JP3705495B2 - スイッチング電源回路の定電流出力制御方法と定電流出力制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路のトランスの二次側から出力される出力電流を定電流制御する定電流出力制御方法と出力制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に励磁電流を流し、トランスに蓄積されるエネルギーを二次出力巻線の出力として放出するもので、安定化電源として小型、軽量、高効率であることから、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどの電源回路に用いられている。
【０００３】
従来この種のスイッチング電源回路は、二次側の整流平滑化回路の出力に、過大な出力電力が生じないように、整流平滑化回路の出力電圧や電流を監視し、その監視結果をフォトカプラー等の絶縁された信号伝達素子を用いて一次側へ伝達している。一次側では、その伝達信号から発振用スイッチ素子をオン、オフ制御し、一次巻線に流れる励磁電流のオン時間（励磁時間）とオフ時間を制御することで出力電流を定電流制御している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１１６号公報
【０００５】
以下、この従来のスイッチング電源回路１００による定電流制御を、図７の回路図で説明する。
【０００６】
１は、高圧側端子１ａと、低圧側端子１ｂからなる不安定な直流電源で、２は、一次巻線２ａと、二次出力巻線２ｂとからなるトランス、３は、電界効果トランジスタで構成された発振用スイッチ素子、２２は、一次巻線２ａに流れる一次巻線電流Ｉｐを検出するためのＩｐ検出抵抗である。発振用スイッチ素子３は、一次巻線２ａの一端と、Ｉｐ検出抵抗２２を介した低圧側端子１ｂとの間に接続され、ゲートに接続されたスイッチ制御回路１０１により所定の周期でオンオフ制御され、回路１００全体が発振する。
【０００７】
トランス２の二次側出力に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオードと平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００８】
出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の基準電圧若しくは基準電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５ａを発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられている。
【０００９】
電圧監視回路は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２から出力電圧の分圧を得て、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力している。また、誤差増幅器３３ａの非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、電圧監視用基準電源３４ａが接続され、非反転入力端子に、出力電圧の分圧と比較するための第１比較電圧を入力している。基準電圧は、分圧抵抗３０、３１の抵抗値、若しくは電圧監視用基準電源３４ａの第１比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１０】
誤差増幅器３３ａの出力側には、フォトカプラ発光素子３５ａが接続され、フォトカプラ発光素子３５ａは、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続し、駆動電源の供給を受けている。
【００１１】
また、電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂに電流検出用抵抗４３を介在させ、電流検出用抵抗４３の一端を誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に、他端を電流監視用基準電源３４ｂを介して非反転入力端子に入力している。
【００１２】
これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、電流検出用抵抗４３の両端の電位差で表され、誤差増幅器３３ｂで電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧と比較して、所定の基準電流を越えたかどうかを判定できる。基準電流は、電流検出用抵抗４３の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１３】
誤差増幅器３３ｂの出力側は、出力電圧を監視する誤差増幅器３３ａの出力側とフォトカプラ発光素子３５ａとの接続点に接続されている。
【００１４】
尚、直列に接続された抵抗３７ａとコンデンサ３８ａ、及び、抵抗３７ｂとコンデンサ３８ｂは、それぞれ誤差増幅器３３ａ及び誤差増幅器３３ｂを安定動作させるための交流負帰還素子である。
【００１５】
トランス２の一次側には、フォトカプラ発光素子３５ａとフォトカップルするフォトカプラ受光素子３５ｂが、スイッチ制御素子１０１と直流電源１の低圧端子１ｂ間に接続されている。
【００１６】
スイッチ制御回路１０１は、フォトトランジスタで構成されたフォトカプラ受光素子３５ｂのコレクタ電流に応じて可変電圧を出力する可変型基準電源１０１ａと、コンパレータ１０１ｂと、発振器１０１ｃと、ＡＮＤゲート１０１ｄを内蔵している。
【００１７】
コンパレータ１０１ｂの反転入力は、発振用スイッチ素子３とＩｐ検出抵抗２２との接続点に接続し、非反転入力は、可変型基準電源１０１ａに接続し、これによって、Ｉｐ検出抵抗２２で電圧換算された一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐと可変基準電源１０１ａを介してフォトカプラ受光素子３５ｂがフォトカプラ発光素子３５ａから受けるリミット信号の受光量とを比較している。
【００１８】
コンパレータ１０１ｂの出力は、発振器１０１ｃの出力とともにＡＮＤゲート１０１ｄに入力され、ＡＮＤゲート１０１ｄの出力は、発振用スイッチ素子３のゲートに接続している。
【００１９】
このように構成されたスイッチング電源回路１００の動作は、可変型基準電源１０１ａがフォトカプラ発光素子３５ａからコレクタ電流を受けない状態、つまり出力が安定している通常の動作状態では、可変型基準電源１０１ａから所定値に設定された基準電圧Ｖｓｅｔをコンパレータ１０１ｂの非反転入力へ出力する。
【００２０】
一方、コンパレータ１０１ｂの反転入力には、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを表すＩｐ検出抵抗２２の電圧が入力され、発振用スイッチ素子３がターンオンした後、時間とともに上昇する一次巻線電流Ｉｐと比較される。従って、コンパレータ１０１ｂは、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまで「Ｈ」を出力し、基準電圧Ｖｓｅｔを越えると「Ｌ」を出力する。
【００２１】
発振器１０１ｃは、スイッチング電源回路１００の発振周期Ｔに一致するクロックパルスをＡＮＤゲート１０１ｄへ出力し、その結果、ＡＮＤゲート１０１ｄは、クロックパルスが「Ｈ」であり、コンパレータ１０１ｂの出力が「Ｈ」、つまり一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまでの間、「Ｈ」を出力し、発振用スイッチ素子３をオン制御する。
【００２２】
これに対し、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電流が基準電流を越えて上昇すると、誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が上昇し、第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５ａの発光しきい値を越える電位となる。
【００２３】
また、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電圧が基準電圧を越えて上昇した場合も、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力される分圧も上昇し、第１比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５ａの発光しきい値を越える電位となる。
【００２４】
その結果、出力電圧若しくは出力電流のいずれかが基準電圧若しくは基準電流を越えると、その超えた量に応じてフォトカプラ発光素子３５ａが発光量のリミット信号をフォトカプラ受光素子３５ｂへ発光する。
【００２５】
フォトカプラ受光素子３５ｂが、フォトカプラ発光素子３５ａからのリミット信号を受光すると、その受光量の増加に応じて、可変型基準電源１０１ａの出力電圧が基準電圧Ｖｓｅｔから低下し、コンパレータ１０１ｂの出力は、基準電圧Ｖｓｅｔを出力していた通常動作に比べて、早く「Ｌ」に転じる。
【００２６】
これにより、発振用スイッチ素子３をオン制御し、一次巻線２ａを励磁する時間Ｔ１が短縮され、一周期内でトランス２に蓄積されるエネルギーが低下するので、基準電圧若しくは基準電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、自然に減少し、基準電圧若しくは基準電流以下となる。
【００２７】
その結果、フォトカプラ発光素子３５ａは発光を停止し、フォトカプラ受光素子３５ｂがリミット信号を受光しなくなるので、発振用スイッチング素子３は、再び基準電圧Ｖｓｅｔで制御される発振を繰り返し、負荷の電力に応じた安定した出力が得られる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来のスイッチング電源回路１００の定電流出力制御方法は、定電流に制御するために、電流監視回路に、電流検出用抵抗４３、電流監視用基準電源３４ｂを、スイッチ制御回路１０１に、基準電圧Ｖｓｅｔを出力する可変型基準電源１０１ａを、一次巻線２ａと直列にＩｐ検出抵抗２２をそれぞれ設けているが、これらの回路素子の回路定数のばらつきや、スイッチ制御回路１０１を集積回路としたときの集積回路自体のばらつきにより、高精度な定電流出力特性を有する製品を安定かつ容易に量産できないという問題があった。
【００２９】
また、スイッチング電源回路に要求される出力電流特性が異なると、上記各回路定数などをその都度設定したり、回路部品を交換する必要があり、余分な設計時間と回路部品調整時間が増加し、コスト上昇の原因となっていた。
【００３０】
更に、トランス２の二次側に、出力電流検出回路を設けるために、回路部品数が増加し、回路全体が大型化する原因ともなっていた。
【００３１】
更に、トランス２の二次側の出力電流検出回路で検出した出力電流の増加を、一次側の制御で修正するために、フォトカプラ発光素子３５ａ、フォトカプラ受光素子３５ｂ等の光結合素子を設ける必要があり、コスト上昇とともに回路構成が複雑となっていた。
