CN1906874A - 无线电通信装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种低IF配置中的多频带OFDM_UWB发射和接收装置，用于解决直接变换发射和接收装置存在的问题。低IF接收机通过在FFT之后旋转子载波来执行排序以消除对使用第二本地信号的频率变换的需求，并且使用与直接变换接收机相同的AD变换时钟。无需FFT的前序可通过使用通过先前将原始前序样式和IF频率相乘所得到的序列而被检测到。

Description

无线电通信装置
技术领域
本发明涉及用于发射和接收多带无线电信号的无线电通信装置，更具体而言，涉及用于发射和接收其中心频率以指定频带间隔跳频(hop)的多带OFDM信号的无线电通信装置。
更详细地讲，本发明涉及根据用于改变宽频带中的频率的OFDM_UWB通信***的无线电通信装置，更具体而言，涉及基于低中频(Low-IF)体系结构的OFDM_UWB通信***的无线电通信装置。
背景技术
使用户从有线LAN体系结构中解脱出来的无线电LAN得到特别关注。无线电LAN可以消除工作空间(例如办公室)中的大多数线缆，从而可以相对容易地移动通信终端(例如个人计算机(PC))。近年来，对于无线LAN***的需求由于其更快的处理速度和更低的售价而不断增长。特别是当前由于通过在人周围的多个电子设备之间构成小规模无线网络而执行信息通信的缘故，因此考虑引入个人局域网(PAN)。例如，提供了使用无需监管合法授权机构许可的频带(例如2.4GHz和5GHz频带)的不同无线通信***。
无线电网络性能得到显著增加，同时因为LSI技术集成度和能量节省也得到提高。无线电网络在世界范围内被广泛使用并且正在被标准化。无线电LAN装置的价格已经下降到近似于象计算机***设备一样低。无线电网络的使用不限于传统的计算机网络，而是可以被广泛地用于与办公室中的***设备连接、在住宅内的家用信息设施之间传输高质量视频(例如视频流)等。
涉及无线电网络的典型标准包括IEEE(电气与电子工程师学会)802.11(例如参见非专利文献1)、HiperLAN/2(例如参见非专利文献2或3)、IEEE 802.15.3和蓝牙通信。IEEE 802.11标准还依赖于所使用的无线电通信***和频带被分类成各种无线电通信***，例如IEEE 802.11a、IEEE 802.11b等等。
近年来，“超宽带(UWB)通信”作为一种用于实现短程超快传输的无线电通信***受到特别关注并希望被投入实际应用(例如参见非专利文献4)。UWB通信通过使用短于1纳秒的超短脉冲来运载信息，而不使用很宽频带中的载波，从而执行无线电通信。当前，例如，IEEE 802.15.3正在被作为超宽带通信的访问控制***的用于传输包含前序的分组结构数据的***进行检测。
在未来，料想诸如用于短程通信的UWB之类的WPAN(无线个人接入网)将被并入到所有家用电器和CE(消费者电子)设备中。预期将在CE设备或家庭网络之间实现100Mbps以上速度的端对端传输。当毫米波段被广泛使用时，以大于1Gbps的速度提供短程无线电通信是可能的。实现包括存储设备等的超快短程DAN(设备区域网)也是可能的。
当在房间里有很多设备混在一起的工作环境中构建无线电网络时，可能构建多个网络来彼此重叠。使用一个信道的无线电网络在另一***中断通信或干扰降低通信质量时不具有校正手段。
为了解决这个问题，多信道通信***被用于预先提供多个通信信道。当另一***中断通信或参与台站的数目增加以至于频带中没有留下余量时，干扰可能降低通信质量。在这种情况下，可以选择一条通信信道开始操作，维持网络操作并且实现与其他网络的共存。
例如，多信道通信***也被用在与IEEE 802.15.3兼容的高速无线电PAN***中。就是说，提供了多个可用于该***的频率信道。根据所使用的算法，一个无线电通信设备在被接通时扫描所有可用信道。该无线电通信设备成为微微网(piconet)协调者(PNC)并确认附近是否存在发送信标信号的设备。该无线电通信设备选择一个将被使用的频率信道。
在房间中构建无线电网络的操作形成这样的多路径环境，其中接收机接收一层直达波和多个反射与延迟波。该多路径环境产生将导致通信误差的延迟失真(或频率选择性衰减)。此外，符号间干扰是由延迟失真导致的。
对付延迟失真的主要对策可以包括多载波传输***。多载波传输***通过将发射数据分发到多个具有不同频率的载波来对其进行发送。每个载波具有一个窄频带，从而难以受到频率选择性衰减的影响。
例如，作为多载波传输***之一的OFDM(正交频分复用)***将每个载波的频率配置为使得载波在符号域中彼此正交。在信息传输期间，***将串行发射的信息变换成低于信息传输速率的符号频率上的并行信息。***向每个载波分配多条输出数据，调制每个载波的幅度和相位，并且对载波执行逆FFT。以这种方式，***通过维持每个载波沿频率轴的正交性将载波变换成沿时间轴的信号。接收以与发射相反的顺序发生。***执行FFT以将沿时间轴的信号变换成沿频率轴的信号，并根据每个载波的调制对载波解调。***执行并-串变换，以再现最初以串行信号发射的信息。
