CN101540548A - 控制处于不连续模式的dc-dc转换器的方法 - Google Patents

控制处于不连续模式的dc-dc转换器的方法 Download PDF

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Abstract

DC－DC转换器包含作为电抗元件的感应线圈(L)，其用于与交替运行的两个开关(P1，N1)协作，供给相对于输入电压(Vbat)的等级具有确定等级的输出电压(Vout)。转换器控制方法包含：各个循环中的具有第一持续时间的第一阶段，第一开关(N1)被控制以便使所述开关导通，并使感应线圈中的电流上升，第二阶段，在第二可调节时间段中，第二开关(P1)被控制以便导通，并减小感应线圈中的电流。检测装置(2)——例如D触发器——被提供，用于在第二阶段结束时检测感应线圈的连接到开关的一个端子(Vx，Vy)的过电压的符号，并供给依赖于检测到的过电压的符号被保持在高状态或低状态的检测信号。定时装置(Ri，Ci，3)接收检测信号，以便在各个连续的循环中改变第二阶段的第二持续时间，从而在第二阶段结束时抵消感应线圈中的电流。

Description

控制处于不连续模式的DC-DC转换器的方法
技术领域
本发明涉及控制以不连续模式运行的DC-DC转换器的方法。
本发明还涉及用于实现该控制方法的DC-DC电压转换器。
背景技术
本发明的DC-DC电压转换器为电感性开关模式型，即具有作为电抗元件的感应线圈。其能将连续的输入电压转换为转换器的连续的输出电压，该输出电压通常具有与输入电压不同的值。输入电压主要由电池或蓄电池(accumulator)供给，这意味着输入电压的值可随时间降低，特别是在DC-DC转换器运行时。然而，转换器必须能够以最小运行值并作为输出负载的函数地将输出电压保证在通常不依赖于输入电压降低的确定的值。
存在三种类型的电感性转换器。第一类型的电感性转换器是Buck转换器，其能供给具有与输入电压值相比较低的值的输出电压。第二类型的电感性转换器为Boost转换器，其能供给具有与输入电压值相比较高的值的输出电压。最后，第三类型的电感性转换器为Buck转换器与Boost转换器的组合。这种第三类型的转换器既能相对于输入电压等级升高输出电压等级，又能相对于输入电压等级降低输出电压等级。
电感性转换器的一个重要特性是其能简单地通过调节时钟信号的占空比来连续调节转换比。依赖于转换器配置，第一时钟信号用于控制至少第一开关，以便在第一阶段T1中增大以线性方式通过感应线圈的电流。通过感应线圈的该电流是从连续的输入电压源吸取的，输入电压源可优选为电池或是蓄电池。第二时钟信号用于控制至少第二开关，以便在第二阶段T2中以线性方式减少通过感应线圈的电流，如下面阐释的那样。优选为，对于以不连续模式运行的DC-DC转换器，感应线圈中的电流必须减小到零值。
通常产生的一个问题是能够准确控制第二阶段T2的持续时间，使得感应线圈中的电流在时间段T2结束时为零。通常，该时间段T2通过相对于地测量负责减小感应线圈中的电流的、第二开关一端的残余电压进行控制。当此电压为零时，这意味着通过感应线圈的电流也为零。然而，这样一种测量的实际困难在于残余电压非常低，例如在十毫伏的数量级上。这意味着使用具有非常低的偏移(offset)的比较器。另外，所用的比较器必须极为快速，否则，第二阶段有延伸超出其理想值的倾向，且可能在感应线圈中产生反向电流。因此，这导致转换器效率的丧失。