【００３２】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、使用する回路素子や集積回路にばらつきがあっても、高精度に出力電流を定電流制御可能なスイッチング電源回路の定電流出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３３】
また、同一の回路部品で出力電流の仕様が異なるスイッチング電源回路を量産できるスイッチング電源回路の定電流出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３４】
また、トランスの二次側の出力電流検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、出力電流を定電流制御するスイッチング電源回路の定電流出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御方法であって、
定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、一発振周期Ｔ内で一次巻線を励磁する発振用スイッチ素子のオン時間を固定時間であるＴ１、オン時間Ｔ１終了時に一次巻線に流れる基準ピーク電流をＩｐｒｅｆ、整流平滑化回路の出力に表れる出力時間をＴ２とし、
とからオフ調整時間Ｔ３を求め、
発振用スイッチ素子の一発振周期内のオフ時間を、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和とし、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とする。
【００３６】
請求項２のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子を固定発振周期Ｔcでオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御方法であって、
整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、固定発振周期をＴｃ、定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとしたときに、
から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止し、オン時間Ｔ１を調整し、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とする。
【００３７】
請求項３のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間より検出することを特徴とする。
【００３８】
請求項４のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、トランスの副巻き線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間より検出することを特徴とする。
【００３９】
請求項５のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、スイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御装置であって、
発振用スイッチ素子をオン制御した後、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを検出し、一次巻線電流Ｉｐが予め設定した基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達したときにオフ制御するスイッチ制御回路と、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を検出するオン時間検出部と、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、
定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとしたときに、
基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆと、オン時間検出部で検出したオン時間Ｔ１と、出力時間検出部で検出した出力時間Ｔ２と、
とから、オフ調整時間Ｔ３を求める調整時間算出回路とを備え、
スイッチ制御回路は、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和からなる一発振周期Ｔ内のオフ時間経過後に、発振用スイッチ素子をオン制御し、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とする。
【００４０】
請求項６のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子を固定発振周期Ｔｃでオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、スイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御装置であって、
一次巻線に流れる電流Ｉｐを検出する一次側電流検出部と、発振周期Ｔ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、固定発振周期をＴｃ、定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとしたときに、
出力時間検出部で検出した出力時間Ｔ２と、
とから設定電流Ｉｐｓｅｔを求める設定値算出回路と、一次巻線に流れる電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを比較する電流比較回路とを備え、スイッチ制御回路は、電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止し、オン時間Ｔ１を調整して、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とする。
【００４１】
請求項７のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次巻線の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路を備え、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００４２】
請求項８のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、トランスの一次側に更に設けられた副巻き線と、副巻き線の電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路を備え、副巻き線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００４３】
請求項９のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、出力時間Ｔ２が経過した後、スイッチ素子をオフ制御しているオフ経過時間Ｔ３´を計測する経過時間計測部と、出力時間Ｔ２に（Ｎｐ÷Ｎｓ×Ｉｐｒｅｆ÷２÷Ｉ２ｏｓｅｔ−１）を乗じて比較時間Ｔ２ｒｅｆとする演算部と、オン時間検出部で検出したオン時間Ｔ１と、経過時間計測部で計測したオフ経過時間Ｔ３´と、演算部で算出した比較時間Ｔ２ｒｅｆに、それぞれ等しい定数を乗じて電圧換算したＶＴ１、ＶＴ３´及びＶＴ２ｒｅｆとし、ＶＴ３´とＶＴ１の和を、ＶＴ２ｒｅｆを比較するオフ時間比較回路とを備え、ＶＴ３´とＶＴ１の和がＶＴ２ｒｅｆを越えたときに発振用スイッチ素子をオン制御することを特徴とする。
【００４４】
請求項１０のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、スイッチ制御回路が、Ｉｐｒｅｆに達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン動作を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線のインダクタンスをＬｐとし、
から求めたＩｐ´が、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達したときに、発振用スイッチ素子をオフ制御することを特徴とする。
【００４５】
請求項１１のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次側電流検出部が、一次巻線に直列に接続された抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗による電圧降下Ｖｉｐから電流Ｉｐを検出し、
電流比較回路が、電圧降下Ｖｉｐと、設定電流Ｉｐｓｅｔに抵抗値ｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを比較し、電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを比較することを特徴とする。
【００４６】
請求項１２のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次側電流検出部がＩｐｓｅｔに達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン動作を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線のインダクタンスをＬｐとし、
から求めたＩｐ´を、設定電流Ｉｐｓｅｔと比較する電流Ｉｐとすることを特徴とする。
【００４７】
請求項１と請求項５の発明では、一発振周期Ｔ内での整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、（１）式に代入すれば、（１）式から整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとするオフ調整時間Ｔ３が得られる。
【００４８】
一発振周期Ｔ内のオフ時間が、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和となるように調整すると、その周期での出力電流Ｉ２ｏは設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに等しく、設定した出力電流に定電流制御することができる。
【００４９】
各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけであり、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為のオフ調整時間Ｔ３を得る定電流制御には影響しない。
【００５０】
また、（１）式の各回路定数を求めておけば、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔを数値変更するだけで、同一構成のスイッチング電源回路で異なる出力電流の定電流制御ができる。
【００５１】
