JP5376581B2

JP5376581B2 - Ｉｒ−ｕｗｂ送受信装置

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Publication number: JP5376581B2
Application number: JP2009112031A
Authority: JP
Inventors: マルコヘルナンデス
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2009-03-06
Filing date: 2009-05-01
Publication date: 2013-12-25
Anticipated expiration: 2029-05-01
Also published as: JP2010233195A

Description

本発明は、ＩＲ−ＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信技術を利用して互いに電波を送受信するＩＲ−ＵＷＢ通信システムに適用されるＩＲ−ＵＷＢ送受信装置（送信装置と受信装置）に関する。

ＩＲ−ＵＷＢ通信は、１ナノ秒程度の非常に短い時間幅のパルス信号を利用し、そのパルス信号の時間軸上の位置又は位相を変化させることで搬送波を用いることなく情報を伝送する。非常に短い時間幅のパルス信号を用いることから、ＩＲ−ＵＷＢ通信用の信号が占有する信号帯域は数ＧＨｚと非常に広くなるが、搬送波を用いた変調処理そのものが不要となり、スペクトル電力密度を低減させることができる。このため、これをノイズの信号レベル以下まで抑えることができることから、他の通信システムや各種機器による影響を受けることもなくなり、高いデータ伝送特性が実現されることになる。

また、このＩＲ−ＵＷＢ通信では、また、電波を送出する搬送波を用いた通信方式とは異なり、きわめて短いパルスを送出するだけで通信を実現することが可能となることから、消費電力を非常に小さくすることができ、パルス信号の送出間隔を短くすることで非常に高速な通信を実現することも可能となる。

従来において、このＩＲ−ＵＷＢ通信システムとしては、例えば、特許文献１の開示技術が提案されている。

特開２００７−３００６４４号公報

ところで、このようなＩＲ−ＵＷＢ通信システムを、例えばボディエリアネットワーク（ＢＡＮ）へ適用する試みが最近において行われている。このＢＡＮでは、超小型の無線端末を人体内にインプラントし、或いは人体に装着する。そして、人体外に受信装置を設置する。かかる場合において、無線端末は、人体内を撮像し、あるいは体内の各種情報をセンシングし、取得したデータを体外の受信装置へと送信する。受信装置は、かかるデータを受信し、これを解析することにより、人体の異常を検知する。

ところで、この無線端末における消費電力は、少なくともＣＰＵ(Central Processing Unit)が動作する程度の電力が必要となり、また人体に装着しても、無線端末は不安定な状態でも常時動作できるようにバッテリーの容量等が主に決められる。しかしながら、この無線端末を介して視認する場合、デバイスのバッテリーが早期に消耗してしまうことになる。特に、一度体内に埋設又は装着したデバイスについては、頻繁にバッテリーを交換することになれば、不経済であり、実用性にも劣ることになる。このため、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮへ適用する際には、無線端末について、多少のパフォーマンス性は犠牲にしても、特に低消費電力でしかも長いバッテリー期間となるように構成する必要がある。また、これに加えて、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮへ適用する際には、低い作動周期で信号を送るシステムにする必要性があった。

これに加えて、ＢＡＮへの適用の際には、他のシステムの信号との間で受信装置側において非干渉となるように構成される必要がある。

しかしながら、従来のＩＲ−ＵＷＢ通信システムにおいて、実現可能性の向上又は低消費電力化の何れか一方は簡単に解決することができるものの、両方を同時に実現することができなかった。

そこで、本発明は、上述した問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的とするところは、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮに適用する際において要求される低消費電力、長いバッテリー期間、低い作動周期を実現しつつ、受信側において非干渉となるようなＩＲ−ＵＷＢ通信システムとすることが可能なＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器を提供することにある。

上述した課題を解決するために、ＩＲ−ＵＷＢシステムを完全なデジタル仕様で構成した場合には、確かシステム全体の融通性、雑音の低減等、高い性能を得ることが可能となる。しかしながら、かかるデジタル仕様で構成した場合、高いサンプリングレートに伴い要求される技術的問題が多数発生し、実際に製品として実現するために乗り越えなければならない大きな障壁となっていた。

このため、本発明者は、デバイスとしてのパフォーマンス性と、低消費電力の双方を同時に実現するために、ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器と受信装置をともにアナログフロントエンドで構成することにより、上述した課題の解決を図ることとした。

本発明の１つの観点に係る超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置（送信装置と受信装置）は、ＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成し、ＩＲ−ＵＷＢ通信に使用される超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置において、入力されたデータビットを変調する変調手段と、正弦波信号を生成し、ルックアップテーブルにより与えられた中心周波数に従って発振する発振信号生成手段と、上記変調手段からの出力信号のトリガリングに基づいて作り出された三角波形を重畳する重畳手段とを備えることを特徴とする。合成パルス波形（発振出力と三角波形）は、５００MHｚの帯域幅を有し、中心周波数が14個のサブバンド内で変化する。この14個のサブバンド内の周波数ホッピングは、異なる装置毎に異なるコードワードが割り当てられるＭＤＳコードワードの構成単語により行われ、信号の波形ｘ（ｔ）は、下記（１）式で規定され、
ここで、ｗ（ｔ）：基本パルス、Ｔ _s ：パルス繰り返し期間、Ｔ：シンボル時間、ａ _n ：ｎ番目に送信されたシンボル、ｌ：パルス信号発生器に割り当てられたデバイス番号、ｋ：サブバンドの番号であり、（１）式におけるｆ ^l _k は、下記（２）式から導かれ、
ここでｆ ₁ ：第１サブバンド中心周波数、ＢＷ：サブバンド帯域、ＭＤＳ[ｌ][ｋ]は、上記テーブルから読み取ったコード又はサブバンド番号である。ｑ＝１６とｑ＝８のＭＤＳコードワードの例はテーブル１と２に示されている。なお、周波数ホッピングは１組のシンボルの送信後に実行される。