例如，OFDM调制***被用作IEEE 802.11a/g中的无线LAN标准。除了DS-UWB***和脉冲-UWB***之外，针对使用OFDM调制***的UWB通信***的IEEE 802.15.3标准化也正在进行中。DS-UWB***将DS信息信号的扩散速度提高到最大限度。脉冲-UWB***使用具有极短频率(几百皮秒)的脉冲信号序列来配置用来发射和接收的信息信号。对于OFDM-UWB通信***，多频带OFDM-UWB通信***正在研讨中(例如参见非专利文献5)。多频带OFDM-UWB通信***是一种这样的OFDM调制***，该***对被分成多个频率信道(子频带)(其中每个子频带由528MHz频带构成)的范围从3.1到4.8GHz的频带执行跳频(FH)操作，并对每个频带使用包含128点的IFFT/FFT。
图17示出了多频带OFDM-UWB通信***中定义的频率分配。频率由群组1、2、3、4和5构成。群组1由频带#1到#3构成，频带#1到#3的中心频率分别为3432MHZ、3960MHz和4488MHz。群组2由频带#4到#6构成，频带#4到#6的中心频率分别为5016MHZ、5544MHz和6072MHz。群组3由频带#7到#9构成，频带#7到#9的中心频率分别为6600MHZ、7128MHz和7656MHz。群组4由频带#10到#12构成，频带#10到#12的中心频率分别为8184MHZ、8712MHz和9240MHz。群组5由频带#13和#14构成，频带#13和#14的中心频率分别为9768MHZ和10296MHz。强制性的在群组1中使用三个频带。其他群组和频带被预留用于将来的扩展。
图18示出多频带OFDM***(例如参见非专利文献6)使用的接收机的配置示例。图18的接收机被配置用于直接变换。直接变换***去除了中频(IF)阶段。低噪声放大器(LNA)对在天线处接收到的信号进行放大。然后混频器将该信号乘以本地频率，以对基带信号直接应用频率变换。图18中的示例分别使用本地(LO)信号cos(2πfc)和sin(2πfc)对接收信号执行对应于I和Q轴的频率变换。在频率变换之后，低通滤波器(LPF)提取出低频。VGA(可变增益放大器)对信号进行放大。AD变换被执行。此外，执行FFT来将时间轴信号变换成频率轴信号。每个载波被解调，以再现原始载波信号发射的信息。
例如，当使用如图17所示的群组1频带时，如图18所示的直接变换接收机需要具有与RF信号的中心频率相同的三个频率3432MHz、3960MHz和4488MHz的本地信号。
直接变换***无需使用IF滤波器，从而容易地拓宽了接收机的频带并提高了接收机配置的灵活性。但是，直接变换***使接收频率等于本地频率。存在如下已知的问题：本地信号的自混(LO自混)会产生DC分量，即DC偏移(例如参见非专利文献7)。
图19示出本地信号的自混是如何发生的。本地信号从接收机主体泄漏到天线。该信号在天线处被部分地反射并返回到接收机。混频器将该信号与本地信号本身混在一起。在另一可能情况下，本地信号通过天线被部分地辐射到外部。然后，可能在天线处接收到反射波，并且反射波与本地信号相混。
例如，在图19中，我们假设本地信号的幅度为0.5V；低噪声放大器(LNA)和混频器提供30dB的总增益；并且泄漏的本地信号在天线处反射并返回到图19中的点A，从而衰减-70dB。在此情况下，发现混频器输出的DC偏移为2.5mV。由于期望波的信号电平最小大致为-74dBm，因此混频器输出变为-44dBm＝1.4mVrms。可以理解，DC偏移变得大于期望波的信号电平。
以下等式描述了产生DC偏移的过程。在等式中，cos(ωt)代表本地信号，而α和Φ分别代表返回到混频器的反射波的幅度和相位。在等式中，右侧的第一项代表DC偏移。第二和第三项代表倍频分量。将会理解，DC偏移随反射波的幅度和相位变化。
[等式1]
α · cos ( ω · t + φ ) · cos ( ω · t ) = 1 2 · α · ( cos ( φ ) + cos ( φ ) · cos ( 2 · ω · t ) - sin ( φ ) · sin ( 2 · ω · t ) )
由于多频带OFDM***执行跳频(FH)，因此本地信号频率随每次跳频变化。由于天线的反射系数依赖于频率，因此由于自混产生的DC偏移随跳频变化。跳频的发生频率等于OFDM符号率，即3.2MHz。如图20所示，DC偏移按1/3.2MHz＝312.5纳秒的频率以阶跃方式(stepwise)变化。
一般而言，通过在混频器输出中串联***电容器来消除DC偏移。在此情况下，电容器C和电路阻抗R构成一阶高通滤波器(HPF)。频率响应的截止频率变为1/(2πCR)。阶跃响应的收敛时间变为2πCR。
由于多频带OFDM***使用4.125MHz的子载波频率，因此直接变换接收机被要求最高通过4.125MHz。对于DC偏移，阶跃响应的收敛时间需要被限制在大约OFDM符号率的1/10(大约30纳秒)。当截止频率被设置为4.125MHz时，阶跃响应的收敛时间变为242纳秒(＝1/4.125MHz)那么大，如图22所示。问题在于OFDM符号中的大多数时间都伴随着阶跃响应。