請求項２と請求項６の発明では、固定発振周期Ｔｃ内の整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、（２）式に代入すれば、（２）式から整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとする設定電流Ｉｐｓｅｔが得られる。
【００５２】
設定電流Ｉｐｓｅｔに一次巻線に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止しオン時間Ｔ１を調整すると、その周期での電流Ｉｐは設定電流Ｉｐｓｅｔに等しく、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏは、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、精度よく設定した出力電流とすることができる。
【００５３】
各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為の設定電流Ｉｐｓｅｔを得る定電流制御には影響しない。
【００５４】
また、（２）式の各回路定数を求めておけば、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔを数値変更するだけで、同一構成のスイッチング電源回路で異なる出力電流の定電流制御ができる。
【００５５】
請求項３と請求項７の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、トランスに蓄積されるエネルギーの放出時間であり、発振用スイッチ素子がターンオフしてから一次巻線に発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始する為にその極性が逆転するまでの時間に等しいので、整流平滑化回路の出力を監視することなく、一次巻線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００５６】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電流制御が可能となる。
【００５７】
請求項４と請求項８の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、副巻き線にフライバック電圧が発生してからその極性が逆転するまでの時間に等しく、整流平滑化回路の出力を監視することなく、トランスの一次側の副巻き線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００５８】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電流制御が可能となる。
【００５９】
請求項９の発明では、出力時間Ｔ２が経過した後のオフ制御しているオフ経過時間Ｔ３´は、時間の経過とともに増加し、オフ経過時間Ｔ３´が（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３に達した際に、ＶＴ３´とＶＴ１の和は、ＶＴ２ｒｅｆを越える。従って、そのときに次の発振のオン制御を行えば、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３が含まれた周期Ｔで発振させることができ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏは、定電流制御しようとする設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなる。
【００６０】
請求項１０の発明では、ターンオンした後一次巻線電流Ｉｐは、近似する電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐに比例して時間とともに上昇するので、（３）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐは、一次側電流検出部と発振用スイッチ素子の動作間の遅れδｔによる電流Ｉｐの増加分を表す。
【００６１】
従って、一次巻線電流Ｉｐにδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐを加えたＩｐ´が、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達し、発振用スイッチ素子をオフ制御した際の一次巻線電流Ｉｐは、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに略等しく、回路素子の遅れがあっても、精度よく定電流制御ができる。
【００６２】
請求項１１の発明では、一次巻線電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを、電圧である電圧降下Ｖｉｐと設定電位Ｖｉｓｅｔで表すので、演算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で容易に比較することができる。
【００６３】
請求項１２の発明では、ターンオンした後一次巻線電流Ｉｐは、近似する電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐに比例して時間とともに上昇するので、（３）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐは、一次側電流検出部と発振用スイッチ素子の動作間の遅れδｔによる電流Ｉｐの増加分を表す。
【００６４】
従って、δｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐを加えて設定電流Ｉｐｓｅｔと比較し、発振用スイッチ素子をターンオフした際の一次巻線電流Ｉｐは、設定電流Ｉｐｓｅｔに略等しく、回路素子の遅れがあっても、精度よく定電流制御ができる。
【００６５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。これらの図において、図７で示す従来のスイッチング電源回路１００と同一の構成には同一の番号を付している。
【００６６】
図１は、本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０を示す回路図である。図７の従来のスイッチング電源回路１００と比較して明らかなように、このスイッチング電源回路５０には、二次出力側の電流監視回路や光結合素子を用いない簡単な構成となっている。
【００６７】
１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用スイッチ素子となる電界効果トランジスタ（以下、スイッチ素子と記す）である。スイッチ素子３は、ここではＭＯＳ形（絶縁ゲート形）ＦＥＴであり、ドレインが一次巻線２ａの一端に、ソースがＩｐ検出抵抗２２を介して低圧側端子１ｂにそれぞれ接続し、ゲートがスイッチ素子３をオンオフ制御するスイッチ制御回路５に接続している。
【００６８】
スイッチ制御回路５は、演算回路５ａとＤ／Ａコンバータ５ｂとＡ／Ｄコンバータ５ｃとが１チップの回路部品に集積化されたもので、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｖｃｃ、Ｖｄ、Ｉｄは、それぞれ抵抗２１を介して高圧側端子１ａ、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部、Ｉｐ検出抵抗２２とスイッチ素子３の接続点に接続している。
【００６９】
また、Ｄ／Ａコンバータ５ｂのアナログ出力端子Ｖｇは、スイッチ素子３のゲートに接続し、ゲートに順方向バイアス電圧を後述する所定のタイミングで加えてスイッチ素子３をオンオフ制御し、スイッチング電源回路５０全体を発振制御している。
【００７０】
このスイッチング電源回路５０の基本動作を図２で簡単に説明すると、スイッチ素子３をオン制御し、直列に接続された一次巻線２ａに励磁電流Ｉｐが流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じる。
【００７１】
その後所定のオン時間Ｔ１後に、スイッチ制御回路５でスイッチ素子３をオフ制御し、スイッチ素子３がターンオフすると、一次巻線２ａに流れる電流が実質的に遮断され、トランス２の各巻線に、いわゆるフライバック電圧が生じる。このとき、二次出力巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４と平滑コンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路４、１３により整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００７２】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、同図（ｃ）の一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａ波形に示すように、一次巻線２ａやスイッチ素子３の浮遊容量と一次巻線２ａとの直列共振により、振動を開始しその振幅は次第に減少する。
【００７３】
各巻線に発生していた電圧が降下し、再び周期Ｔ後にスイッチ制御回路５でスイッチ素子３をオン制御し、スイッチ素子３をターンオンさせ、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【００７４】
この発振動作において、整流平滑化回路４、１３から出力される出力電流Ｉ２ｏは、発振周期Ｔでの二次出力巻線２ｂに流れる二次巻線電流Ｉｓの平均値で表され、二次出力巻線２ｂに発生するピーク電流をＩｓｍａｘ、発振周期Ｔ内で整流平滑化回路４、１３に出力が表れる出力時間、すなわち二次出力巻線２ｂに出力電流が流れる時間をＴ２（図２（ｂ）参照）とすれば、
で表すことができる。
【００７５】
また、一次巻線２ａの巻数をＮｐ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとすれば、一次巻線電流Ｉｐと二次巻線電流Ｉｓとは、
の関係があり、一次巻線２ａに発生するピーク電流をＩｐｍａｘとすれば、（５）式から、
が導き出せる。
【００７６】
更に、発振周期Ｔは、図２に示すように、一次巻線２ａを励磁する発振用スイッチ素子３のオン時間をＴ１、オフ調整時間をＴ３とすれば、
であるので、（４）式に、（６）式と（７）式を代入すると、
の関係が得られる。
【００７７】
ここで、一次巻線電流Ｉｐは、オン時間Ｔ１の経過にほぼ比例して上昇するので、オン時間Ｔ１を固定値とすれば、その時の一次巻線のピーク電流Ｉｐｍａｘは定数である基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに定まり、また、ＮｐとＮｓは、回路素子により定まる定数であるので、Ｔ２を検出して、その値を（８）式へ代入すれば、オフ調整時間をＴ３を調整することにより任意の整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏが得られる。
【００７８】