克服上述困难的一种技术在关于Buck转换器的美国专利No.7,279,877中公开。在此专利中，比较器——其定义了感应线圈中的电流为零的瞬间——具有偏移调节装置。刚好在时间段T2结束之后，对感应线圈的一极上的过电压进行测量。此过电压的符号表示在感应线圈中流动的电流。取决于过电压符号，对比较器偏移进行校正，以便将时间段T2调节为对应于感应线圈中的零电流的值。采用这种方法，如同对于前述现有技术的方法一样，仍有必要使用快速的比较器来测量感应线圈开关的低残余电压，这是一个缺点。
发明内容
因此，本发明的目的在于通过提供这样的方法来克服现有技术的缺点：该方法控制以不连续模式运行的DC-DC转换器，在第二阶段结束时，其能通过测量在切换时由感应线圈产生的过电压的符号来容易地调节第二阶段的持续时间。
因此，本发明涉及上面提到的控制DC-DC转换器的方法，其包含独立权利要求1中限定的特征。
DC-DC转换器控制方法中的特定步骤在从属权利要求2-7中限定。
根据本发明的DC-DC转换器控制方法的一个优点在于，第二阶段的持续时间——其中，感应线圈中的电流处于减小阶段——能通过间接测量感应线圈电流来得到修改。为了做到这一点，根据开-关原理，过电压——其在第二阶段结束时由感应线圈在切换期间产生——的符号能以数字方式调节第二阶段的持续时间。因此，不再需要使用快速比较器来测量感应线圈电流过零时的非常低的偏移电压。
本发明的DC-DC转换器利用了在第二阶段时间段T2结束时当开关被断开时感应线圈的过电压的符号。然而，过电压符号的检测在用于调节此持续时间T2的环(loop)上有不同的作用。事实上，代替如美国专利No.7,279,877中提到的对测量开关的残余电压的快速比较器的偏移进行校正的是，在本发明中，经由简单的调节器来改变持续时间T2。这消除了对任何受控偏移快速比较器的需要，并大大简化了持续时间T2的调节环。
根据本发明对过电压符号的利用与在例如Buck转换器的情况下通过测量所涉及开关的极低残余电压来检测感应线圈电流过零的传统方法全然不同。相对于输出电压测量过电压、特别是其符号意味着能够直接提供刚好在第二阶段时间段T2结束后在感应线圈中流动的电流的符号。因此，此符号——其因此为二进制变量——的利用是本发明的基础。因此，相比于现有技术的DC-DC转换器，低电力DC-DC转换器的效率大大提高。
本发明还涉及用于实现该控制方法的DC-DC转换器，其包含独立权利要求8的特征。
DC-DC转换器的特定实施例在从属权利要求9-11中限定。
附图说明
基于附图所示转换器的非限制性实施例，由下面的说明可更为清楚地明了DC-DC转换器控制方法的目标、优点和特征，在附图中：
图1a以简化的方式示出了用于实现控制方法的DC-DC转换器的第一基本实施例；
图1b、1c作为时间的函数示出，对于太短或太长的控制方法的第二阶段持续时间，图1a的转换器的感应线圈一端的电压以及经过感应线圈的电流的形状；
图2a以简化的方式示出了用于实现控制方法的DC-DC转换器的第二基本实施例；
图2b与2c作为时间的函数示出，对于太短或太长的控制方法的第二阶段持续时间，图2a的转换器的感应线圈一端的电压以及经过感应线圈的电流的形状；
图3a以简化的方式示出了用于实现控制方法的DC-DC转换器的第三基本实施例；
图3b与3c作为时间的函数示出，对于太短或太长的控制方法的第二阶段持续时间，图3a的转换器的感应线圈一端的电压以及经过感应线圈的电流的形状；
图4a以简化的形式示出了图2a的DC-DC转换器的第一变型，其具有根据本发明用于调节控制方法的第二阶段持续时间的装置；
图4b作为时间的函数示出了在根据本发明的控制方法的各个循环中施加到图4a的DC-DC转换器的不同元件的控制信号；
图5a以简化的形式示出了图2a的DC-DC转换器的第二变型，其具有根据本发明用于调节控制方法的第二阶段持续时间的装置；以及