上述した構成からなる本発明によれば、ＩＲ−ＵＷＢ通信システムをＢＡＮに適用する際において要求される低消費電力、長いバッテリー期間、低い作動周期を実現しつつ、受信側において非干渉となるようなＩＲ−ＵＷＢ通信システムとすることが可能となる。

本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢシステムの全体構成について説明するための図である。送信装置のブロック構成図である。送信装置の他のブロック構成図である。受信装置のブロック構成図である。受信装置の他のブロック構成図である。図５の構成をより簡略化させた例を示す図である。

以下、本発明を実施の形態として、ＩＲ−ＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信技術を利用して互いに電波を送受信するＩＲ−ＵＷＢ通信システムについて、図面を参照しながら詳細に説明をする。

本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１は、例えば図１に示すように、複数の送信装置２と、送信装置２から送信された電波としてのパルス列を受信し、これに含められている情報を取得する受信装置３とを備えている。

このＩＲ−ＵＷＢ通信システム１では、送信装置２を例えば人体内に埋設(インプラント)し、或いは人体に装着し、人体外又は体上に受信装置３を配設する、ボディエリアネットワーク（ＢＡＮ）として構成してもよい。かかる場合において、送信装置２は、人体内を撮像し、あるいは体内の各種情報をセンシングし、取得したデータを体外の受信装置３へと送信する。受信装置３は、かかるデータを受信し、これを解析することにより、人体の異常を検知することになる。なお、本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１は、ＢＡＮに適用される場合に限定されることなく、いかなる用途に使用されていてもよいことは勿論である。

また、これら送信装置２と受信装置３は、ともにアナログフロントエンドで構成している。

図２は、送信装置２の構成例を示している。この送信装置２は、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１と、このＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１に対して接続されたＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２と、ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２から順次接続された帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１３、パワーアンプ（ＰＡ）１４、アンテナ１５と、これらにそれぞれ接続されている制御部１６とを備えている。ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２は、更にＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号が供給される発振器２１並びに波形生成部２３と、これら発振器２１並びに波形生成部２３に接続され、更に出力端がＢＰＦ１３に接続された重畳部２２とを備えている。

ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１は、入力されたデータビットｂ_ｎについて、パルス位置変調（ＰＰＭ：Pulse Position Modulation）又は、差動位相変調（ＤＢＰＳＫ：Differential Phase Shift Keying)又は、ＯＯＫ（On-Off Keying）変調を施す。このＰＰＭ/ＤＢＰＳ/ＯＯＫＫモジュレータ１１による変調は、制御部１６により制御される。このＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１から出力される出力信号は、発振器２１並びに波形生成部２３に供給される。

発振器２１は、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号によりトリガされる。この発振器２１は、さらに制御部１６から周波数信号ｆ^ｌ _ｋが供給される。ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号が制御部１６から送られてきた中心周波数ｆ^ｌ _ｋに応じて活性化されると、この発振器２１は発振する。そして、この発振出力は、重畳部２２（ミキサ）へ送られる。

波形生成部２３は、制御部１６から送られてくる期間Ｔ_ｐの三角波形を作り出す。この三角波形を作り出す際には、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１から出力される出力信号によるトリガリングに基づく。

重畳部２２は、波形生成部２３から三角波形が送られてくる。また重畳部２２は、発振出力を受信する。この重畳部２２は、三角波形を、発振出力に対して重畳させることによりＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成する。

ＢＰＦ１３は、重畳部２２において生成されたＩＲ−ＵＷＢパルス列から各周波数成分をフィルタリングする。また、ＰＡ１４は、かかるＢＰＦ１３によりフィルタリングされた信号を増幅する。更にアンテナ１５は、ＰＡ１４において増幅された信号を無線信号として送信する。

上述した構成により、この送信装置２は、いわゆるアナログフロントエンドでデータを送信することが可能となる。

図３は、送信装置２における他の構成例を示している。この図３において上述した図２と同一の構成要素、部材に関しては、同一の符号を付すことにより以下での説明を省略する。

この図３の構成では、オプションとして更にＣＣ（Convolutional code）部２４、インターリーバ２５、アキュムレータとPPM/DBPSK/ＯＯＫ変調器の結合により形成されたシンボルマッパ、誤り訂正部２６の構成が更に追加されている。

ＣＣ部２４は、入力されたデータビットｂ_ｎについて、コンボリューションコード化を施す。インターリーバ２５は、ランダムなインターリーブ処理を行い、更にシンボルマッパ部２６は、ビットインターリーブ符号化変調を行う。