一般而言，改变频率的可用手段是利用PLL(锁相环)来倍增相同的振荡频率。但是存在以下问题：多频带OFDM_UWB***在信道变换方面具有很大差异，如图17所示。单个PLL无法改变这种宽频带中的频率。可以通过提供多个振荡器和生成相应的频带来构建高精度多频带生成器。但是，可能存在涉及电路的平面尺寸和功耗、每个振荡器的频率相位差等很多问题。
为了解决该问题，多频带生成是通过重复划分从振荡器输出的单个频率以及混合所划分的输出频率(即输出频率之和或之差)来执行的。
图23简要示出了用于多频带OFDM***的如图18所示的直接变换接收机所使用的跳频(FH)的频率合成块(群组1的3频带模式)的传统示例。如图23所示，分频器和混频器可被用于混合(加或减频率)每个频带的中心频率与从单个振荡器(例如TCXO(温度补偿晶体振荡器))获得的参考频率。
图23的示例使用4224MHz的参考频率，该参考频率是通过根据PLL(锁相环)倍增从振荡器输出的振荡频率而获得的。参考频率被除以4以提取出1056MHz的频率。该频率被除以2以提取出528MHz的频率，该频率被用于采样时钟。528MHz采样时钟被进一步除以2以提取出264MHz的频率，该频率是用于跳频的中心频率的频带间隔。
每个被标记有SSB(单边带)的混频器执行混频，即加或减如上所述已获得的信号的频率。混频器将528MHz和264MHz的频率相加以产生794MHz的频率。选择器选择264MHz或794MHz。随后的SSB通过执行所选择的输出频率264MHz或794MHz和原始4224MHz频率信号之间的相加或相减，可以提供四种频率组合。
应该注意，群组1只使用三种频率3432MHz、3960MHz和4488MHz。就是说，用4224MHz减去792MHz频率，从而得到3422MHz。用4224MHz减去264MHz频率，从而得到3960MHz。264MHz与4224MHz相加，从而得到4488MHz。
在图23中，标记有SSB的设备执行混频(即加或减频率)并且例如等同于镜像抑制混频器。镜像抑制混频器可以通过对一对相位彼此正交的复信号执行模拟相乘来获得单边带信号。如图24所示，频率信号f1和f2中的每一个都具有正交分量。可以通过利用三角函数的加法定理加或减频率来合成频率。在图24中，频率信号f1被设置为4224MHz，而频率信号f2被设置为264MHz或794MHz。
但是，如图24所示的传统频率合成块存在以下问题：
(1)由于需要两个SSB混频器，因此电路配置复杂并且功耗校大。
(2)由于264MHz频率信号是矩形波，因此三阶谐波导致群组1中存在大约最多-10dBc的寄生信号(spurious signal)。
具体而言，用于792MHz生成的前一SSB不仅被提供以528MHz和264MHz，还被提供以264MHz的三阶谐波，即-792MHz。SSB不仅输出792MHz作为所需频率，还输出-264MHz，从而导致群组1中的寄生信号。
(3)由于264MHz频率信号是矩形波，因此五阶谐波导致群组1中存在大约最多-14dBc的寄生信号。
[非专利文献1]
国际标准ISO/IEC 8802-11：1999(E)ANSI/IEEE Std 802.11，1999版，第11章：Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and PhysicalLayer(PHY)Specifications。
[非专利文献2]
ETSI标准ETSI TS 101 761-1 V1.3.1 Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；第1章：Basic Data Transport Functions。
[非专利文献3]
ETSI TS 101 761-2 V1.3.1 Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；第2章：Radio LinkControl(RLC)sublayer。
[非专利文献4]
“Ultra Wideband-A newborn revolutionary wireless technology.”Nikkei Electronics，2002年3月11日，第55-66页。
[非专利文献5]
IEEE 802.15.3a TI文档
<URL：http：//grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/2003/May03/filename：03142r2P802-15_TI-CFP-Document.doc>。
[非专利文献6]
Anuj Batra，“03267r1P802-15_TG3a-Muiti-band-OFDM-CFP-presentation.ppt”，第17页，2003年7月。