そこで、本実施の形態では、（８）式における出力電流Ｉ２ｏを、定電流制御しようとする設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに設定し、
から得られるオフ調整時間Ｔ３となるようにその長さを調整するものである。
【００７９】
オフ調整時間Ｔ３は、二次巻線電流Ｉｓが停止した後、すなわち出力時間Ｔ２の経過後、更に（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３が経過したときに、次の発振の為のスイッチ素子３をオン制御することで調整する。
【００８０】
以下、この方法を繰り返すことにより、整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏは、常に設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔで出力され、定電流制御を行うことができる。
【００８１】
スイッチング電源回路５０において、一次巻線電流Ｉｐは、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｉｄから、一次巻線電流Ｉｐが流れることによるＩｐ検出抵抗２２の電圧降下Ｖｉｐを入力し、検出している。このように電圧換算するのは、電圧降下Ｖｉｐが、Ｉｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐとしてｒｉｐ×Ｉｐで表され、一次巻線電流Ｉｐの換算値として演算回路５ａでの演算処理が可能であり、また、電流Ｉｐの検出に比べて電圧降下Ｖｉｐの検出がより容易なためである。
【００８２】
本実施の形態では、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを特定値である基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに設定し、その基準ピーク電流ＩｐｒｅｆにＩｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐを乗じたピーク電位Ｖｉｍａｘに、アナログ入力端子Ｉｄから入力される電圧降下Ｖｉｐが達したときに、Ｄ／Ａコンバータ５ｂからスイッチ素子３へターンオフするオフ制御信号を出力する。
【００８３】
一次巻線電流Ｉｐは、図３に示すように、スイッチ素子３がターンオンした後の経過時間ｔに略比例するので、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを上述に様に定数に設定することにより、スイッチ素子３のオン時間Ｔ１も固定時間となる。固定時間であるオン時間Ｔ１は、スイッチ素子３へオン制御信号を出力してから、上述のように、一次巻線電流Ｉｐが基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達し、オフ制御信号を出力するまでの経過時間から求める。
【００８４】
出力時間Ｔ２の検出は、トランス２の二次側のダイオード４に電流が流れる時間を測定することにより容易に得られるが、ここではトランス２の一次側回路のみで定電流制御を行うために、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｖｄを、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続し、一次巻線２ａの電圧（Ｖ２ａ）を監視し出力時間Ｔ２を検出している。
【００８５】
図２に示すように、二次出力巻線２ｂに出力電流が表れる出力時間Ｔ２は、トランス２に蓄積されるエネルギーの放出時間であり、この時間は、発振用スイッチ素子３がターンオフしてから一次巻線２ａに発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始することにより、一次巻線２ａの両端の極性が逆転するまでの時間に等しい。
【００８６】
従って、スイッチ制御回路５の演算回路５ａが、ターンオフするオフ制御信号をＤ／Ａコンバータ５ｂより出力した後、一次巻線２ａの極性が逆転し、一次巻線電圧Ｖ２ａ波形の一次巻線２ａの印加電圧に対する電位が最初に逆転するまでの時間から出力時間Ｔ２を検出する。固有振動の際に、一次巻線電圧Ｖ２ａ波形が最初の極小値に達するまでの時間は、一次巻線２ａの印加電圧に対する電位が最初に逆転するまでの時間に近似するので、オフ制御信号を出力してから、最初の極小値に達するまでの時間を計測し、その時間から出力時間Ｔ２を検出してもよい。
【００８７】
スイッチ制御回路５の演算回路５ａは、上述した方法で検出したオン時間Ｔ１、出力時間Ｔ２と、定電流制御しようとする設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔ及び基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆ、一次巻線２ａの巻数Ｎｐ、二次出力巻線２ｂの巻数Ｎｓの各定数を、（１）式に代入し、オフ調整時間Ｔ３を算出する。
【００８８】
そして、スイッチ素子３のオフ時間が、出力時間Ｔ２と算出したオフ調整時間Ｔ３との和になるように、すなわち、オフ制御信号を出力して出力時間Ｔ２が経過し、更に算出したオフ調整時間Ｔ３が経過したときに、次の発振の為にスイッチ素子３へオン制御信号を出力する。
【００８９】
このオンオフ制御を行った発振周期Ｔでの整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏは、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、これを繰り返すことにより、定電流制御を行う。
【００９０】
この第１の実施の形態では、オフ調整時間Ｔ３を調整して定電流制御を行うものである為に制御期間中の発振周期Ｔは、その都度異なるものとなるが、固定した発振周期Ｔｃで、任意に設定した設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに定電流制御することも可能であり、以下、固定発振周期Ｔｃにおいて定電流制御する第２実施の形態について説明する。
【００９１】
第１実施の形態において説明したように、整流平滑化回路４、１３から出力される出力電流Ｉ２ｏは、二次出力巻線２ｂに発生するピーク電流をＩｓｍａｘ、出力時間をＴ２、固定発振周期をＴｃとすれば、（４）式から
で表すことができる。
【００９２】
この（４´）式に、二次巻線ピーク電流Ｉｓｍａｘと一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘとの関係を表す（６）式を代入し、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘについて展開すると、
の関係が得られる。
【００９３】
ここで、Ｎｓ、Ｎｐは、回路素子により定まる定数であり、Ｔｃは、固定発振周期の定数であるので、出力時間Ｔ２を検出し、その値を（９）式へ代入すれば、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを調整することにより、整流平滑化回路４、１３から出力される任意の出力電流Ｉ２ｏが得られる。
【００９４】
そこで、本実施の形態では、（９）式における出力電流Ｉ２ｏを、定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに設定し、
から得られる設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘが一致するように制御するものである。
【００９５】
一次巻線電流Ｉｐは、ターンオン後の時間ｔにほぼ比例して増加するので、増加する一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達したときにスイッチ素子３をターンオフ制御することで、一次巻線電流Ｉｐを設定電流Ｉｐｓｅｔに一致させる。
【００９６】
この制御は、定電流制御しようとする前の発振周期Ｔｃ内での出力時間Ｔ２を検出し、制御しようとする発振周期Ｔｃまでに（２）式から設定電流Ｉｐｓｅｔを得て、ターンオン後一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達するオン時間Ｔ１経過後に、スイッチ素子３をターンオフ制御する。
【００９７】
以下、この方法を繰り返すことにより、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏは、常に設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、定電流制御を行うことができる。
【００９８】
この第２実施の形態による定電流制御は、第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０と同一構成で実施できるので、一次巻線電流Ｉｐを検出し電圧換算した電圧降下Ｖｉｐで表す方法と、出力時間Ｔ２を検出する方法は、その説明を省略する。
【００９９】
スイッチ制御回路５の演算回路５ａは、検出した出力時間Ｔ２を、（２）式に代入して、設定電流Ｉｐｓｅｔを算出し、アナログ入力端子Ｉｄから入力される電圧降下Ｖｉｐと同じ倍率で比較するために、設定電流ＩｐｓｅｔにＩｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐを乗じて設定電位Ｖｉｓｅｔとする。
【０１００】
Ｄ／Ａコンバータ５ｂのＶｇ端子からスイッチ素子３へオン制御信号を出力すると、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのＩｄ端子から入力される電圧降下Ｖｉｐは、時間ｔの経過とともに増加し、比較する設定電位Ｖｉｓｅｔに達したことを判別すると、Ｖｇ端子からスイッチ素子３をターンオフするオフ制御信号を出力する。
【０１０１】
このようにオン時間Ｔ１を調整した発振周期Ｔｃでの整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏは、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、これを繰り返すことにより、定電流制御を行われる。
【０１０２】
以上の第１、第２の実施の形態において、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｉｄより、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐとして入力してから、この電圧降下Ｖｉｐがピーク電位Ｖｉｍａｘ若しくは設定電位Ｖｉｓｅｔに一致若しくは越えたことを判定し、現実にスイッチ素子３がターンオフするまでには、Ａ／Ｄコンバータ５ｃ、演算回路５ａ、Ｄ／Ａコンバータ５ｂ、スイッチ素子３等の回路素子に固有の遅延が生じている。
【０１０３】
一方、一次巻線電流Ｉｐは、一次巻線２ａの電圧をＶ２ａ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐ、経過時間をｔとすると、
で表され、ターンオン後に一次巻線２ａに加わえられる電圧に比例して上昇する。
【０１０４】