图5b作为时间的函数示出了在根据本发明的控制方法的各个循环中施加到图5a的DC-DC转换器的不同元件的控制信号。
具体实施方式
在下面的说明中，用于实现控制方法的多种类型DC-DC转换器的所有元件——其对本领域技术人员是公知的——仅仅以简化的形式进行了介绍。为了理解DC-DC转换器控制方法，首先参照对多种类型的DC-DC转换器的基本元件的阐释。
图1原理性地示出了Buck DC-DC转换器，即具有与连续输入电压等级相比较低的输出电压等级的降压转换器。输出电压Vout相对于输入电压Vbat的降低依赖于第一与第二阶段T1与T2的持续时间，并且为比值T1/(T1+T2)的函数。输入电压Vbat优选为由电池Bat提供，而在输出Vout上，与负载电阻器RL并联的电容器C进行滤波。
DC-DC转换器特别包含作为电抗元件的感应线圈L以及作为开关的PMOS晶体管P1与NMOS晶体管N1。PMOS与NMOS晶体管P1与N1串联连接，其源极端子分别连接到电池Bat的各个端子。晶体管P1与N1各自交替地受到其相应的栅极端子上的相应控制信号CK1与CK2的控制。控制信号CK1限定控制方法的第一阶段，而信号CK2限定该方法的第二阶段。串联晶体管P1与N1的漏极的连接节点连接到感应线圈L的一端，而感应线圈L的另一端连接到电容器C上的转换器输出。
在正常运行中，第一锁定环对第一阶段的持续时间T1的值进行改变，使得输出电压Vout对应于希望的基准电压。根据本发明，第二阶段的持续时间T2的值通过第二锁定环获得。
图1b示出了在第一与第二阶段中经过感应线圈的电流IL的形状。在持续时间为T1的第一阶段中，电流线性上升，而在持续时间为T2的第二阶段中，电流线性下降。在持续时间为T1的第一阶段中，通过在其栅极端子上提供的控制信号CK1，使得PMOS晶体管P1导通，而使NMOS晶体管N1不导通。然而，在持续时间为T2的第二阶段中，通过在其栅极端子上提供的另一控制信号CK2，使得NMOS晶体管N1导通，而使PMOS晶体管P1不导通。控制信号CK1必须处于低状态以使PMOS晶体管P1导通，而控制信号CK2必须处于高状态以使NMOS晶体管N1导通。
由图1b可见，第二阶段持续时间T2过短。感应线圈中的电流因此在此第二阶段结束时不为零，并且，正是NMOS晶体管N1的衬底漏极二极管(substrate drain diode)保证了电流IL下降为零。因此，在持续时间T2结束时，感应线圈L和两个晶体管P1与N1的漏极端子的连接节点上的电压Vx以负的电压值Udn低于零，这意味着持续时间T2过短。
图1c示出了第一与第二阶段中经过感应线圈的电流IL以及电压Vx的形状，但这次是对于与抵消电流IL所需相比较长的第二阶段持续时间T2。在持续时间T2结束时，PMOS晶体管P1的衬底漏极二极管抵消电流，这次通过产生与直接二极管电压Udp的输入电压Vbat相比较高的电压Vx。
因此，在持续时间T2结束时，作为相对于最优的希望持续时间可能太短或是太长的持续时间T2的函数，电压Vx中存在大的变化。这种大的电压差、或者优选为其相对于输出电压Vout的符号能容易地根据下面介绍的本发明的控制方法用于调节持续时间T2。
图2a原理性地示出了Boost DC-DC转换器。这种类型的转换器能相对于连续输入等级Vbat增大输出电压等级Vout。升压比由第一与第二阶段持续时间T1与T2即由比值(T1+T2)/T1给出。
DC-DC Boost转换器包含作为电抗元件的感应线圈L以及作为开关的PMOS晶体管P1与NMOS晶体管N1。PMOS与NMOS晶体管P1与N1串联连接。晶体管N1的源极端子连接到地端子，而晶体管P1的源极端子连接到输出端子Vout，在输出端子Vout上，通过与负载电阻器RL并联的电容器C进行滤波。