[非专利文献7]
Asad A.Abidi，“Direct-Conversion Radio Transceivers for DigitalCommunications(IEEE J.Solid-State Circuits，vol.30，no.12，第1399-1410页，1995年)。
发明内容
本发明要解决的问题
本发明的目的在于提供一种能够适当地发射和接收用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的优良的无线电通信装置。
用于解决该问题的手段
本发明是考虑到上述问题而研制的。根据本发明的第一方面，提供了一种使用低中频来接收用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的无线电通信装置。所述装置包括：
频率变换装置，用于将高频接收信号变换成低中频信号；
AD变换装置，用于利用指定采样频率将低中频信号变换成数字信号；以及
OFDM解调装置，用于将时间轴上的经AD变换的OFDM信号变换成沿频率轴的子载波，以便执行快速频谱分析，
其中所述OFDM解调装置在执行了所述变换之后，对由于AD变换期间由采样频率导致的频率折叠(folding)而改变了的子载波的序列进行排序，以便执行快速频谱分析。快速傅立叶变换(FFT)、小波变换和Hartley变换中的任意一个可以被用作所述变换，以便对OFDM信号执行快速频谱分析。
传统上，直接变换***被用于接收用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的接收机。但是，直接变换***使接收频率与本地频率相等。因此，本地信号的自混导致DC偏移。由于多频带OFDM***执行跳频，因此本地信号频率随每次跳频变化。由于天线的反射系数依赖于频率，因此由于自混引起的DC偏移随跳频变化。
已知低IF***接收机是用于解决直接变换接收机中的DC偏移问题的装置。以这种方式，低IF***将接收信号一次变换成IF频率。即使在本地信号的自混导致DC偏移时，它也可以被容易地分离，因此频率彼此分离。低IF接收机造成了新问题。即，它需要Hilbert带通滤波器和第二本地信号，而这些对于直接变换接收机都是不需要的。此外，对IF信号的采样使得需要提高AD变换器的采样时钟速率。
当接收到用于跳频的多频带OFDM信号时，根据本发明的无线电通信装置执行诸如FFT之类的变换以用于OFDM信号的快速频谱分析，然后通过旋转对子载波排序。这消除了对使用第二本地信号的频率变换的需求，并且使得能够使用与直接变换接收机相同的AD变换时钟。
所述频率变换装置将接收信号与本地信号混频，以生成低中频信号。具体而言，频率变换装置将接收信号与一本地信号混频，该本地信号具有与接收频率相隔跳频用频带间隔的一半的本地频率，从而产生由所述频带间隔的一半的低中频所构成的低中频信号。
所述AD变换装置利用有所述低中频两倍高的采样频率对模拟信号采样。换言之，AD变换装置利用与跳频用频带间隔相等的采样频率对模拟信号采样。
根据本发明的无线电通信装置还包括中频滤波器，用于消除所述频率变换装置所变频出的低中频信号中的不必要的波。根据低IF***，所述中频滤波器由Hilbert带通滤波器构成，该Hilbert带通滤波器是通过使用回转器将两个相同的实滤波器彼此连接而构成的。当利用连接在两个相同的实滤波器之间的回转器来配置Hilbert BPF时，本发明将一个整数比用于作为实滤波器的阶梯型原型滤波器的元素值。以这种方式，本发明可以同时控制中心频率和频带。Hilbert BPF可以被容易地实现。
一般而言，接收帧的开始包括由已知序列构成的前序。前序序列是基于无需执行FFR就能够在时间域上检测到相关性的前提而被设计的。换言之，不同于帧数据部分，前序序列无需利用FFT进行排序。因此，无法检测接收到的前序序列和已知的前序序列之间的相关性。为了解决这个问题，本发明利用通过将所述已知前序序列与所述低中频相乘所得到的序列来确保与接收信号之间的相关性。以这种方式，可以检测前序。
根据本发明的第二方面，提供了一种使用低中频来发射用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的无线电通信装置。所述装置包括：
OFDM调制装置，用于通过在不改变基带的情况下执行与频谱分析相反的变换来将每个沿频率轴的子载波变换成沿时间轴的OFDM信号；
低中频乘法装置，用于在被所述与频谱分析相反的变换处理之后将低中频与发射信号相乘，以生成经OFDM调制的低中频信号；
DA变换装置，用于利用指定的采样频率将低中频信号变换成模拟信号；以及
频率变换装置，用于将低中频信号变换成高频发射信号。快速傅立叶逆变换(IFFT)、逆小波变换和逆Hartley变换中的任意一个可以被用作所述与频谱分析相反的变换。
根据本发明的低IF多频带OFDM发射机通过在DA变换前将IF频率与OFDM信号相乘来生成发射IF信号。发射机使用子载波功率电平补偿装置，来在与频谱分析相反地变换发射信号之前校正所述DA变换装置的孔径效应。以这种方式，可以获得平坦的频谱。使用与直接变换接收机相同的DA变换时钟是可能的。