その結果、図３に示すように、ターンオフの際に現実に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、ピーク電位Ｖｉｍａｘ若しくは設定電位Ｖｉｓｅｔに達したと判定した際の電圧降下Ｖｉｐの一次巻線電流Ｉｐより増加し、上記回路素子による遅延時間の総和をδｔとすると、その増加分δＩｐは、（１０）式より
となる。
【０１０５】
ここでスイッチ素子３のオン期間に一次巻線２ａに印加される電圧降下Ｖ２ａに比べて、回路上の励磁電流による他の電圧降下分を無視すれば、電圧Ｖ２ａは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃと置き換えることができ、（１１）式の増加分を考慮すれば、
から求めたＩｐ´を、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆ若しくは設定電流Ｉｐｓｅｔと比較すれば、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆ若しくは設定電流Ｉｐｓｅｔが現実に流れているタイミングでターンオフすることができる。
【０１０６】
第１実施の形態においては、一次巻線電流Ｉｐを電圧換算した電圧降下Ｖｉｐを、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを電圧換算したピーク電位Ｖｉｍａｘと比較しているので、電圧降下をＶｉｐとして、（３）式の両辺にｒｉｐを乗じた
の電圧降下Ｖｉｐ´をピーク電位Ｖｉｍａｘと比較する。
【０１０７】
また、第２実施の形態においては、（１２）式の電圧降下Ｖｉｐ´を設定電位Ｖｉｓｅｔと比較する。
【０１０８】
図４は、トランス２の一次側に副巻き線２ｃが設けられている場合に、この副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを監視して、出力時間Ｔ２を検出する本発明の第３実施の形態に係るスイッチング電源回路６０を示す回路図である。
【０１０９】
スイッチング電源回路６０は、図１に示すスイッチング電源回路５０と比較し、副巻き線２ｃがトランス２に更に設けられ、スイッチ制御回路６のＡ／Ｄコンバータのアナログ入力端子Ｖｄを、抵抗２４を介して副巻き線２ｃの低圧側端部に接続している構成が異なるだけである。
【０１１０】
トランス２の副巻き線２ｃには、一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａに対してその巻線比に比例する電圧Ｖ２ｃが発生するので、ターンオフ後、その極性が反転するまでの時間Ｔ２は副巻き線２ｃにおいても等しく、Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力端子Ｖｄから、この副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを継続して入力し、スイッチ制御回路６内の演算回路でＴ２を検出する。他の構成については、上記実施の形態と同一であるので、その説明を省略する。
【０１１１】
図５は、本発明の第４実施の形態に係るスイッチング電源回路８０の定電流出力制御装置８を示す回路図である。
【０１１２】
この実施の形態において、定電流出力制御装置として作用するスイッチ制御回路８は、スイッチ制御回路５の演算回路５ａで定電流出力制御を行っていた第１実施の形態で説明したデジタル演算処理を、比較回路や論理回路を用いたアナログ処理で実行するものである。従って、上述各実施の形態と異なるスイッチ制御回路８の構成を詳述し、共通する構成については同一の番号を付しその説明を省略する。
【０１１３】
また、スイッチ制御回路８は、定電圧制御装置を兼ね備えるものであり、始めに定電圧制御を主に実行するための構成とその作用を説明する。
【０１１４】
スイッチング電源回路８０の発振動作において、二次出力巻線２ｂに発生するピーク電流Ｉｓｍａｘは、二次出力巻線２ｂの出力電圧をＶ２ｂ、二次出力巻線２ｂのインダクタンスをＬｓとすれば、
で表すことができ、この（１３）式と（６）式から
の関係が得られる。
【０１１５】
ここで、Ｎｓ、Ｎｐ、Ｌｓは、回路素子により定まる定数であるので、Ｔ２を検出し、その値を（１４）式へ代入すれば、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを調整することにより任意の二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂが得られる。
【０１１６】
そこで、（１４）式における出力電圧Ｖ２ｂを、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに設定し、
から得られる設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘが一致するようにオン時間Ｔ１を制御する。
【０１１７】
一次巻線電流Ｉｐは、ターンオン後に増加するので、増加する一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達したときにスイッチ素子３をターンオフ制御することで、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを設定電流Ｉｐｓｅｔに一致させる。ここでも、電圧換算した電圧降下Ｖｉｐで一次巻線電流Ｉｐを示すので、電圧降下Ｖｉｐが、設定電流Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔに達した際にターンオフ制御し、このようにオン時間Ｔ１を調整することにより、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、常に設定値Ｖ２ｂｓｅｔで出力され、定電圧制御を行うことができる。
【０１１８】
スイッチング電源回路８０のスイッチ制御回路８では、この定電圧制御を行うために、補正電圧を出力する遅延補正回路８１、スイッチング電源回路８０の固定発振周期Ｔｃに等しい周期でクロックを出力可能な発振器８２、コンパレータ８３、出力時間Ｔ２から設定電位Ｖｉｓｅｔに変換する時間−電圧変換回路８４、サンプルホールド回路８５、クランプ回路８６、電圧降下Ｖｉｐに遅延補正回路８１から出力される補正電圧を加える加算器８７、補正した電圧降下Ｖｉｐを、設定電位Ｖｉｓｅｔと比較するコンパレータ８８、アンドゲート８９を備えている。
【０１１９】
このスイッチ制御回路８の定電圧制御動作を説明すると、始めに発振動作しているスイッチング電源回路８０の出力時間Ｔ２をコンパレータ８３で検出する。コンパレータ８３は、非反転入力を入力端子Ｖｄから抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続し、一次巻線電圧Ｖ２ａに比例する分圧された電圧を入力する一方、反転入力には、一次巻線電圧Ｖ２ａの極性反転の検出が可能となる直流電源１に比例する分圧された電圧を入力し、一次巻線電圧Ｖ２ａの極性に応じた波形を出力している。従ってこのコンパレータ８３は、スイッチ素子３がターンオフしたフライバック電圧により「Ｈ」の出力波形を出力し、トランス２のエネルギー放出が完了し極性が反転すると「Ｌ」に転じる。
【０１２０】
時間−電圧変換回路８４は、コンパレータ８３から「Ｈ」が出力されている期間を出力時間Ｔ２として、（１５）式から設定電流Ｉｐｓｅｔを求め、設定電流Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを出力する。設定電流値にＩｐ検出抵抗２２の抵抗値ｒｉｐを乗じるのは、コンパレータ８８において、一次巻線電流Ｉｐに抵抗値ｒｉｐを乗じた電圧降下Ｖｉｐと比較する為である。
【０１２１】
サンプルホールド回路８５は、少なくとも後に定電圧制御しようとする発振周期まで設定電位Ｖｉｓｅｔを保持し、クランプ回路８６へ出力する。
【０１２２】
クランプ回路８６は、サンプルホールド回路８５から出力される設定電位Ｖｉｓｅｔを、後述する定電流制御のために設定した固定値であるピーク電位Ｖｉｍａｘと比較し、ピーク電位Ｖｉｍａｘ以下である場合には、設定電位Ｖｉｓｅｔをクランピングし、振幅が設定電位Ｖｉｓｅｔとなるパルス波形をコンパレータ８８の非反転入力へ出力する。
【０１２３】
発振動作している間に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、Ｉｐ検出抵抗２２による電圧降下Ｖｉｐ、すなわちＩｐ×ｒｉｐで表される電圧降下Ｖｉｐとして入力端子Ｉｄから加算器８７の一方に入力される。
【０１２４】
遅延補正回路８１は、図示しない測定値回路などで計測したスイッチ制御回路８及びスイツチ素子３による固有遅延時間の総和δｔと、抵抗２１を介して入力される直流電源１の電源電圧Ｖｃｃとから、（１２）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐに相当する補正電圧を算出し、加算器８７の他方へ入力する。
【０１２５】
加算器８７は、この補正電圧を電圧降下Ｖｉｐへ加える（１２）式の演算処理を行い、コンパレータ８８の反転入力へ出力する。
【０１２６】
従って、コンパレータ８８では、回路素子の遅延時間を考慮して補正した電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔと比較され、補正した電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔ以下である場合には「Ｈ」を、設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると「Ｌ」をアンドゲート８９へ出力する。
【０１２７】
アンドゲート８９は、発振器８２とコンパレータ８８からの出力を入力し、出力をスイッチ素子３のゲートに接続するもので、論理積が「Ｈ」の期間のみ、スイッチ素子３をＯＮ制御するように動作する。
【０１２８】
発振器８２は、この定電圧制御においては、固定発振周期Ｔｃに等しい周期のクロックを出力するもので、発振器８２から出力されるクロックが「Ｌ」の期間は、スイッチ素子３がＯＦＦ制御され、トランス２の一次巻線２ａに励磁電流が流れない。
【０１２９】
発振器８２から出力されるクロックが「Ｈ」に転じ、コンパレータ８８からの出力も「Ｈ」、すなわち電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔに達しない間は、アンドゲート８９の出力も「Ｈ」となるので、スイッチ素子３がターンオンする。
【０１３０】
その後、オン時間に比例して一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐも増加し、電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると、コンパレータ８８の出力が「Ｌ」となるので、アンドゲート８９の出力も「Ｌ」となり、スイッチ素子３がターンオフする。このターンオフした際の電圧降下Ｖｉｐは、設定電位Ｖｉｓｅｔにほぼ等しく、そのときに一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、（１５）式の設定電流Ｉｐｓｅｔとなり、設定した出力電圧Ｖ２ｂに略等しい出力が得られる。この制御を、少なくとも発振動作中に繰り返えすことにより、トランス２の二次側で、設定した出力電圧Ｖ２ｂの定電圧出力制御を行う。