晶体管P1与N1各自交替地受到在其相应的栅极端子上的相应控制信号CK1与CK2的控制。控制信号CK1限定控制方法的第一阶段，而控制信号CK2限定该方法的第二阶段。控制信号CK1必须处于高状态以便使NMOS晶体管N1导通，而控制信号CK2必须处于低状态以便使PMOS晶体管P1导通。
串联晶体管P1与N1的漏极的连接节点Vy连接到感应线圈L的一端，感应线圈L的另一端连接到连续电压源的正端子Vbat。连续电压源优选为电池Bat或蓄电池。
经过感应线圈L的电流IL、晶体管P1与N1的漏极端子以及感应线圈L的连接节点的电压Vy的波形在图2b以及2c中示出。
图2b与2c中经过感应线圈的电流的波形对应于参照图1b与1c介绍的电流的波形。然而，涉及过电压检测的电压Vy的波形是图1b、1c所示过电压Vx的波形的反像(reverse)。在图2b所示的第一种情况下，阶段持续时间T2过短。在此时间段T2结束时，通过产生高于直接二极管电压Udp的输出电压Vout的电压Vy，PMOS晶体管P1的衬底漏极二极管抵消电流。
在图2c所示第二情况下，持续时间T2过长。在此持续时间T2结束时，NMOS晶体管N1的衬底漏极二极管抵消电流，这次是通过产生具有负电压值Udn的电压Vy。因此，与前面一样，刚好在将被调节的持续时间T2之后的感应线圈电压Vy的符号依赖于经过感应线圈的电流IL的符号。
图3a原理性地示出了组合了Buck与Boost型的DC-DC转换器。这种类型的转换器通常既可相对于连续输入电压等级Vbat升高又可降低输出电压等级Vout。然而，这种类型的转换器还可提供与输入电压等级Vbat同样等级的输出电压Vout。升压或降压比由第一与第二阶段持续时间T1与T2给出，即由T1/T2给出。
组合DC-DC转换器包含作为电抗元件的感应线圈L、第一PMOS晶体管P1、第一NMOS晶体管N1、第二PMOS晶体管P2、第二NMOS晶体管N2。第一PMOS与NMOS晶体管P1与N1串联连接，其源极端子分别连接到连续电压源——其可以为电池Bat——的各个端子。串联晶体管P1与N1的漏极端子连接节点连接到感应线圈L的第一端子。第二PMOS与NMOS晶体管P2与N2串联连接，其源极端子分别连接到输出电压端子Vout以及地端子。这些第二晶体管P2与N2的各个漏极端子Vy连接到感应线圈L的第二端子。在电压输出Vout上通过与负载电阻器RL并联的电容器C进行滤波。
首先，各自通过施加在其栅极端子上的相应控制信号CK1’与CK1，第一晶体管P1与第二晶体管N2受到控制以便在持续时间为T1的同样的第一阶段中导通。当相反的控制信号CK1’处于低状态时，控制信号CK1处于高状态。在此第一阶段中，不使第二晶体管P2与第一晶体管N1导通。在此第一阶段中，线性上升的电流经过感应线圈L。
在第一阶段后的持续时间为T2的第二阶段中，通过施加在其栅极端子上的相应控制信号CK2与CK2’，使得第二晶体管P2与第一晶体管N1各自导通。当相反的控制信号CK2处于低状态时，控制信号CK2’处于高状态。在此第二阶段中，不使第一晶体管P1与第二晶体管N2导通。在此第二阶段中，通过感应线圈L的电流正常地减小到零值，如果持续时间T2被适当调节的话。
图3b与3c的波形对应于关于过电压检测主要参照图2b与2c介绍的的波形。在图3b所示的第一情况下，持续时间T2过短。在此持续时间T2结束时，第二PMOS晶体管P2的衬底漏极二极管通过产生与来自直接二极管电压Udp的输出电压Vout相比较高的电压Vy来抵消电流。
