bereitgestellt, und ein Kondensator Co3 ist zwischen den Ausgangsanschlüssen PO(+) und PO(–) angeschlossen. Der Mittelpunkt eines seriellen Stromkreises bestehend aus einer Diode Df und einem Kondensator Co2 ist an den Ausgangsanschluss PO(–) angeschlossen, und beide Enden des seriellen Stromkreises sind an beide Enden der Sekundärwicklung ns1 des Transformators T angeschlossen. Ein Spannungsverdopplungsgleichrichtungskreis kann übernommen werden, wie in dem Kreis in 7.
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Fünfte Ausführungsform
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8 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 105 gemäß einer fünften Ausführungsform. Das Schaltnetzgerät 105 unterscheidet sich von den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen in den Positionen der Resonanzinduktionsspule Lr, der Primärwicklung np, und des Resonanzkondensators Cr. In dem Beispiel in 8 ist der serielle Kreis bestehend aus der Resonanzinduktionsspule Lr, der Primärwicklung np, und dem Resonanzkondensator Cr an beide Enden des Lowside-Schaltelements Q1 angeschlossen. Es ist ausreichend, wenn der Resonanzkondensator Cr in einer Position bereitgestellt ist, die in Serie an die Resonanzinduktionsspule Lr angeschlossen ist und die wie in der obigen Weise in Serie in die Primärwicklung np eingeführt ist.
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In der Konfiguration, in der ein Ende des Resonanzkondensators Cr an den Eingangsanschluss PI(–) auf der negativen Spannungsseite der Eingangsleistung Vi angeschlossen ist, erlauben das Shunten des Stroms, der durch den Resonanzkondensator Cr fließt, mit einem anderen angeschlossenen Kondensator Ca und das Nachweisen des geshunteten Stroms mit einem Resistor Ra einen Überstromschutzkreis, der einen Überstromschutzvorgang unter der Berücksichtigung durchführt, dass der Strom entsprechend dem resonanten Strom, der durch den Resonanzkondensator Cr fließt, bereitgestellt wird. In diesem Fall ist es möglich, verglichen mit einem Fall, in dem ein Messwiderstand in dem Energiewandlerkreis bereitgestellt ist, um Überstrom nachzuweisen, den Verlust im Messwiderstand zu unterdrücken. Mit anderen Worten, erlaubt der Nachweis des ausreichend kleinen Shuntstroms, dass der Verlust, der den Nachweis betrifft, im Vergleich zu einem Fall, in dem der resonante Strom, der durch den Energiewandlerkreis fließt, direkt nachgewiesen wird, vermindert wird. Als ein Ergebnis, ist es möglich, dass der Überstromschutzkreis mit geringem Energieverlust den Überstromschutzvorgang durchführt.
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Sechste Ausführungsform
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9 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 106 gemäß einer sechsten Ausführungsform. Das Schaltnetzgerät 106 unterscheidet sich von dem Schaltnetzgerät 105 der fünften Ausführungsform in der Konfiguration des Überstromschutzkreises, der den Überstromschutzvorgang unter Berücksichtigung des Stroms entsprechend dem resonanten Strom, der durch den Resonanzkondensator Cr fließt, und der Konfiguration der Highside-Schaltsteuereinheit 61, die das Highside-Schaltelement Q2 steuert, durchführt. In der sechsten Ausführungsform werden die Dioden Da1 und Da2 verwendet, um einen Schaltkreis entsprechend einem Spannungsverdopplungskreis aufzubauen, und nur der Strom, der durch die Diode Da2 fließt, wird nachgewiesen, um den Überstromschutzkreis aufzubauen, der den Überstromschutzvorgang aufbaut. Mit dieser Konfiguration erlaubt der Nachweis des ausreichend kleinen Shuntstroms, dass der Verlust, der den Nachweis betrifft, im Vergleich zu dem Fall, in dem der resonante Strom, der durch den Energiewandlerkreis fließt, direkt nachgewiesen wird, vermindert wird. Als ein Ergebnis, ist es möglich, den Überstromschutzkreis mit kleinem Energieverlust so aufzubauen, dass er den Überstromschutzvorgang durchführt. Ein Teil der Highside-Schaltsteuereinheit 61 ist in einem IC 85 bereitgestellt. Der IC 85 umfasst einen Stromkreis, der ein Signal für das Treiben des Lowside-Schaltelements Q1 erzeugt, und einen Stromkreis, der ein Signal zum Treiben des Highside-Schaltelements Q2 erzeugt.
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Obwohl die Steuereinheit, die das Lowside-Schaltelement Q1 treibt, getrennt von der Steuereinheit konfiguriert ist, die das Highside-Schaltelement Q2 in dem Schaltnetzgerät 101 der erste in 1 gezeigten Ausführungsform treibt, kann ein Steuerkreis, in dem die Steuereinheit, die das Lowside-Schaltelement Q1 treibt, mit der Steuereinheit integriert ist, die das Highside-Schaltelement Q2 treibt, aus einer Steuer-IC, einer Large-Scale-Integration-Steuerung (LSI), oder einer digitalen Signalprozessor-Steuerung bestehen (DSP). Die vorliegende Technologie wird auf eine solche Konfiguration angewandt. Eine solche Konfiguration ist eine Anwendnung der Ausführungsformen.