図４は、受信装置３の構成例を示している。この受信装置３は、ＩＲ−ＵＷＢ通信に基づくパルス信号を送信装置２から受信するためのアンテナ３１と、アンテナ３１に接続され、低雑音増幅を施す低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２と、このＬＮＡ３２に接続されてなる２つのＢＰＦ３３ａ、３３ｂとを備え、このＢＰＦ３３ａ、３３ｂに対して、それぞれミキサ回路３４ａ、３４ｂと、ミキサ回路３５ａ、３５ｂと、積分回路３６ａ、３６ｂと、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）３７ａ、３７ｂと、アナログ−ディジタルコンバーター（ＡＤＣ）３８ａ、３８ｂとが順次接続されてなる。更にミキサ回路３４ａ、３４ｂに対しては局部発振器４１が、ミキサ回路３５ａ、３５ｂに対しては窓制御部４３が接続されている。更に局部発振器４１、ＡＤＣ３８ａ、３８ｂ、窓制御部４３には、制御部３９が接続されている。

アンテナ３１は、送信装置２から送信されてきた電波としてのパルス列を受信し、この電波パルス列を電気的信号からなるパルス列に変換する。

ＬＮＡ３３は、アンテナ３１により受信したパルス列につき低雑音増幅する。ＩＲ−ＵＷＢ方式に基づくパルス信号は、ノイズの信号レベル以下の微弱なものであるため、これを通常のアンプで増幅してもノイズとＩＲ−ＵＷＢ信号とを見分けることができなくなる。このため、ＬＮＡ３３を実装することにより、ＩＲ−ＵＷＢ方式に基づく所望のパルス信号のみを選択的に増幅することが可能となる。ＬＮＡ３３により低雑音増幅されたパルス列は、接続された２つのＢＰＦ３３ａ、３３ｂに送られ、所定帯域外の信号が除去される。即ち、送信装置２から受信装置３へ電波が送られる過程において、他の信号が重畳される場合もあることから、かかる信号はこのＢＰＦ３３ａ、３３ｂ及びパルス信号再度ローブにより精度よく除去される。

局部発振器４１は、制御部３９による制御の下、ベースバンドの基準信号としての同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成する。局部発振器４１は、生成したＩ信号をミキサ回路３４ａへ出力するとともに、生成したＱ信号をミキサ回路３４ｂへと出力する。さらにこの局部発信器４１は、クロック信号を制御部３９へと送信する。ミキサ回路３４ａ、３４ｂでは、局部発振器４１のＩ信号、Ｑ信号が受信信号と同位相に、また同時に９０°だけ位相がずらされて入力される。ミキサ回路３４ａ、３４ｂは、ＢＰＦ３３ａ、３３ｂは受信した信号を発振器の出力に重畳する。

ミキサ回路３５ａ、３５ｂは、ミキサ回路３４ａ、３４ｂの出力を窓制御部４３から送信される、所定の三角波形（送信装置に類似）に重畳させる役割を担う。また積分回路３６ａ、３６ｂは、ミキサ回路３５ａ、３５ｂから供給されてくる信号を積分し、これをＶＧＡ３７ａ、３７ｂへと出力する。

ＶＧＡ３７ａ、３７ｂは、積分回路３６ａ、３６ｂから出力されてくるベースバンド信号をそれぞれ増幅することにより、いわゆる自動利得制御を行う。ＡＤＣ３８ａ、３８ｂは、ＶＧＡ３７ａ、３７ｂから出力されてくる信号をアナログ‐デジタル変換し、これを制御部３９へと出力する。

上述した構成では、ＢＰＦ３３、ミキサ回路３４、３５、積分回路３６によりアナログコレレータとしての役割を担う。即ち、この受信装置３は、いわゆるアナログフロントエンドでデータを受信することが可能となる。

図５は、受信装置３における他の構成例を示している。この図５において上述した図４と同一の構成要素、部材に関しては、同一の符号を付すことにより以下での説明を省略する。

この図５の構成では、スイッチ５１において時間Ｔ_ｉｎｔ（積分時間）が制御可能とされる。スイッチ５１と５３はサンプルホールド回路を形成する。スイッチ５２においてシンボル時間Ｔが制御可能とされ、この後ホールド部５３に保持された値は比較器に渡される。また比較器５５は、供給されてくる信号同士を比較し、比較結果に応じて異なる値を出力する。ＤＣオフセットとチャンネル歪みは、自動的に正規化又は補償される。ＰＰＭ/ＯＯＫ復調部５６は、パルス位置又はオン／オフ復調を施した後にデータビットを出力する。

図６の構成では、更に上述した図５の構成をより簡略化させたものであり、図５でいうところのミキサ回路３４、ミキサ回路３５、局部発信器４１、窓制御部４３、制御部３９を省略したものである。

次に、本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１の動作について説明をする。本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢシステムでは、先ず入力されたデータビットｂ_ｎについて、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１により、変調を施す。

次に、制御部１６においてＩＲ−ＵＷＢ信号を生成する。このＩＲ−ＵＷＢ信号の生成については、後述する表２に示すようなルックアップテーブルを参照する。このテーブルは図示しないメモリ等に格納されており、制御部１６は、この図示しないメモリへ自由にアクセスに、これを読み取ることが可能である。

テーブルには、マトリックス状にコード番号が並んでいる。テーブルに記述されたコード番号は、例えばＭＤＳ[ｌ][ｋ]で表示することができる。ここでいうｌは、当該パルス信号発生器１２毎に割り当てられたデバイス番号を意味する。また、ｋは、各サブバンドの番号を表している。表２では、縦軸にｌが、また横軸にｋが割り当てられている。