在图3c所示的第二情况下，持续时间T2过长。在此持续时间T2结束时，第二NMOS晶体管N2的衬底漏极二极管抵消电流，这次是通过产生具有负电压值Udn的电压Vy。因此，与先前一样，刚好在必须受到调节的持续时间T2之后的感应线圈电压Vy的符号依赖于经过感应线圈L的电流IL的符号。
现在将参照图4a与4b介绍根据本发明的DC-DC转换器控制方法，其涉及Boost转换器。然而，显然，所述方法可应用于上面介绍的具有作为电抗元件的感应线圈L的任何类型的DC-DC转换器。
如先前所介绍，感应线圈L的一端的电压用于检测第二阶段的第二持续时间T2结束时所述电压的符号，以便相对于理想值对持续时间T2进行校正。与美国专利No.7,279,877公开的使用此信息来对检测感应线圈电流过零的快速比较器的偏移进行调节的装置不同，根据本发明的控制方法不使用快速比较器来调节持续时间T2。简单地在持续时间T2上进行连续的近似，以便使之向其最优值收敛。
图4a示出了DC-DC转换器的第一变型，其具有用于产生和控制持续时间T2的装置，以便实现根据本发明的控制方法。DC-DC转换器的此实施例所用的开关优选为串联安装的PMOS晶体管P1和NMOS晶体管N1。图4a的DC-DC转换器类型对应于参照图2a所介绍的第二实施例。这种类型的DC-DC转换器以与输入电压Vbat——其来自例如电池Bat——相比较高的等级供给输出电压Vout。
这种Boost DC-DC转换器因此包含作为电抗元件的感应线圈L、PMOS晶体管P1与NMOS晶体管N1。PMOS与NMOS晶体管P1与N1串联连接。晶体管N1的源极端子连接到地端子，而晶体管P1的源极端子连接到输出端子Vout。串联连接的晶体管P1与N1的漏极连接节点连接到感应线圈L的一端，而感应线圈L的另一端连接到连续电压源的正端子Vbat。这种连续电压源优选为电池Bat或蓄电池。为简化起见，输出电容器C和负载电阻器RL未示出。
如图4b示出，在持续时间为T1的第一阶段中，NMOS晶体管N1的栅极端子上的第一控制信号CK1使得所述晶体管导通。在第一阶段期间，第一控制信号处于状态1，即高状态。第一控制信号CK1在第一锁定环中供给，第一锁定环由于是公知的且不构成本发明的一部分故而未示出。
PMOS晶体管P1的栅极端子的第二控制信号CK2使得所述晶体管在第一阶段期间不导通，但在持续时间为T2的第二阶段期间导通。在第一阶段期间，第二控制信号CK2因此处于状态1，而其在第二阶段开始时变为状态0，即低状态。在第二阶段期间，通过使第一控制信号CK1变为状态0，使得NMOS晶体管N1不导通。第一控制信号CK1的下降沿可用于从第一阶段切换到第二阶段，如图4b的参考标号PT所示。
在第一阶段的第一持续时间T1期间，电流通过感应线圈L线性上升，而在第二阶段的第二持续时间T2期间，电流在感应线圈中下降。此转换器的运行或时钟频率可被包含在几百赫兹与几兆赫兹之间，例如具有2MHz的数量级，输入电压Vbat可被包含在0.9与3.3V之间。此频率依赖于放在DC-DC转换器中的感应线圈L的值。
为了能够在所述持续时间过短或过长的情况下调节第二阶段的持续时间T2，调节装置包含用于检测第二阶段结束时感应线圈端子Vy的过电压的装置。此检测装置包含D触发器2。此D触发器的输入能直接连接到晶体管P1与N1的漏极端子与感应线圈L的一端的连接节点Vy。D触发器由第三控制信号CK2b提供时钟，该信号的上升沿用于在非反相输出Q上改变输入D的状态。触发器的非反相输出Q连接到定时装置，该装置首先包含由电阻器Ri和电容器Ci构成的简单积分器。在DC-DC转换器锁定环的各个运行循环Tc上，通过将电阻器Ri和电容器Ci类似于低通滤波器地布置，进行积分。电容器Ci的电压等级使得定时装置的定时器3——其由第一时钟信号CK1的反像提供时钟，即在信号CK1的下降沿上——供给输出信号CK2。此输出信号CK2的作用类似于限定每个循环中第二阶段的改变得到的持续时间T2的第二控制信号。