根据另一校正方法，可以在IFFT之后使用复FIR滤波器来校正由于DA变换器的孔径效应所引起的频率响应。以这种方式，可以获得平坦的频谱。可以同时提供内插和频率响应校正。
本发明的效果
本发明可以提供一种能够适当地发射和接收用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的优良的无线电通信装置。
根据本发明，在低中频(低IF)配置中提供了一种多频带OFDM_UWB发射和接收装置，该装置能够解决直接变换发射和接收装置存在的问题并且能够辅助生成本地频率。
本发明解决了低IF接收机存在的问题，即低IF接收机需要直接变换接收机不需要的Hilbert带通滤波器和第二本地信号，并且提高了AD变换器用于采样IF信号的采样时钟。本发明可以将低IF***应用到多频带OFDM***。
根据本发明，低IF接收机可以在FFT之后旋转以排序子载波，从而消除对使用第二本地信号的频率变换的需求。另外，可以使用与直接变换接收机相同的AD变换时钟。无需FFT的前序可以通过使用通过先前将原始前序样式与IF频率相乘所得到的序列来检测。
低IF接收机使用Hilbert BPF来消除由于频率变换生成的镜像。当利用连接在两个相同的实滤波器之间的回转器来配置Hilbert BPF时，本发明将一个整数比用于作为实滤波器的阶梯型原型滤波器的元素值。以这种方式，本发明可以容易地控制中心频率。Hilbert BPF可以被容易地实现。
当电容器被串联***到来自用于混频的混频器的输出以消除DC偏移时，本发明可以通过将HPF截止频率设置为大约33MHz来将阶跃响应时间限制在大约OFDM符号时间的1/10。
根据本发明的低IF多频带OFDM发射机通过在DA变换前将IF频率和OFDM信号相乘来生成发射IF信号。在IFFT之前对DA变换器的孔径效应的校正使得能够使用与直接变换接收机相同的DA变换时钟。
由于本发明提供了低IF配置中的多频带OFDM_UWB发射和接收装置，因此可以容易地生成本地频率并减小寄生信号。
通过参考以下本发明的实施例和附图，可以容易地理解本发明的这些和其他目的、特征和优点。
附图说明
图1示出了根据本发明实施例的低IF多频带OFDM_UWB发射和接收装置的配置。
图2简要示出了该低IF发射和接收装置的仅接收机部分。
图3A到图3C示出了由于OFDM接收信号的AD变换引起的频率折叠(folding)是如何发生的。
图4示出了原始前序序列和预期将检测到的前序序列之间的关系。
图5是原型LPF的电路图。
图6是Hilbert BPF的电路图。
图7示出了Hilbert BPF的频率响应。
图8示出了根据本发明实施例的低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机的配置。
图9示出了当低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机未校正频率响应的衰减时，发射IF信号的频谱。
图10示出了×2内插器(interpolator)的配置示例。
图11示出了复FIR滤波器的配置示例。
图12示出了如图11所示的复FIR滤波器的复抽头系数。
图13示出了当根据本发明的低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机校正发射IF信号的频率并去除频率折叠分量时，发射IF信号的频谱。
图14示出了当根据该实施例的低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机使用如图17所示的群组1频带时的本地信号。
图15示出了用于如图14所示频率配置的跳频(FH)的频率合成块。
图16示出了由图14中的频率配置中的528MHz谐波引起的寄生信号。
图17示出了在多频带OFDM_UWB通信***中定义的频率分配的示例。
图18示出了用于多频带OFDM***的直接变换接收机的配置示例。
图19简要示出了本地信号的自混。
图20简要示出了由自混产生的DC偏移。
图21示出了一阶高通滤波器的配置示例。
图22简要示出了当在直接变换接收机中高通滤波器截止频率被设置为4.125MHz时，DC偏移阶跃响应的收敛时间。
图23示出了用于如图18所示的直接变换接收机的跳频(FH)的频率合成块(群组1的3频带模式)的传统示例。
图24简要示出了镜像抑制混频器操作。
图25示出了低IF接收机的一般配置示例。
具体实施方式
下面将参考附图来更详细地描述本发明的实施例。
已知低IF***接收机是用于解决直接变换接收机中的DC偏移问题的装置。例如，低IF***在J.Crols和M.Steyaert著作的“Low-IFTopologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully IntegratedReceivers”(IEEE Trans.Circuits Syst.II，vol.45，第269-282页，1998年3月)中有所描述。