【０１３１】
スイッチング電源回路８０のスイッチ制御回路８は、定電流制御を行うために、更に、制御モード判定回路９０、出力時間Ｔ２を後述する比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆに変換するＴ２時間−電圧変換回路９１、出力時間Ｔ２が経過した後のオフ経過時間Ｔ３´をオフ時間電位ＶＴ３´に変換するＴ３´時間−電圧変換回路９２、オン時間Ｔ１をオン時間電位ＶＴ１に変換するＴ１時間−電圧変換回路９３、オン時間電位ＶＴ１にオフ時間電位ＶＴ３´を加える加算器９５、サンプルホールド回路９４、９６、（１）式のオフ調整時間Ｔ３を得るコンパレータ９７を備え、発振器８２は、制御モード判定回路９０からの制御により、定電流制御では、一発振周期Ｔにおいてオフ調整時間Ｔ３が異なるクロックを出力自在となっている。
【０１３２】
一次側のピーク電流（Ｉｐｍａｘ）と二次側の電圧（二次巻線電圧Ｖ２ｂ）を表す
から、スイッチング電源回路８０が発振している間に出力電圧（二次巻線電圧Ｖ２ｂ）が低下すると、エネルギー放出時間である出力時間Ｔ２が長くなり、ここでは、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘの上限を一定値である基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆとする。
【０１３３】
つまり、検出した出力時間Ｔ２から
で得た設定電流Ｉｐｓｅｔが、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆ以上の領域となる場合には、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆとして、限られた出力時間Ｔ２で発振させ、この到達領域において増加傾向にある一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘ及び二次巻線ピーク電流Ｉｓｍａｘを定電流に制御する定電流制御モードとする。
【０１３４】
一方、検出した出力時間Ｔ２から（１５）式で求めた設定電流Ｉｐｓｅｔが、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達しない場合には、二次巻線電圧Ｖ２ｂが設定したＶ２ｂｓｅｔを越えて増加傾向にあるものと判断し、定電圧制御モードとし、上述の定電圧制御を行う。
【０１３５】
スイッチ制御回路８において、定電流制御か定電圧制御かの判定は、クランプ回路８６で、設定電流Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに抵抗値ｒｉｐを乗じたピーク電位Ｖｉｍａｘを比較する。
【０１３６】
クランプ回路８６では、設定電位Ｖｉｓｅｔがピーク電位Ｖｉｍａｘ以下である場合に、上述の定電圧制御を行い、ピーク電位Ｖｉｍａｘを越えた場合には、定電流制御を行うために、定電流モード信号を制御モード判定回路９０へ出力するとともに、振幅がそのピーク電位Ｖｉｍａｘとなるパルス波形をコンパレータ８８の非反転入力へ出力する。
【０１３７】
制御モード判定回路９０は、定電流モード信号をクランプ回路８６から受けない限り、定電圧制御モードと判定し、コンパレータ９７からの出力を遮断し、発振器８２から固定発振周期Ｔｃに等しい周期でクロックを出力させる。また、定電流モード信号を受けた場合には、定電流制御モードと判定し、コンパレータ９７からの出力を有効として発振器８２へ出力する。
【０１３８】
Ｔ２時間−電圧変換回路９１の入力は、コンパレータ８３の出力に接続し、コンパレータ８３から「Ｈ」が入力される期間を出力時間Ｔ２とし、出力時間Ｔ２に（ｋ−１）を乗じた比較時間Ｔ２ｒｅｆを電圧変換した比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆとしてて出力する。
【０１３９】
ここで、ｋは、
において、Ｎｐ÷Ｎｓ×Ｉｐｒｅｆ÷２÷Ｉ２ｏｓｅｔに相当する定数であり、従って、比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆは、Ｔ２×（Ｎｐ÷Ｎｓ×Ｉｐｒｅｆ÷２÷Ｉ２ｏｓｅｔ−１）の値を電圧に換算して表したものとなる。
【０１４０】
Ｔ２時間−電圧変換回路９１から出力される比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆは、サンプルホールド回路９６において、次の定電流制御しようとする発振周期まで保持され、コンパレータ９７の非反転入力へ出力される。
【０１４１】
Ｔ３´時間−電圧変換回路９２の入力は、スイッチ素子３に接続するＶｇ端子と、コンパレータ８３の出力に接続し、Ｖｇ端子が「Ｈ」になった際、すなわちスイッチ素子３がターンオンした際にカウントを停止するとともに計数値がリセットされ、コンパレータ８３の出力が「Ｈ」から「Ｌ」に転じる際にカウントを開始するカウンターを有している。従って、このカウンターの計数値は、出力時間Ｔ２が経過した後更にスイッチ素子３がオフ動作しているオフ経過時間Ｔ３´を表し、Ｔ３´時間−電圧変換回路９２は、時間の経過と共に漸増する計数値を発振周期Ｔに比較しはるかに短い周期で、電圧換算したオフ時間電位ＶＴ３´に変換し、加算器９５へ出力している。
【０１４２】
Ｔ１時間−電圧変換回路９３は、スイッチ素子３に接続するＶｇ端子に接続し、Ｖｇ端子が「Ｈ」である時間をオン時間Ｔ１とし、検出したオン時間Ｔ１を、電圧換算したオン時間電位ＶＴ１に変換し、加算器９５の他方入力へ出力している。
【０１４３】
オン時間電位ＶＴ１は、サンプルホールド回路９４において、新たな入力、すなわちＴ１時間−電圧変換回路９３が新たなオン時間電位ＶＴ１を出力するまで保持され、加算器９５の他方入力へ出力される。
【０１４４】
コンパレータ９７は、オン時間電位ＶＴ１とオフ時間電位ＶＴ３´の加算値を、比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆと比較するもので、実質的に（１）式の左辺に漸増するオフ経過時間Ｔ３´を代入して、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３を得るものである。
【０１４５】
すなわち、各発振周期Ｔにおいて、出力時間Ｔ２が経過した際のオフ時間電位ＶＴ３´は、Ｔ３´時間−電圧変換回路９２の計数値がリセットされているので、「０」であり、その後、オン時間電位ＶＴ１と時間と共に漸増するオフ時間電位ＶＴ３´の加算値が、比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆに達するまで、コンパレータ９７の出力は、「Ｈ」を維持する。
【０１４６】
オン時間電位ＶＴ１とオフ時間電位ＶＴ３´の加算値が比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆに達すると、コンパレータ９７の出力は、「Ｈ」から「Ｌ」に転じ、この時、オフ時間電位ＶＴ３´に換算されたオフ経過時間Ｔ３´は、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３となる。
【０１４７】
コンパレータ９７の出力に接続された制御モード判定回路９０は、定電流モード信号を受けて定電流制御モードと判定している間は、コンパレータ９７からの出力をそのまま発振器８２へ出力するので、オフ経過時間Ｔ３´が（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３となった時に、「Ｈ」から「Ｌ」を出力する。
【０１４８】
発振器８２は、「Ｌ」の入力を、一発振周期Ｔのクロックを出力させるトリガー信号として、「Ｈ」のパルスをアンドゲート８９へ出力する。オフ制御時間中には、一次巻線電流Ｉｐが流れていないので、アンドゲート８９の他方の入力であるコンパレータ８８の出力は、「Ｈ」となっていて、その結果、アンドゲート８９は、スイッチ素子３をオン制御し、次の発振周期Ｔの発振が開始される。つまり、その発振を開始する直前の発振周期Ｔにおけるオフ調整時間Ｔ３は、出力時間Ｔ２から求めた（１）式を満たし、整流平滑化回路（４、１３）から設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔが出力され、定電流制御を行うことができる。
【０１４９】
定電流制御モードで、発振器８２から出力されるクロック信号の「Ｈ」の時間は、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘの上限値である基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆでターンオフするオン時間Ｔ１より充分長く、従って、アンドゲート８９の出力が「Ｌ」に転じてターンオフするタイミングは、コンパレータ８８の出力が「Ｈ」から「Ｌ」に転じるタイミングであり、具体的には、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐが、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに抵抗値ｒｉｐを乗じたピーク電位Ｖｉｍａｘに達する時である。
【０１５０】
尚、本実施の形態に係るスイッチ制御回路８においても、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐに、回路素子の遅延分に相当するδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐを加算器８７で加えて、設定電位Ｖｉｓｅｔ若しくはピーク電位Ｖｉｍａｘと比較するので、現実に（１５）式から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくは基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆが流れる際に、スイッチ素子３をオフ制御できる。
【０１５１】
図６は、本発明の第５実施の形態に係るスイッチング電源回路７０の定電流出力制御装置７を示す回路図である。
【０１５２】
本実施の形態では、スイッチ制御回路５の演算回路５ａで実行していた第２実施の形態で説明したデジタル演算処理を、定電流出力制御装置として作用するスイッチ制御回路７において比較回路や論理回路を用いたアナログ処理で実行するものである。
【０１５３】
図５と比較して明らかなように、本実施の形態に係るスイッチ制御回路７の構成は、第４実施の形態に係るスイッチ制御回路８の定電圧出力制御の為の構成とほぼ同一であり、従って、上述したスイッチング電源回路７０と共通する構成については同一の番号を付してその説明を省略する。つまり、本実施の形態に係るスイッチング電源回路７０では、スイッチ制御回路７の構成をわずかに変更するだけで、定電圧制御と定電流制御のいずれもが可能となる。
【０１５４】
図において、７２は、固定発振周期Ｔｃに等しい周期でクロックを出力する発振器、７４は、出力時間Ｔ２から設定電位Ｖｉｓｅｔに変換する時間−電圧変換回路、７６は、設定電位Ｖｉｓｅｔの電圧波形を出力するクランプ回路である。
【０１５５】