如图4b所示，在第一阶段T1结束时，第二控制信号CK2变为有效，使得PMOS晶体管P1导通。由于输出电压Vout高于输入电压Vbat，感应线圈中的电流下降。在由定时器3决定的特定时刻，使得第二控制信号CK2无效，结果，阻塞晶体管P1。假设两个晶体管N1与P1被阻塞，且如果通过感应线圈的电流不为零，所述电流必须经由晶体管P1或N1的衬底漏极二极管倾向于零。运行的二极管依赖于在持续时间T2结束时经过感应线圈的电流的方向。因此，通过杂散二极管的此通道产生电压Vy，依赖于所用的二极管，其高于输出电压Vout，或者小于零。
第三控制信号CK2b为第二控制信号CK2的副本(replica)，用于通过其上升沿在输出Q上控制D触发器的输入状态。然而，相比于定义持续时间T2的第二控制信号CK2的从状态0到状态1的转变，第三控制信号的上升沿在从状态0到状态1的转变中具有轻微的延迟τ。这种轻微的延迟τ被确定，以便为感应线圈一端上的电压Vy留出以正确方向——或者高于输出电压Vout，或者低于零——移动的时间。这种轻微的延迟τ可以为几个纳秒的数量级。
所有这些操作以主转换器时钟的节奏重复。D触发器的输出Q因此是二进制数据流。此二进制数据的平均值代表施加到定时器3的控制电压Vi。因此，此定时器供给持续时间T2的第二控制信号CK2，持续时间T2通过连续的近似倾向于向着其理想值移动。如前面所述，简单的低通滤波器——其由电阻器Ri和电容器Ci构成——构成二进制流积分器的一部分。此滤波器足够产生对定时器进行调节的连续电压Vi，使得持续时间T2的值通过简单的电子元件在连续的调节循环上得到适当的调节。
图5a示出了DC-DC转换器的第二变型，其具有调节持续时间T2的装置，以便实现根据本发明的控制方法。此调节装置包含用于检测第二阶段结束时感应线圈端子Vy的过电压的装置。用于检测过电压符号的这些装置主要包括开关5、比较器4以及D触发器2。如图4a中那样，所用开关优选为串联安装的PMOS晶体管P1和NMOS晶体管N1。为简化起见，图5a的DC-DC转换器也对应于参照图2a所介绍的第二实施例，但没有输出电容器C和负载电阻器RL。这种类型的DC-DC转换器供给输出电压Vout，其等级高于输入电压Vbat——其例如来自电池Bat——的等级。由于此DC-DC转换器包含与参照图4所介绍的相同的几个元件，不再详细对它们进行阐释。
如图5b所示，为了使第二阶段的持续时间T2在所述持续时间过短或过长的情况下能够被调节，转换器还包含用于调节持续时间T2的装置。为了做到这一点，DC-DC转换器的调节装置还在感应线圈L的端子Vy与D触发器2之间包含比较器4、开关5以及比较器的一个输入上的电容器Ce。比较器4的负输入连接到输出端子Vout，而比较器的正端子经由开关5连接到晶体管P1与N1的漏极端子和感应线圈L的一端的连接节点Vy。用于存储电压等级Vy的电容器Ce将比较器4的正输入连接到转换器的地端子。第四控制信号CK2a控制开关5的断开或闭合。
开关5可以为NMOS晶体管，其受到第四控制信号CK2a的控制，并对于整个持续时间T2以及在非常短的附加延迟τ1期间处于闭合状态。类似于传统的跟随器-保持器，节点Vy的状态被存储在电容器Ce中。第四控制信号CK2a是第二控制信号CK2的反相副本，但状态1以这种极短的附加延迟τ1延伸。这种极短的延迟τ1可以为几个纳秒的数量级。比较器4将存储在电容器Ce中的电压与输出电压Vout进行比较，以便限定第二阶段持续时间T2相对于其理想值的误差符号。