图25示出低IF接收机的一般配置。图25中的低IF接收机利用不同于接收频率的第一复本地信号频率cos(2fLO1t)和sin(2fLO1t)将接收信号变换成中频(IF)。在频率变换期间，在本地频率LO1两侧的预期信号和镜像信号都出现在IF中。Hilbert带通滤波器(BPF)被用作IF滤波器来消除镜像信号。然后，接收机放大IF信号，对其进行AD变换，执行利用本地信号变换频率的数字过程，以及将IF信号变换成基带信号。
以这种方式，低IF***将接收信号一次变换成IF频率。即使在本地信号的自混导致DC偏移时，它也可以被容易地分离，这是因为频率彼此分开。由于在DC附近没有发现预期信号，因此DC偏移不干扰预期信号。此外，低IF***可以容易地生成本地信号，因为本地信号频率不同于接收频率。这随后将更详细论述。
低IF接收机导致一个新问题。就是说，它需要直接变换接收机不需要的Hilbert带通滤波器和第二本地信号。
为了无变化地进行AD变换和消除DC偏移和镜像频率信号，需要对DC偏移和镜像频率信号以及预期信号执行AD变换。在此情况下，对IF信号的采样使得需要提高AD变换器的采样时钟速率。
本发明解决了低IF接收机的这些问题并且将低IF***适当地应用到多频带OFDM***。
在此上下文中，低IF(低中频)意味着使用等于跳频中的频带间隔的一半的低中频(IF)。图17中的多频带OFDM_UWB***使用264MHz的IF频率，该频率是频带间隔(即跳频频率)的一半。
图1示出了根据本发明实施例的低IF多频带OFDM_UWB发射和接收装置的配置。在图1中，上半部分等同于接收机。下半部分等同于发射机。两部分经由天线开关共享一根天线。
图2只示出低IF发射和接收装置的接收机。参考图2，以下详细描述根据本发明的低IF接收机。
假设本地信号fLO1比接收信号的中心频率高出264MHz，并且IF频率为-264MHz。多频带OFDM_UWB***的子载波频率(4.125MHz)乘以FFT点数(128)的乘积为528MHz。因此，基带带宽为±264MHz。
为了避免频率折叠(或AD变换器混叠)，AD变换的采样频率需要是信号频率的二倍。直接变换接收机提供528MHz的采样频率。相比之下，使用-264MHz的IF频率的低IF接收机提供范围从-528MHz到0MHz的信号频率，并因此需要1056MHz的采样频率。这是第一个问题。为了解决这个问题，实施例利用采样频率的一半(即528MHz)(用于跳频的中心频率的频带间隔)执行A/D变换并且肯定使用频率折叠。
图3A示出了采样频率以及频率折叠是如何发生的。图3B示出A/D变换前OFDM信号和采样频率之间的关系。图3C示出A/D变换后OFDM信号和采样频率之间的关系。从图3C中可以理解，在OFDM信号的A/D变换之后，频率折叠改变子载波序列，但是所有所需信号都被AD变换。
OFDM调制***执行FFT来将时间信号转换成频域以用于接收。在FFT之后，子载波可被容易地排序。由于FFT最初执行排序操作，因此无需特殊过程(例如参见AGUI Takeshi和NAKAJIMA Masayuki的“UsingFFT.”，SANPO PUBLICATIONS INCORPORATED，1981年，第76页)。对子载波排序等同于执行频率变换。因此，该实施例不同于如图25所示的传统低IF接收机，并且消除了对利用第二本地信号的频率变化的需求。
目前，根据实施例的低IF接收机已经表明多频带OFDM信号的成功解调。另一方面，多频带OFDM***使用前序序列来进行分组同步。前序序列是基于以下前提来设计的，即在不执行FFT的情况下在时域中检测到相关性。换言之，与帧数据部分不同，前序序列无需利用FFT进行排序。因此，无法检测接收到的前序序列和已知的前序序列之间的相关性。为了解决这个问题，实施例采用以下前序检测方法：使用通过先前将原始前序样式乘以IF频率所得到的序列来确保与接收信号之间的相关性。
由于前序是实数信号，因此原始前序序列被乘以通过以528MHz对cos(-264MHz)采样所得到的+1和-1的循环，其中cos(-j264MHz)是IF频率exp(-j264MHz)的余弦波分量。随后，通过确保接收信号和通过将+1和-1的循环乘以预期将检测到的前序序列所得到的序列之间的相关性来获得同步。
图4示出了原始前序序列和预期将检测到的前序序列之间的关系。在图4中，样式1是原始前序序列。样式1(-264MHz)是通过乘以+1和-1的循环而得到的预期将被检测到的序列。
低IF多频带OFDM接收机需要直接变换***(参见上文)所不需要的Hilbert带通滤波器。原因在于要消除由接收信号的频率变换所导致的镜像分量。一种已知方法是使用回转器(gyrator)将两个相同的实滤波器连接在一起以实现中心频率为-264MHz并且带宽为528MHz的HilbertBPF(也称为复滤波器)(例如参见J.O.Voorman的“The Gyrator as aMonolithic Circuit in Electronic Systems”，Ph.D.thesis，第83-103页，University of Nijmengen，1977年)。