表２はガロア域GF(q)に対するＭＤＳコードのコードワードにより作成されている。

発振器２１は、与えられたデバイス番号１とテーブルのｋ番目のエレメントについて、テーブルからの中心周波数サブバンド番号を読み取る。周波数ホッピング（ＭＤＳ[ｌ][ｋ]においてk=0, 1,..., q）は、所定組のシンボルが送信後に実行される。仮に自らのデバイス番号が「２」であり、生成すべきＩＲ−ＵＷＢシンボルが属するタイムスロットが「７」の場合には、ＭＤＳ[２][７]に記述されているコード番号又はサブバンド番号「１４」を読み取る。そして、読み取ったコード番号「１４」に基づいて中心周波数信号ｆ^ｌ _ｋを生成する。

次に、発振器２１において、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１からの出力信号に対して制御部１６から送られてきた周波数信号ｆ^ｌ _ｋを用いて他の信号を発振させる。

ここで周波数変調された信号の波形ｘ（ｔ）は、下記（１）式（ＰＰＭ又はＯＯＫ）で規定されるようにしてもよい。
・・・・・（１）

ここで、ｗ（ｔ）：基本パルス、Ｔ_ｓ：パルス繰り返し期間、Ｔ：シンボル時間、ｎ：ｎ番目に送信されたシンボル、ａ_ｎ：ＰＰＭ又はＯＯＫシンボルのいずれか一方。

また（１）式におけるＩＲ−ＵＷＢ波形ｆ^ｌ _ｋを送信する中心周波数は、以下の（２）式から導かれる。
・・・・・・（２）

ここでｆ_１：第１サブバンド中心周波数、例えば３４３２ＭＨｚ、ＢＷ：サブバンド帯域、例えば５２８ＭＨｚ、ＭＤＳ[ｌ][ｋ]は、表２のテーブルから読み取ったコード又はサブバンド番号である。なお、ＭＤＳは、Maximum Distance Separable codesの略である。

ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器１２において生成された信号ｘ（ｔ）はＢＰＦ１３へ送られる。

波形生成部２３においては、ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫ/ＯＯＫモジュレータ１１の出力によりトリガされた三角波形を作り出し、これを重畳部２２へ供給する。重畳部２２は、このＩＲ−ＵＷＢ信号ｘ（ｔ）を出力する。

このように、本発明を適用したＩＲ−ＵＷＢ通信システム１では、アナログフロントエンドでデータを伝送できるシステムとしている。このため、かなりの低消費電力でしかも長いバッテリー期間となるように構成することが可能となる。このため、特にＢＡＮに対して適用する際において好適となる。また、本発明によれば低い作動周期で信号を送るシステムとすることが可能となる。

更に本発明によれば、上述したように周波数信号ｆ^ｌ _ｋを作り出し、これに基づいて（１）式に示すような変調を行う。この周波数信号ｆ^ｌ _ｋは、デバイスの番号と、あるタイムスロットに応じて異ならせている。このためこのＩＲ−ＵＷＢ通信システムは、このような信号を受信した受信装置３間において、他のシステムの信号との間で非干渉となるように構成することが可能となる。

送信機２
ＯＮ−ＯＦＦ信号通知は、情報理論、エネルギー効率、システム設計及びＢＡＮに対する温度上昇の危険性の低さを考慮すると最良の妥協策を表す変調方法である。

u_kをｋ番目のシンボルとすると、ＯＮ−ＯＦＦ信号通知は、式（1.1）で表される入力分布u_kを有する。
u_k = {確率ξで１、確率1-ξで０} ・・・・・・・・(1.1)

従って、u_k=0の場合、いかなる信号（起点におけるマスポイント）も伝送されない。

u_k=1の場合、√1/ξの振幅を持つパルスが伝送され、平均パワーは伝送確率ξに対して一定となる。一例として、本発明は、ξ=1/Mであり、１シンボルにつき１パルスが伝送されるＭ系列のＰＰＭを用いる。従って、送信された信号は下記式(1.2)により得られる。

・・・・・・・・(1.2)
但し、Ｍは、シンボル期間Ｔ内のタイム・スロット数である。ＰＰＭシンボルは、a_i∈A={0、 1、...、M-1}として与えられる。伝送するパルス波形g(t)は、[0, Tp]内に有限な台を有する。

監視対象の異なるヘルス信号は、アナログ領域内に位置している。しかし、デジタル領域は雑音や干渉に対しはるかに許容力があるため、情報の伝送はデジタル領域で行われる。センサから提供されるそのようなアナログ信号は、複雑性が低いＡＤＣによりデジタル信号に変換される。従って、ビット群は、M=2^bＰＰＭシンボル上にマッピングされる。ビット群に対応する１０進値は、ＰＰＭシンボルであるため、このマッピングの規則は非常に簡単である。それ故、ＰＰＭシンボルは、パルス波形が伝送されるスロット番号を示す。このため、低デューティサイクル、低パワーの信号が送信用に生成される。

送信機は、受信機よりかなり低いエネルギーを消費するが、ＩＲ−ＵＷＢシステムでは、送信された信号は、制御体により与えられるスペクトルマスクを満足しなければならない。ＢＡＮは、中程度のデータ転送速度を要するため、帯域幅がＧＨｚ帯をカバーする短パルスの形成は不要である。更に、他のＩＲ−ＵＷＢシステムやＩＲ−ＵＷＢ帯域で動作する将来の無線システムの共存の問題があるため、他のシステムへ又はからの干渉を減少するためには、動作帯域及び伝送帯域幅を柔軟に変更することが推奨される。