比较器4全然是传统的，因此不需要是快速的，因为在其输入上存在的电压非常稳定。比较器4因此在其输出上供给取状态1或状态0的逻辑信号。此逻辑信号被存储在D触发器中，D触发器由第三控制信号CK2b提供时钟，第三控制信号CK2b为信号CK2的副本，但相比于第二控制信号CK2在从状态0到状态1的转变中具有附加延迟τ1+τ2。相对于受到第四控制信号CK2a控制的开关5从闭合状态到断开状态的转变，第三控制信号CK2b也延迟τ2。延迟τ2必须足够使比较器输出在存储在D触发器中的时刻是稳定的。
如先前一样，所有这些操作以主转换器时钟的节奏重复。D触发器的输出Q因此为二进制数据流。此二进制数据流的平均值表示将被施加到定定时器3的控制电压，故其供给持续时间T2的信号CK2，持续时间T2通过连续的近似倾向于向着其理想值移动。简单的低通滤波器——其由电阻器Ri和电容器Ci构成——因此构成二进制流积分器的一部分。此滤波器足够产生用于调节定时器3的连续的电压Vi。
当然，调节持续时间T2以实现对处于不连续模式的DC-DC转换器的控制方法的装置可同样地应用于图1a和3a所示的基本DC-DC转换器结构。然而，在图1a中第一与第二控制信号CK1与CK2为图2a的第一与第二信号CK1与CK2的反相信号。在第一阶段中，必须使PMOS晶体管P1导通，而在第二阶段中必须使NMOS晶体管N1导通。
在不脱离权利要求所限定的本发明的范围的情况下，本领域技术人员可由已经给出的说明得出DC-DC转换器控制方法的几种变型。DC-DC转换器可包含两个输出，以简单的感应线圈作为电抗元件。

Claims (11)

1.一种控制DC-DC转换器的方法，所述DC-DC转换器包含：作为电抗元件的感应线圈(L)，其用于与一组至少两个交替运行的开关(P1，N1)协作，供给具有与由连续电压源(Bat)提供的输入电压(Vbat)的等级相比较高、相等或较低等级的输出电压(Vout)，该方法包含：各个连续的控制循环中的第一阶段，在第一阶段中，第一控制信号(CK1)控制至少第一开关(P1，N1)，以便在第一预定持续时间(T1)期间使得所述开关导通并增大通过感应线圈的电流，
其特征在于，该方法包含在第一阶段之后的第二阶段，在第二阶段中，第二控制信号(CK2)控制至少第二开关(N1，P1)，以便在第二可调节的持续时间(T2)期间使得所述开关导通并减小通过感应线圈的电流，检测装置(2，4，5)被提供，以便在第二阶段结束时检测感应线圈的连接到开关的一个端子(Vx，Vy)的任何过电压的符号并用于供给检测信号，依赖于检测到的过电压符号，检测信号在另一个连续循环的检测之前被保持在高状态或低状态达确定的持续时间，定时装置(Ri，Ci，3)接收检测信号，以便在各个连续的循环中改变第二阶段的第二持续时间，从而在第二阶段结束时抵消感应线圈中的电流。
2.根据权利要求1的控制方法，其特征在于，在各个连续的控制循环中，二进制检测信号在定时装置中被积分(Ri，Ci)，以便向定时器(3)提供平均控制电压(Vi)，定时器(3)在其持续时间被改变的第二阶段中供给第二控制信号(CK2)。
3.根据权利要求2的控制方法，其特征在于，定时器(3)由第一阶段结束时的第一控制信号(CK1)的上升或下降沿提供时钟，以便供给第二控制信号(CK2)，从而在第二改变的持续时间(T2)期间使得第二开关(P1，N1)在第二阶段中导通。
4.根据权利要求1的控制方法，其特征在于，在第二阶段结束时由检测装置进行的对感应线圈一个端子(Vx，Vy)的过电压符号的检测通过D触发器(2)来进行，D触发器(2)在各个循环中由第三控制信号(CK2b)的上升或下降沿提供时钟，以便在输出上供给检测信号。