图5是示出原型LPF的电路图。图6是示出Hilbert BPF的电路图。关键问题在于对中心频率的控制。在图6中，5个回转器中的每一个将两个相同的实滤波器彼此连接。以下等式示出与回转器相对应的跨导GmCn的值。
[等式2]
GmCn＝Refn×Gm×ω0/ωc
在该等式中，ω0是中心频率；ωC是频带的一半；Refn是原型LPF的元素值；Gm是用于确定ωC的跨导；以及GmCn是用于确定ω0的跨导。一般而言，跨导与晶体管尺寸和电流成比例。当ω0、ωC和Refn之间的关系被选为提供GmCn和Gm之间的整数比时，可以提供晶体管尺寸和电流之间的整数比。这使得可以容易地将Hilbert BPF制造成集成电路并且同时控制中心频率和频带。由于实施例对于ω0和ωC提供了相同的绝对值，因此原型滤波器被设计为使得Refn变为一个简单的整数比。
图7示出了根据实施例的Hilbert BPF的频率响应。当截止频率与中心频率对齐时，中心频率和频带可被同时控制。
多频带OFDM-UWB***具有±64个子载波，即总共128个子载波。在这些子载波中，到第±56个子载波之前的子载波被用于数据发射。重要基带频率最多到4.125MHz×±56＝±231MHz。由于IF频率被配置为-264MHz(参见上文)，因此-264±231MHz(＝-495MHz到-33MHz)的范围是用于IF频率的重要信号频带。当电容器被串联***到来自混频器的输出以消除DC偏移时，HPF截止频率可被设置为大约33MHz。此时，阶跃响应时间大约为30纳秒。因此，可以满足将阶跃响应时间限制在OFDM符号时间的大约1/10(大约30纳秒)这一需求。
图8示出根据本发明实施例的低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机的配置。
低IF配置需要生成经OFDM调制的IF信号。如图8所示，与直接变换类似，对基带信号执行IFFT。在DA变换之前，对信号和IF频率exp(-j264MHz)执行复乘法。以这种方式，低IF配置可被容易地实现。
利用直接变换发射机的多频带OFDM***以1056Msps执行DA变换以容易地消除频率折叠。相比之下，低IF配置需要以2112Msps执行DA变换，因为IF频带的范围从-528MHz到0MHz。为了解决这个问题，本实施例以与直接变换发射机相同的1056Msps执行DA变换以补偿频率响应衰减。
图9示出当没有对低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机中的频率响应衰减执行校正时的发射IF信号的频谱。该频谱由于DA变换器的孔径效应(aperture effect)而具有sinc特性。因此，在-528MHz和0MHz之间的频带不是平坦的，而是有大约4dB的梯度。频率折叠导致在-1584MHz和-1056MHz之间以及528MHz和1056MHz之间的频带中具有相对较大的幅度分量。
图8中的子载波功率电平补偿器在IFFT之前改变每个子载波的幅度。以这种方式，可以容易地校正频率响应，以使得大约4dB的梯度变得平坦。另一校正方法是将双内插器(×2内插器)改为复FIR滤波器。该方法可以同时执行内插和频率响应校正。
如图10所示，×2内插器由FIR滤波器构成。如图11所示，这些滤波器被改为复FIR滤波器。图12示出了复FIR滤波器的复抽头系数。
三阶Hilbert BPF可被用于消除频率折叠分量。图13示出了当根据本发明的低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机校正了发射IF信号的频率并消除了频率折叠分量时，发射IF信号的频谱。如图13所示，DA变换器的孔径效应被用于在IFFT前校正频率响应。以这种方式，可以获得平坦的频谱。
图14示出了当根据实施例的低IF多频带OFDM_UWB多频带发射机使用如图17所示的群组1频带时的本地信号。如图14所示，本地信号fLO1比每个频带的中心频率高出264MHz。图15示出用于这种频率配置的跳频(FH)的频率合成块。如图15所示，频率合成块可以划分从单个振荡器(例如TCXO(温度补偿晶体振荡器))获得的参考频率并利用混频器来合成(加或减)频率。比较图23可以理解，图15中的频率合成块减少了分频器和SSB混频器的数目并且容易生成本地频率。
图16示出在此情况下由于528MHz谐波所产生的寄生信号。从图16可知，在群组1中没有出现寄生信号。因此，RF带通滤波器可被用于容易地消除寄生信号分量。
工业实用性
已经参考特定实施例详细描述了本发明。本领域技术人员将清楚地理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以执行各种改变、修改和替换。就是说，本发明已作为示例进行了公开。本说明书的内容不应被理解为限制性的。所附权利要求书应被考虑用来评价本发明的主旨。