このスイッチ制御回路７の定電流制御動作を説明すると、始めに発振動作している間、コンパレータ８３は、出力時間Ｔ２中「Ｈ」を出力し、時間−電圧変換回路７４は、出力時間Ｔ２と（２）式から設定電流値Ｉｐｓｅｔを求め、設定電流値Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを出力する。
【０１５６】
サンプルホールド回路８５は、少なくとも後に定電流制御しようとする発振周期まで設定電位Ｖｉｓｅｔを保持し、クランプ回路７６へ出力する。
【０１５７】
クランプ回路７６は、サンプルホールド回路８５から出力される設定電位Ｖｉｓｅｔをクランピングし、振幅が設定電位Ｖｉｓｅｔとなるパルス波形を、コンパレータ８８の非反転入力へ出力する。
【０１５８】
加算器８７の一方には、Ｉｐ検出抵抗２２による電圧降下Ｖｉｐ、すなわちＩｐ×ｒｉｐで表される電圧降下Ｖｉｐが、他方には、遅延補正回路８１から出力される（１２）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐに相当する補正電圧が他方へ入力され、加算器８７において（１２）式の加算処理が行われた後、コンパレータ８８の反転入力へ出力される。
【０１５９】
コンパレータ８８は、この回路素子の遅延時間を考慮した電圧降下Ｖｉｐを設定電位Ｖｉｓｅｔと比較し、補正した電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔ以下である場合には「Ｈ」を、設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると「Ｌ」をアンドゲート８９へ出力する。
【０１６０】
発振器７２からクロックの「Ｈ」が出力されると、コンパレータ８８からの出力も電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔに達しないので「Ｈ」であり、アンドゲート８９の出力は「Ｈ」となり、スイッチ素子３がターンオンする。
【０１６１】
その後、オン時間に比例して一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐも増加し、電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると、コンパレータ８８の出力が「Ｌ」となるので、アンドゲート８９の出力も「Ｌ」となり、スイッチ素子３がターンオフする。このターンオフした際の電圧降下Ｖｉｐは、設定電位Ｖｉｓｅｔに等しく、そのときに一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、（２）式のＩｐｓｅｔとなり、整流平滑化回路（４、１３）には、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔの電流が出力される。
【０１６２】
そして、この制御を少なくとも発振動作中に繰り返すことにより、整流平滑化回路（４、１３）の出力において、設定した設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔの定電流出力制御を行うことができる。
【０１６３】
上記第５の各実施の形態において、スイッチング電源回路全体の発振動作が安定するまでの出力時間Ｔ２は不安定であり、設定電流Ｉｐｓｅｔが設定できないので、安定動作するまでは、設定電流Ｉｐｓｅｔを固定値とし、オン時間Ｔ１を一定にしておくことが望ましい。
【０１６４】
この出力時間Ｔ２は、必ずしも各周期Ｔｃ毎に検出する必要はなく、例えば、発振周期Ｔｃとは異なるより長い周期毎に検出して定電流制御を行ってもよい。
【０１６５】
更に、本発明によれば、単に設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに対してこれを越える出力電流が発生した場合にのみその値を低下させるだけでなく、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定して、その設定した値の定電流制御を行うことができるので、従来例で説明したようなトランス２の二次側に出力検出回路を有し、フォトカプラなどの絶縁された信号伝達素子を介してその検出信号を一次側へ伝送する帰還回路を備えたスイッチング電源回路に対しても適用し、利用することができる。
【０１６６】
更に、（１）式において、オン時間Ｔ１と基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆは、いずれか一方を固定した定数とすれば、他方も定数となる関係にあるので、いずれか一方を定数に設定すればよい。上述の第１、第４実施の形態においては、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを固定値としてから、その時のオン時間Ｔ１を計測して得たが、オン時間Ｔ１を特定の固定時間とし、オン時間Ｔ１の終了時に一次巻線２ａに流れる一次巻線電流Ｉｐを検出して基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを得てもよい。
【０１６７】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１と請求項５の発明によれば、各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為のオフ調整時間Ｔ３を得る（１）式には影響しないので、量産しても高精度に定電流制御を行うことができる。
【０１６８】
また、出力電流Ｉ２ｏの仕様が異なるスイッチング電源回路であっても、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆ若しくはオフ調整時間Ｔ３を変更するだけで、同一の回路部品と装置で定電流出力制御を行うことができる。
【０１６９】
請求項２と請求項６の発明によれば、各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為の設定電流Ｉｐｓｅｔを得る（２）式には影響しないので、量産しても高精度に定電流制御を行うことができる。
【０１７０】
また、出力電流Ｉ２ｏの仕様が異なるスイッチング電源回路であっても、設定電流Ｉｐｓｅｔを変更するだけで、同一の回路部品と装置で定電流出力制御を行うことができる。
【０１７１】
更に、発振の周期を固定したまま、整流平滑化回路の出力を高精度に定電流出力制御することかできるので、回路が簡略化できる。
【０１７２】
更に、出力電圧の定電圧制御を行う回路部品と装置を、ほぼそのまま利用して定電流制御を行うことができる。
【０１７３】
また、請求項３、４、７、８の発明によれば、トランスの二次側の検出結果を一次側へ伝達するための信号伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電流制御が可能となる。
【０１７４】
また、請求項９の発明によれば、オン時間Ｔ１、出力時間Ｔ２及び（１）式の定数を乗じた比較時間Ｔ２ｒｅｆをそれぞれ電圧換算したＶＴ１、ＶＴ２及びＶＴ２ｒｅｆで表すので、演算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３を得ることができる。
【０１７５】
また、請求項１１の発明によれば、電圧である電圧降下Ｖｉｐと設定電位Ｖｉｓｅｔ
を比較して、ターンオフする際の一次巻線電流Ｉｐを設定電流Ｉｐｓｅｔとするので、電流値に換算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で簡単に比較できる。
【０１７６】
更に、請求項１０と請求項１２の発明によれば、トランスの一次側電流と発振用スイッチ素子の動作間に回路動作上の遅れδｔがあっても、精度よく出力電圧制御を行うことができる。
【０１７７】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０の回路図である。
【図２】スイッチング電源回路５０の各部の電圧若しくは電流波形を拡大して示し、
（ａ）は、トランス２の一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを、
（ｂ）は、トランス２の二次出力巻線２ｂに流れる電流Ｉｓを、
（ｃ）は、トランス２の一次巻線電圧Ｖ２ａを、
それぞれ示す波形図である。
【図３】ターンオン後にトランス２の一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐと、ターンオン後の時間ｔとの関係を示すグラフである。
【図４】本発明の第３実施の形態に係るスイッチング電源回路６０の回路図である。
【図５】本発明の第４実施の形態に係るスイッチング電源回路８０の定電流出力制御装置８を示す回路図である。
【図６】本発明の第５実施の形態に係るスイッチング電源回路７０の定電流出力制御装置７を示す回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源回路１００の回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 二次出力巻線
２ｃ 副巻き線
３ 発振用スイッチ素子
４ 整流用ダイオード（整流平滑化回路）
５、６、７、８ スイッチ制御回路
１３ 平滑コンデンサ（整流平滑化回路）
２２ Ｉｐ検出抵抗
８３ コンパレータ（出力時間検出部）
８８ コンパレータ（電流比較回路）
９１ Ｔ２時間−電圧変換回路（演算部）
９２ Ｔ３´時間−電圧変換回路（経過時間計測部）
９３ Ｔ１時間−電圧変換回路（オン時間検出部）
９７ コンパレータ（調整時間算出回路、オフ時間比較回路）
Ｔ 発振周期
Ｔｃ 固定発振周期
Ｔ１ オン時間
Ｔ２ 整流平滑化回路に出力が表れる出力時間
Ｔ２ｒｅｆ 比較時間
Ｔ３ オフ調整時間
Ｔ３´ オフ経過時間
Ｖｃｃ 直流電源の電源電圧
Ｖ２ａ 一次巻線電圧
Ｖ２ｃ 副巻き線電圧
Ｖｉｐ Ｉｐ検出抵抗による電圧降下
Ｖｉｓｅｔ 設定電位
Ｉｐ 一次巻線電流
Ｉｐｓｅｔ 設定電流
Ｉ２ｏ 出力電流
Ｉ２ｏｓｅｔ 設定出力電流
Ｉｐｒｅｆ 基準ピーク電流
Ｉｄ 一次側電流検出部
Ｎｐ 一次巻線の巻数
Ｎｓ 二次出力巻線の巻数
Ｌｐ 一次巻線のインダクタンス
δｔ 一次巻線電流Ｉｐ´を検出した後、発振用スイッチ素子がオン制御を停止するまでの時間差
ｒｉｐ Ｉｐ検出抵抗の抵抗値
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路のトランスの二次側から出力される出力電流を定電流制御する定電流出力制御方法と出力制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に励磁電流を流し、トランスに蓄積されるエネルギーを二次出力巻線の出力として放出するもので、安定化電源として小型、軽量、高効率であることから、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどの電源回路に用いられている。
【０００３】
従来この種のスイッチング電源回路は、二次側の整流平滑化回路の出力に、過大な出力電力が生じないように、整流平滑化回路の出力電圧や電流を監視し、その監視結果をフォトカプラー等の絶縁された信号伝達素子を用いて一次側へ伝達している。一次側では、その伝達信号から発振用スイッチ素子をオン、オフ制御し、一次巻線に流れる励磁電流のオン時間（励磁時間）とオフ時間を制御することで出力電流を定電流制御している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１１６号公報