無線リンク毎の最大データ転送速度は１０Mbpsであるため、最小ＩＲ−ＵＷＢ伝送帯域幅は、５００MHｚで十分である。従って、ＭＢ−ＯＦＤＭの周波数プラン概念に続き、５００MHｚの帯域幅を有する多帯域ＩＲ−ＵＷＢシステムが提案されている。

尚、この周波数帯域は他のシステムとの共存に依って変更可能である。他方、帯域幅と中心周波数が制御可能な短パルス形状の合成は、実際に導入することが難しいことは明らかである。従って、短パルスを生成する別の実用的な方法として、ゲート発振器（gated oscillator）が使用される。その理由は、ＩＣ技術導入の柔軟性と容易性にある。もちろん、発振器は集積回路中の共通の構成ブロックである。

特に、ゲート発振器は、そのデューティサイクルと周波数が容易に変更されるようにトリガー可能であり、帯域幅と中心周波数が同様に容易に変更される短パルスが生成される。尚、パルス波形の形状はそれ自体重要ではない。というのも、簡単で低電力消費の受信機構造を持つために、受信機において特定のタイム・スロット(ＯＮ−ＯＦＦ信号通知) でのエネルギー検出が考慮されるからである。

ゲート発振器のトリガーを実施するには、２つの方法が提案されている。一つの方法は、キャパシタ（三角関数に類似）を充放電することであり、他の方法は、発振器を正弦期間の半分の間継続動作するようにプログラムすることである。トリガー機能は下記式(1.3a)と(1.3b)により得られる。

・・・・・・・(1.3a)
・・・・・・・(1.3b)

ここで、Tpは、トリガー機能期間である。このようなトリガー機能は、ゲート発振器と組み合わせされ、帯域幅と中心周波数が容易に変更可能な短パルスを発生させるベース帯域パルスとして作用する。更に、前述のように、これらの機能は、デジタルフロントエンド無しでも、現在のＩＣ技術により達成可能である。そのようなトリガー機能とゲート発振器出力は、下記式(1.4)により得られる。

・・・・・・・(1.4)
ここで、f_q(n)は、任意の周波数プランに従った順列関数i=q(n)により得られるｉ番目のサブバンドの中心周波数である。非変調の送信信号は、下記式(1.5)により得られる。

・・・・・・・(1.5)
ここで、Ｎｂは、任意の周波数プランにおけるサブバンド数であり、Ｔ≧Ｔｐである。両方のトリガー機能は、Ｂｂ＝４／Ｔｐで与えられる両側面帯域幅を有する。従って、一例として、仮にＩＲ−ＵＷＢサブバンド帯域幅が５００MHｚに設定されると、Ｔｐ＝８nsecとなる。ここでは、Ｗ−ＭｅｄｉａＡｌｌｉａｎｃｅの１４個のサブバンドのプランを下記式のように取得する。

・・・・・・・(1.6)

前述のように、周波数副指数ｉ＝ｑ（ｎ）は、周波数プランにより得られる。そのような周波数プランは時間−周波数コードにより提供されてもよい。従って、これにより、周波数ダイバーシチ、干渉減少及びＩＲ−ＵＷＢ帯域において他のシステムとの共存に対応するよりよい方法が提供される。

信号設計
アルファベット内のシンボル数は、Ｍ＝２ｂとなる。ここで、ｂは、シンボル毎の情報のビット数である。本発明では、２つのケースがテストされた。即ち、Ｍ＝２又はｂ＝１及びＭ＝４又はｂ＝２の２つのケースである。データ転送速度には、R_b=1Mbpsが選択され、これは医療分野への応用には十分である。シンボル時間は下記式(2.1)により得られる。

・・・・・・・(2.1)
スロット時間は、式(2.2)により得られる。
・・・・・・・(2.2)

パルス幅がT_p=8nsecの場合、本システムは非常に低いデューティサイクルを有する。

パルス幅Ｔｐに対して平均電力を緩和するには、このような電力を期間Ｎｃの拡散系列に対し拡大させる。更に、ＢＥＲを改善する多重通路ダイバーシチを提供可能となる。短拡散系列はシンボル時間を拡大するのではなく、スロット時間内にパルス幅（一種のＰＲＦ）を拡大するという若干の問題が二つある。従来、拡散系列は、２値又は３値の系列であるが、受信機が非干渉エネルギー検出を適するため、どちらの拡散系列も自己相関や相互相関として用いることは出来ない。非干渉エネルギー検出段の出力は、オン状態（パルスが存在する状態）かオフ状態（パルスが存在しない状態）であるため、その構成要素が０か１である特殊な単極性の拡散系列が必要となる。運良く、これらの系列は、光学ＣＤＭＡステム（ＯＣＤＭＡ）で検討されてきた。特に、本発明は、コードワード(7,3,1)又はc = { 1101000 }を用いる。従って、パルス毎の伝送期間は、４８nsecに拡大される。