5.根据权利要求4的控制方法，其中，D触发器的一个输入被直接连接到感应线圈的接至开关(P1，N1)的端子，其特征在于，用于检测过电压的第三控制信号(CK2b)的上升沿或下降沿在第二阶段的第二持续时间结束后的延迟(τ)之后且在不连续模式的控制循环结束之前作用。
6.根据权利要求4的控制方法，其中，DC-DC转换器的比较器(4)经由负输入连接到输出电压端子(Vout)，并经由正输入连接到电容器(Ce)，电容器(Ce)用于对感应线圈(L)一端的电压进行存储且通过受到第四控制信号(CK2a)控制的另一开关(5)连接到开关，其特征在于，过电压符号通过比较器(4)直接检测，比较器(4)在第二阶段的整个第二持续时间期间通过处于闭合状态的、受到第四控制信号(CK2a)控制的所述另一开关(5)连接，在第二持续时间(T2)结束时，该开关被断开，以便存储电容器的过电压等级，使得比较器向D触发器(2)的输入供给输出信号。
7.根据权利要求6的控制方法，其特征在于，在第二阶段的第二持续时间结束之后的延迟(τ)之后，且在不连续模式的各个控制循环结束之前，第四控制信号(CK2a)断开所述另一开关(5)，并且，用于对D触发器(2)提供时钟的第三控制信号(CK2b)的上升沿或下降沿在开关断开延迟后的附加的延迟(τ2)之后且在不连续模式的各个控制循环结束之前***。
8.适用于实现根据权利要求1的控制方法的DC-DC转换器，所述转换器包含：作为电抗元件的感应线圈(L)，其用于与一组至少两个交替运行的开关(P1，N1)协作，供给与由连续电压源(Bat)提供的输入电压(Vbat)的等级相比具有较高、相等或较低等级的输出电压(Vout)，至少第一开关在控制循环的第一阶段受到第一控制信号(CK1)控制，而至少第二开关在第二阶段受到第二控制信号(CK2)控制，其特征在于还包含检测装置(2，4，5)，所述检测装置被设置为用于在各个控制循环的第二阶段结束时检测感应线圈的连接到开关的一个端子(Vx，Vy)的任何过电压的符号，并用于向定时装置(Ri，Ci，3)提供依赖于检测到的过电压符号处于高状态或低状态的检测信号，定时装置(Ri，Ci，3)能在各个连续循环中改变第二阶段的第二持续时间，以便在第二阶段结束时抵消感应线圈中的电流。
9.根据权利要求8的DC-DC转换器，其特征在于，检测装置包含D触发器(2)，D触发器(2)的一个输入被直接连接到感应线圈的接至开关的一个端子(Vx，Vy)，所述D触发器由在第二阶段结束之后***的第三控制信号的上升沿或下降沿提供时钟，以便供给处于高状态或低状态的检测信号。
10.根据权利要求8的DC-DC转换器，其特征在于，检测装置包含比较器(4)，比较器(4)经由负输入连接到输出电压端子(Vout)，并经由正输入连接到电容器(Ce)，电容器(Ce)用于存储感应线圈(L)的一端的电压且经由受到第四控制信号(CK2a)控制的另一开关(5)连接到开关，使得所述另一开关在各个第二阶段期间处于闭合状态，且在第二阶段后的第一延迟(τ1)之后处于断开状态，比较器的输出信号被提供给D触发器，D触发器由在所述另一开关断开后的第二延迟(τ2)之后***的第三控制信号的上升沿或下降沿提供时钟，以便供给处于高状态或低状态的检测信号。
11.根据权利要求8的DC-DC转换器，其特征在于，定时装置包含：积分器，其由连接到检测装置的输出的电阻器(Ri)以及电容器(Ci)构成；定时器(3)，其被连接到电阻器与电容器的连接节点，其存储在电容器中的电压控制定时器来决定第二阶段的第二持续时间(T2)。
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