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Siebte Ausführungsform
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10 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 107 gemäß einer siebten Ausführungsform. Das Schaltnetzgerät 107 unterscheidet sich von den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen durch einen Kondensator Cr2, der zwischen dem Anschlusspunkt zwischen einem Kondensator Cr1 und der Resonanzinduktionsspule Lr und einer Basislinie bereitgestellt ist, zusätzlich zu der Bereitstellung eines seriellen Kreises, bestehend aus dem Kondensator Cr1 und der Resonanzinduktionsspule Lr zwischen dem Drain des Highside-Schaltelements Q2 und einem Ende der Primärwicklung np des Transformators T.
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The Kondensator Cr1 ist bereitgestellt, so dass die Resonanzinduktionsspule Lr, die Primärwicklung np, das Highside-Schaltelement Q2, und der Kondensator Cr1 einen geschlossenen Regelkreis aufbauen. Der Kondensator Cr2 ist bereitgestellt, so dass die Resonanzinduktionsspule Lr, die Primärwicklung np, das Lowside-Schaltelement Q1, und der Kondensator Cr2 einen geschlossenen Regelkreis aufbauen.
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Wie vorstehend beschrieben, bewirkt der Anschluss des Kondensators Cr2, dass der durch die Eingangsleistung Vi bereitgestellte Strom sowohl während der EIN-Zeit des Lowside-Schaltelements Q1 als auch der EIN-Zeit des Highside-Schaltelements Q2 durch die Kondensatoren Cr1 und Cr2 fließt. Der effektive Strom des durch die Eingangsleistung Vi bereitgestellten Stroms ist im Vergleich mit einer Schalkreiskonfiguration, in der der durch die Eingangsleistung Vi bereitgestellte Strom nur während der EIN-Zeit des Lowside-Schaltelements Q1 fließt, vermindert. Als ein Ergebnis, ist es möglich, den Leitungsverlust auf Grund des durch die Eingangsleistung Vi bereitgestellten Stroms zu vermindern.
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Achte Ausführungsform
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11 ist ein beispielhaftes Schaltkreisdiagramm eines Schaltnetzgeräts 108 gemäß der achten Ausführungsform. Das Schaltnetzgerät 108 unterscheidet sich von dem Schaltnetzgerät 101 der ersten in 1 gezeigten Ausführungsform in der Bereitstellung der Kondensators Cr1 und Cr2, zusätzlich zu dem Resonanzkondensator Cr.
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The Kondensator Cr1 ist bereitgestellt, so dass die Resonanzinduktionsspule Lr, die Primärwicklung np, der Resonanzkondensator Cr, das Highside-Schaltelement Q2, und der Kondensator Cr1 einen geschlossenen Regelkreis aufbauen. Der Kondensator Cr2 ist bereitgestellt, so dass die Resonanzinduktionsspule Lr, die Primärwicklung np, der Resonanzkondensator Cr, das Lowside-Schaltelement Q1, und der Kondensator Cr2 einen geschlossenen Regelkreis aufbauen.
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Der Kondensator Cr1 ist an den Kondensator Cr2 angeschlossen, so dass die Spannung der Eingangsleistung Vi geteilt ist. Die multiplen Resonanzkondensatoren (Cr, Cr1, und Cr2) durch welche der Resonanzstrom fließt, können bereitgestellt sein wie in dem Schaltkreis in 11.
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Obwohl der Gleichrichtungskreis, einschließlich der Dioden auf der Sekundärseite des Transformators T in der vorstehen beschriebenen Ausführungsformen bereitgestellt ist, kann ein Gleichrichtungs-FET an Stelle der Dioden bereitgestellt sein, um synchrone Gleichrichtung durchzuführen. Dies erlaubt, dass der Verlust in dem Schaltkreis auf der Sekundärseite vermindert wird.
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Die vorliegende Erfindung ist auf ein Schaltnetzgerät anwendbar, das die beiden Schaltelemente abwechselnd einschaltet und ausschaltet, beispielsweise, komplementär, in einem Mehrpunktwandler, wie ein Vollbrückenwandler oder ein Spannungsklemmwandler, zusätzlich zu dem Halbbrückenwandler.
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Obgleich bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, versteht es sich, dass der Fachwelt Variationen und Modifikationen einfallen, ohne vom Geist und Umfang der Erfindung abzuweichen. Der Umfang der Erfindung, ist darum einzig durch die folgenden Ansprüche zu bestimmen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- JP 9-308243 [0002, 0008, 0009]
- JP 11-332232 [0002, 0008]
- JP 11-3322321 [0009]