低電力トランシーバの設計
変調方法は、システムの帯域幅効率Ｒ／Ｂと10^-3のＢＥＲ目標値に対するビット(E_b/N₀)毎の最小達成可能エネルギーに直接影響を及ぼす。低エネルギー消費を目標とする実用的なシステムでは、ＢＰＳＫ、２ＦＳＫ、ＯＯＫ等の使用される変調方法は最も通常の変調方法である。これらの変調方法は、エネルギー効率と設計の単純性との間の妥協点を表している。もちろん、システム構造の観点から見ると、低(E_b/N₀)の変調方法を選択しても十分ではないかもしれない。つまり、たとえ(E_b/N₀)が低くても、システム全体の能力はまだ不十分の可能性がある。もちろん、これは、もし情報信号の発生、変調及び復調に必要な電力がそのような情報信号の送信に必要な電力と同等かそれ以上の場合である。

ＢＡＮの応用についてキーとなる条件は、バッテリー寿命が長いことと、小フォーム要因であること及び到達距離が短いことである。

従って、実施に必要な電力が少なく、システム全体の能力が十分な変調方法を選択することが特に重要となる。

理想的な変調方法では、複雑でハイパワーな回路を必要とせず、任意の信号パワーのためのリンクマージンや容量の最大化が達成され、目標ＢＥＲのE_b/N₀が最小になる。

非干渉変調を選択すると、リンクマージンは減少するが、非干渉通信が回路及び構造の複雑化を軽減するため、かなりのエネルギーが節約される。

他方、特に、ＢＡＮのＰＨＹ解決策では、下記式(3.1)で示す情報の１ビットを送信するのに必要なエネルギーを最小にしなければならない。

・・・・・・・(3.1)
従って、トランシーバ用のビット毎のエネルギーを最小化するということは、情報の複数ビットとオン／オフ時間を発生、検出するための電力消費を減少させることを意味する。システムレベルでは、これは無線動作のデューティサイクルを積極的に減少させることを意味する。

言い換えれば、実用的なＢＡＮ応用のためのＩＲ−ＵＷＢ信号設計とトランシーバ構造設計は、可能な限り低いパワー（又は式(3.1)でのビット毎のエネルギー）で、信頼性の高い通信リンクを達成するために実施する。明らかに能力が犠牲にされる。

従って、エネルギー効率と実装の点からＯＮ−ＯＦＦ信号通知及び非干渉検出を有するＩＲ−ＵＷＢトランシーバが好ましい。特に、ＩＲ−ＵＷＢは、それ特有の低デューティサイクルを有し、トランシーバのエネルギー節約により魅力的となる。

更に、トランシーバには非干渉構造が適用されるため、パルス形状は２次的である。もちろん、単純なエネルギー検出はパルス送信のエネルギー捕集にのみ関係している。従って、パルス発生器は、パルス波形自体に係わらず、可能な限り少ないパワーを有するパルス波形を発生するだけでよい。

制御スペクトルマスクにより、ピーク電力限界値を緩和するには、本発明では、短拡散系列が導入されている。つまり、パルス幅間における電力限界値は拡散系列期間内で拡がる。更に、多重通路ダイバーシチにより、検出能力が強化される。

平均電力消費は主に良好な電力管理とエネルギー効率プロトコルに依存するが、トランシーバの構造と回路設計により、瞬時電力消費が決定される。

特に、ＩＲ−ＵＷＢシステムの場合、いくつかのシステム構造が提案されている。初期の方法は、アナログシステムに基づいている。より最近は、信号処理の柔軟性と雑音に対する回復性を考慮し、デジタル構造に基づいた構造が提案されている。従来の無線構造では、デジタル領域でより多くの動作が行われており、より少ない電力消費となっている。ただし、これはＩＲ−ＵＷＢシステムでは必ずしも正しいとは限らない。もちろん、無線フロントエンドで必要な高サンプリング速度により、ＡＤＣ／ＤＡＣによる高電力消費及び受信機のパルスマッチフィルタが生成される。更に、ＩＲ−ＵＷＢ帯域をカバーするのに必要な２０ＧＨｚ程度のＡＤＣ／ＤＡＣは、現在の技術では達成できない。

ＩＲ−ＵＷＢ無線構造の最先端技術では、並列構造（チャンネル化されたＡＤＣ）、ＡＤＣ前のダウン変換、サブサンプリングにより、ＡＤＣ／ＤＡＣとマッチフィルタのバンクの一方又は両方でサンプリング速度をどのようにして減少させるかが検討される。上記の調整はサンプリング速度を減少させる試みであるが、常にデジタル領域に留まる。更に、ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａとＷｉ−Ｍｅｄｉａ標準に基づく現在の解決策は、ＢＡＮ要求に対してかなり複雑で高電力消費となる。

従って、本提案は、低電力消費（長いバッテリー寿命）と小フォーム要因（小さい装置での集積度）に準拠する短期での達成を念頭においている。これは下記工程により達成される。

短パルスの発生と検出はアナログ領域で実行される。ＡＤＣ／ＤＡＣによる高電力消費の必要性がないため、実施は全ＩＲ−ＵＷＢ帯域をカバーし、作業に伴う不利益は、比較的短い到達距離の通信リンクにより補償可能である。この検出は非干渉エネルギー検出であり、パルス波形は２次的であるため、パルス発生器は可能な限り少ないパワーだけで達成される。