Claims (20)

1.一种使用低中频来接收用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的无线电通信装置，所述装置包括：
频率变换装置，用于将高频接收信号变换成低中频信号；
AD变换装置，用于利用指定的采样频率将低中频信号变换成数字信号；以及
OFDM解调装置，用于将时间轴上的经AD变换的OFDM信号变换成沿频率轴的子载波，以便执行快速频谱分析，
其中所述OFDM解调装置在执行了所述变换之后，对由于AD变换期间由采样频率导致的频率折叠而改变了的子载波的序列进行排序，以便执行快速频谱分析。
2.如权利要求1所述的无线电通信装置，
其中快速傅立叶变换、小波变换和Hartley变换中的任意一个被用作所述变换，以便对OFDM信号执行快速频谱分析。
3.如权利要求1所述的无线电通信装置，
其中所述频率变换装置将接收信号与本地信号混频，以生成低中频信号。
4.如权利要求1所述的无线电通信装置，
其中所述频率变换装置将接收信号与一本地信号混频，该本地信号具有与接收频率相隔跳频用频带间隔的一半的本地频率，从而产生由所述频带间隔的一半的低中频所构成的低中频信号。
5.如权利要求1所述的无线电通信装置，
其中所述AD变换装置利用有所述低中频两倍高的采样频率对模拟信号采样。
6.如权利要求1所述的无线电通信装置，
其中所述AD变换装置利用与跳频用频带间隔相等的采样频率对模拟信号采样。
7.如权利要求1所述的无线电通信装置，还包括：
中频滤波器，用于消除所述频率变换装置变频出的低中频信号中的不必要的波。
8.如权利要求7所述的无线电通信装置，
其中所述中频滤波器包括Hilbert带通滤波器，该Hilbert带通滤波器是通过使用回转器将两个相同的实滤波器彼此连接而形成的。
9.如权利要求8所述的无线电通信装置，
其中相同的绝对值被用于作为实滤波器的阶梯型低通滤波器的设计频率和所述Hilbert带通滤波器的中心频率，并且整数比被用于阶梯型原型滤波器的元素值。
10.如权利要求8所述的无线电通信装置，
其中接收帧的开始包括由已知序列构成的前序；并且
其中还提供了前序检测装置，用于利用通过将所述已知前序序列与所述低中频相乘所得到的序列来检测接收信号中的前序。
11.一种使用低中频来接收用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的无线电通信装置，
其中所述装置将接收信号与一本地信号混频，该本地信号具有与接收频率相隔跳频用频带间隔的一半的本地频率，从而生成由所述频带间隔的一半的低中频构成的低中频信号。
12.一种使用低中频来发射用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的无线电通信装置，所述装置包括：
OFDM调制装置，用于通过在不改变基带的情况下执行与频谱分析相反的变换来将每个沿频率轴的子载波变换成沿时间轴的信号；
低中频乘法装置，用于在被所述与频谱分析相反的变换处理之后将低中频与发射信号相乘，以生成经OFDM调制的低中频信号；
DA变换装置，用于利用指定的采样频率将低中频信号变换成模拟信号；以及
频率变换装置，用于将低中频信号变换成高频发射信号。
13.如权利要求12所述的无线电通信装置，
其中快速傅立叶逆变换、逆小波变换和逆Hartley变换中的任意一个被用作所述与频谱分析相反的变换。
14.如权利要求12所述的无线电通信装置，还包括：
子载波功率电平补偿装置，用于在与频谱分析相反地变换发射信号之前校正所述DA变换装置中的孔径效应。
15.如权利要求12所述的无线电通信装置，还包括：
复FIR滤波器，用于在执行与频谱分析相反的变换之后校正所述DA变换装置中的孔径效应。
16.如权利要求12所述的无线电通信装置，还包括：
其中所述频率变换装置通过将低中频信号与本地信号混频来生成高频发射信号。
17.如权利要求12所述的无线电通信装置，
其中低中频信号由跳频用频带间隔的一半的低中频构成；并且
其中所述频率变换装置通过将低中频信号与一本地信号混频来生成高频发射信号，所述本地信号具有与发射频率相隔所述频带间隔的一半的本地频率。
18.如权利要求12所述的无线电通信装置，还包括：
中频滤波器，用于消除由所述DA变换装置变换出的模拟信号中的不必要的波。
19.如权利要求18所述的无线电通信装置，
其中所述中频滤波器包括Hilbert带通滤波器，该Hilbert带通滤波器是通过利用回转器将两个相同的实滤波器彼此相连而构成的。
20.一种使用低中频来发射用于以指定频带间隔对中心频率跳频的多频带OFDM信号的无线电通信装置，
其中低中频信号由跳频用频带间隔的一半的低中频构成；并且
其中所述装置通过将低中频信号与一本地信号混频来生成和发射高频发射信号，所述本地信号具有与发射频率相隔所述频带间隔的一半的本地频率。
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