Ｗ−Ｍｅｄｉａ方法同様、ＩＲ−ＵＷＢ帯域は、各535.711 MHzの１４個のサブバンドに分割される。本発明では、535.711MHzの伝送帯域幅を有するＩＲ−ＵＷＢを利用することが提案されている。この理由は、医療分野での応用は低データ転送速度を必要とし、高電力消費以外に、ＩＦＦＴＦＦＴ回路が不要となるからである。低データ転送速度用の低デューティサイクルで、ＯＮ−ＯＦＦ信号通知は、535.711MHzの伝送帯域幅を有するＩＲ−ＵＷＢで効率的に達成出来る。ＩＲ−ＵＷＢが２次的サービスであるため、ＩＲ−ＵＷＢ帯域中及びＩＲ−ＵＷＢ帯域近辺（スプリアス発光）で１次的サービスと共存する必要がある。従って、１４個のサブバンド又は１つのサブバンドセットに対して、時間−周波数コードを導入することにより、１次的サービス及び他のＩＲ−ＵＷＢシステムからの干渉に対するローバストネスを改善する以外に、周波数領域でのＩＲ−ＵＷＢ信号ホッピングとして共存する簡単な方法が提供される。これらの時間−周波数コードは予め生成され、メモリに記憶されている。これらのコードは、構成単語がコードワードに亘り最高２回繰り返されるという特性を持つガロア域GF(q)に対する最長距離分割可能コードに基づいている。但し、多数のコードワードの構成単語は繰り返されない。
これにより、コードワードが低干渉確率の異なる装置又はピコネットに割り当てられる。

受信機（特に図５、６）
これは、簡素化された非干渉エネルギー検出マッチフィルタである。このフィルタは、シンボル時間におけるスロット毎の積分期間に亘る受信エネルギーを捕集し、サンプルホールド回路に格納する。シンボル時間経過後、そのようなエネルギー値は、上述のようにＤＣオフセットの補償とパス歪み正規化のために比較器に与えられる。最後に、ＰＰＭ復調器は、比較器の出力に対応する1個のビット又は複数ビットを選択する。また、この方法は外部ＲＦＰＰＬやＡＤＣを必要としない。明らかに、非干渉エネルギー検出マッチフィルタに比べて性能低下がある反面、ＢＡＮ用のＩＲ−ＵＷＢの受信機における電力消費に対する最良の妥協策を提供する。

ＱｏＳに関連づけられた無線リンクは３つの場合に分けられる。すなわち、短距離通信リンク（コーディネータに近い装置）の場合、エネルギー検出方法が利用可能である。通信リンクは、より遠くに位置しているか、ＱｏＳが減少しているため、この受信機は非干渉エネルギー検出マッチフィルタモードに内部切り替えが可能である。ＱｏＳが更に減少すると、任意のチャンネル符号化変調方法が同様に切り替えが可能である。この目的は、バッテリ寿命が長いチップに完全に集積されたＢＡＮ用のＩＲ−ＵＷＢを現実に実施するのに必要な機能と電力消費間の最良の妥協策を提供することである。

多帯域最長距離分割可能（ＭＤＳ）コード
多帯域方法用の時間−周波数コードは、最長距離分割可能コードワード（ＭＤＳ）構成要素により達成される。ＭＤＳコードは、ＧＦ（ｑ）に対する線形コードであり、ｎはコード長であり、ｋは情報シンボル数を示し、ｄは最小コード距離であり、ＧＦ（ｑ）はｑ個の要素を持つガロア域を表す。（尚、ｑ＝_ｐｍであり、_ｐは素数、ｍは整数である。）仮に、コード長がｎ＝ｑに設定された場合、ＭＤＳコードワードは、ＧＦ（ｑ）に亘るｎ個の要素を有する組（ＧＦ（ｑ））ｎ上にＧＦ（ｑ）に亘るｋ個の要素を有する組（ＧＦ（ｑ））ｋをマッピングした形態で定義されている。従って、a =[a₀, a₁,・・・ , a_k-1]をk 情報シンボル (aj ∈ GF(q))とし、その多項式表現は下記式(5.1)により得られるものとする。

・・・・・・・・・・・・・・・・(5.1)
但し、本発明では、ＧＦ（ｑ）の要素の多項式表現で用いられているｘと混同しないようにｚが用いられている。ｑｋ個の異なる多項(コードワード)は生成可能である。

(β₀, β₁,・・・,β_q-1)をある任意の順序で配置されたＧＦ（ｑ）の８個の要素とする。この場合、演算における最も一般的な配置は、(β₀=0,β₁=1, β=α,・・・, β_j=α^j-2,・・・,β_q-1=α^q-2=α^-1)である。ここで、αはＧＦ（ｑ）の基本要素である。しかし、説明の便宜上、本発明では、紙上に元の表記を継続して載せている。従って、ＭＤＳコードワードは情報シンボルをＧＦ（ｑ）に亘るｎ個の要素(p(β₀), p(β₁),・・・,p(β_q-1) )上にマッピングすることにより取得される。尚、ＧＦ（ｑ）の要素は、式(5.2)により得られる。

・・・・・・・・(5.2)
ここで、i=0,1,・・・,q-1であり、規則は、β⁰ ₀ = 1である。従って、q^k個の異なるｎ要素は下記式のマッピングにより発生する。

・・・・・・・・(5.3)
尚、異なるＭＤＳコードワードのルックアップテーブルは、k-tuples aj ∈GF(q)を割り当て、次に式,(5.3)をマッピングすることにより得られる。従って、ｌ番目のコードワードのｉ番目の要素は、下記式(5.4)と(5.5)により得られる。

・・・・・・・・(5.4)
・・・・・・・・(5.5)

この特有のＭＤＳコード構造の利点は、コードワードに沿って繰り返された構成要素の数は２に限定されるという点である。従って、装置毎にコードワードを、多帯域周波数ホッピング（時間−周波数コード）について割り当てることにより干渉確率が減少される。

本発明の例では、２つのＭＤＳコード構造が提供される。即ち、ＧＦ（１６）及びＧＦ（８）内の（ａ０、ａ１）又はｋ＝２に対してそれぞれ評価されたｎ＝ｑ＝１６とｎ＝ｑ＝８である。尚、ＭＤＳコードワードはβｉの２値表現を用いて簡単に計算される。表１には、最初の８個のＭＤＳコードワード（８，２）が示されている。（説明の便宜上、シンボルβは示されていない。）あるコードワードの構成要素は、１個のシンボル又は複数のシンボルが伝送される周波数帯を表す。この場合は、８つのサブバンド内でのホッピングに限定される。

これは、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ、ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ、Ｗｉ−Ｍａｘ及びＦＷＳとの共存のためにより低域のＩＲ−ＵＷＢサブバンドが廃棄される場合の一種の単純なシナリオである。表２には、最初の４つのＭＤＳコードワード (16,2)が示されている。この場合、１４個のサブバンドの全てにおいてホッピングすることが考えられる。

多帯域送信信号は、下記式(5.6)と(5.7)により得られる。

・・・・・・・(5.6)
・・・・・・・(5.7)
ここで、ＭＤＳコードが（１６，２）の場合、f₁ = 3432 MHzであり、BW = 528 MHzであり、k = k Mod 14である。周波数帯域ホッピングは送信シンボルの組の後で実施出来るが、周波数帯域ホッピングは全てのシンボル時間ｋ＝ｎで発生する。

１通信システム
２送信装置
３受信装置
１１ＰＰＭ/ＤＢＰＳＫモジュレータ
１２ＩＲ−ＵＷＢパルス信号発生器
１３帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
１４パワーアンプ（ＰＡ）
１５、３１アンテナ
１６制御部
２１発振器
２２重畳部
２３波形生成部
３２低雑音増幅器（ＬＮＡ）
３３ＢＰＦ
３４、３５ミキサ回路
３６積分回路
３７ＶＧＡ
３８ＡＤコンバーター（ＡＤＣ）
３９制御部
４１局部発振器
４３窓制御部

Claims

ＩＲ−ＵＷＢパルス列を生成し、ＩＲ−ＵＷＢ通信に使用される超低電力ＩＲ−ＵＷＢ送受信装置（送信装置と受信装置）において、
入力されたデータビットを変調する変調手段と、
正弦波信号を生成し、ルックアップテーブルにより与えられた中心周波数に従って発振する発振信号生成手段と、
上記変調手段からの出力信号のトリガリングに基づいて作り出された三角波形を重畳し、５００MHｚの帯域幅を有し、中心周波数が14個のサブバンド内で変化する合成パルス波形（発振出力と三角波形）を得る重畳手段とを備え、
この14個のサブバンド内の周波数ホッピングは、異なる装置毎に異なるコードワードが割り当てられるＭＤＳコードワードの構成単語により行われ、
信号の波形ｘ（ｔ）は、下記（１）式で規定され、
ここで、ｗ（ｔ）：基本パルス、Ｔ _s ：パルス繰り返し期間、Ｔ：シンボル時間、ａ _n ：ｎ番目に送信されたシンボル、ｌ：パルス信号発生器に割り当てられたデバイス番号、ｋ：サブバンドの番号であり、
（１）式におけるｆ ^l _k は、下記（２）式から導かれ、
ここでｆ ₁ ：第１サブバンド中心周波数、ＢＷ：サブバンド帯域、ＭＤＳ[ｌ][ｋ]は、上記テーブルから読み取ったコード又はサブバンド番号であること
を特徴とするＩＲ−ＵＷＢ送受信装置。
入力されたデータビットのコンボリューションコード化を行うＣＣ部と、
所定のインターリーブ処理を実施するインターリーバと、
アキュムレータとビット・インターリーブコード変調を行うPPM/DBPSK/ＯＯＫ変調器の結合により形成されたシンボルマッパと
を更に備えたことを特徴とする、請求項１記載のＩＲ−ＵＷＢ送受信装置。
請求項１記載のＩＲ−ＵＷＢ送受信装置と、上記重畳手段から出力されたＩＲ−ＵＷＢパルス列を電波として送信する送信手段とを有する送信装置と、
上記送信装置から送信された電波としてのＩＲ−ＵＷＢパルス列を受信し、これに含まれている情報を取得する受信装置とを備えること
を特徴とする、ＩＲ−ＵＷＢ通信システム。
請求項１記載のＩＲ−ＵＷＢ送受信装置からのＩＲ−ＵＷＢパルス列を受信するパルス信号レセプタ−であって、
上記受信したＩＲ−ＵＷＢパルス列を復調する復調手段と、
上記復調手段により復調された信号の窓制御部から送信された所定の波形を重畳する重畳手段と、
上記重畳手段からの出力信号をＡＤＣ変換するアナログ−ディジタル変換（ADC）手段と、
上記ＡＤＣ変換手段によりＡＤＣ変換されたディジタル信号から情報を取得する情報取得手段と
を備えたことを特徴とする、パルス信号レセプタ−。