【０００５】
以下、この従来のスイッチング電源回路１００による定電流制御を、図７の回路図で説明する。
【０００６】
１は、高圧側端子１ａと、低圧側端子１ｂからなる不安定な直流電源で、２は、一次巻線２ａと、二次出力巻線２ｂとからなるトランス、３は、電界効果トランジスタで構成された発振用スイッチ素子、２２は、一次巻線２ａに流れる一次巻線電流Ｉｐを検出するためのＩｐ検出抵抗である。発振用スイッチ素子３は、一次巻線２ａの一端と、Ｉｐ検出抵抗２２を介した低圧側端子１ｂとの間に接続され、ゲートに接続されたスイッチ制御回路１０１により所定の周期でオンオフ制御され、回路１００全体が発振する。
【０００７】
トランス２の二次側出力に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオードと平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００８】
出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の基準電圧若しくは基準電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５ａを発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられている。
【０００９】
電圧監視回路は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２から出力電圧の分圧を得て、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力している。また、誤差増幅器３３ａの非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、電圧監視用基準電源３４ａが接続され、非反転入力端子に、出力電圧の分圧と比較するための第１比較電圧を入力している。基準電圧は、分圧抵抗３０、３１の抵抗値、若しくは電圧監視用基準電源３４ａの第１比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１０】
誤差増幅器３３ａの出力側には、フォトカプラ発光素子３５ａが接続され、フォトカプラ発光素子３５ａは、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続し、駆動電源の供給を受けている。
【００１１】
また、電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂに電流検出用抵抗４３を介在させ、電流検出用抵抗４３の一端を誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に、他端を電流監視用基準電源３４ｂを介して非反転入力端子に入力している。
【００１２】
これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、電流検出用抵抗４３の両端の電位差で表され、誤差増幅器３３ｂで電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧と比較して、所定の基準電流を越えたかどうかを判定できる。基準電流は、電流検出用抵抗４３の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１３】
誤差増幅器３３ｂの出力側は、出力電圧を監視する誤差増幅器３３ａの出力側とフォトカプラ発光素子３５ａとの接続点に接続されている。
【００１４】
尚、直列に接続された抵抗３７ａとコンデンサ３８ａ、及び、抵抗３７ｂとコンデンサ３８ｂは、それぞれ誤差増幅器３３ａ及び誤差増幅器３３ｂを安定動作させるための交流負帰還素子である。
【００１５】
トランス２の一次側には、フォトカプラ発光素子３５ａとフォトカップルするフォトカプラ受光素子３５ｂが、スイッチ制御素子１０１と直流電源１の低圧端子１ｂ間に接続されている。
【００１６】
スイッチ制御回路１０１は、フォトトランジスタで構成されたフォトカプラ受光素子３５ｂのコレクタ電流に応じて可変電圧を出力する可変型基準電源１０１ａと、コンパレータ１０１ｂと、発振器１０１ｃと、ＡＮＤゲート１０１ｄを内蔵している。
【００１７】
コンパレータ１０１ｂの反転入力は、発振用スイッチ素子３とＩｐ検出抵抗２２との接続点に接続し、非反転入力は、可変型基準電源１０１ａに接続し、これによって、Ｉｐ検出抵抗２２で電圧換算された一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐと可変基準電源１０１ａを介してフォトカプラ受光素子３５ｂがフォトカプラ発光素子３５ａから受けるリミット信号の受光量とを比較している。
【００１８】
コンパレータ１０１ｂの出力は、発振器１０１ｃの出力とともにＡＮＤゲート１０１ｄに入力され、ＡＮＤゲート１０１ｄの出力は、発振用スイッチ素子３のゲートに接続している。
【００１９】
このように構成されたスイッチング電源回路１００の動作は、可変型基準電源１０１ａがフォトカプラ発光素子３５ａからコレクタ電流を受けない状態、つまり出力が安定している通常の動作状態では、可変型基準電源１０１ａから所定値に設定された基準電圧Ｖｓｅｔをコンパレータ１０１ｂの非反転入力へ出力する。
【００２０】
一方、コンパレータ１０１ｂの反転入力には、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを表すＩｐ検出抵抗２２の電圧が入力され、発振用スイッチ素子３がターンオンした後、時間とともに上昇する一次巻線電流Ｉｐと比較される。従って、コンパレータ１０１ｂは、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまで「Ｈ」を出力し、基準電圧Ｖｓｅｔを越えると「Ｌ」を出力する。
【００２１】
発振器１０１ｃは、スイッチング電源回路１００の発振周期Ｔに一致するクロックパルスをＡＮＤゲート１０１ｄへ出力し、その結果、ＡＮＤゲート１０１ｄは、クロックパルスが「Ｈ」であり、コンパレータ１０１ｂの出力が「Ｈ」、つまり一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまでの間、「Ｈ」を出力し、発振用スイッチ素子３をオン制御する。
【００２２】
これに対し、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電流が基準電流を越えて上昇すると、誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が上昇し、第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５ａの発光しきい値を越える電位となる。
【００２３】
また、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電圧が基準電圧を越えて上昇した場合も、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力される分圧も上昇し、第１比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５ａの発光しきい値を越える電位となる。
【００２４】
その結果、出力電圧若しくは出力電流のいずれかが基準電圧若しくは基準電流を越えると、その超えた量に応じてフォトカプラ発光素子３５ａが発光量のリミット信号をフォトカプラ受光素子３５ｂへ発光する。
【００２５】
フォトカプラ受光素子３５ｂが、フォトカプラ発光素子３５ａからのリミット信号を受光すると、その受光量の増加に応じて、可変型基準電源１０１ａの出力電圧が基準電圧Ｖｓｅｔから低下し、コンパレータ１０１ｂの出力は、基準電圧Ｖｓｅｔを出力していた通常動作に比べて、早く「Ｌ」に転じる。
【００２６】
これにより、発振用スイッチ素子３をオン制御し、一次巻線２ａを励磁する時間Ｔ１が短縮され、一周期内でトランス２に蓄積されるエネルギーが低下するので、基準電圧若しくは基準電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、自然に減少し、基準電圧若しくは基準電流以下となる。
【００２７】
その結果、フォトカプラ発光素子３５ａは発光を停止し、フォトカプラ受光素子３５ｂがリミット信号を受光しなくなるので、発振用スイッチング素子３は、再び基準電圧Ｖｓｅｔで制御される発振を繰り返し、負荷の電力に応じた安定した出力が得られる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来のスイッチング電源回路１００の定電流出力制御方法は、定電流に制御するために、電流監視回路に、電流検出用抵抗４３、電流監視用基準電源３４ｂを、スイッチ制御回路１０１に、基準電圧Ｖｓｅｔを出力する可変型基準電源１０１ａを、一次巻線２ａと直列にＩｐ検出抵抗２２をそれぞれ設けているが、これらの回路素子の回路定数のばらつきや、スイッチ制御回路１０１を集積回路としたときの集積回路自体のばらつきにより、高精度な定電流出力特性を有する製品を安定かつ容易に量産できないという問題があった。
【００２９】
また、スイッチング電源回路に要求される出力電流特性が異なると、上記各回路定数などをその都度設定したり、回路部品を交換する必要があり、余分な設計時間と回路部品調整時間が増加し、コスト上昇の原因となっていた。
【００３０】
更に、トランス２の二次側に、出力電流検出回路を設けるために、回路部品数が増加し、回路全体が大型化する原因ともなっていた。
【００３１】
更に、トランス２の二次側の出力電流検出回路で検出した出力電流の増加を、一次側の制御で修正するために、フォトカプラ発光素子３５ａ、フォトカプラ受光素子３５ｂ等の光結合素子を設ける必要があり、コスト上昇とともに回路構成が複雑となっていた。
【００３２】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、使用する回路素子や集積回路にばらつきがあっても、高精度に出力電流を定電流制御可能なスイッチング電源回路の定電流出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３３】
また、同一の回路部品で出力電流の仕様が異なるスイッチング電源回路を量産できるスイッチング電源回路の定電流出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３４】
また、トランスの二次側の出力電流検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、出力電流を定電流制御するスイッチング電源回路の定電流出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御方法であって、
定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、一発振周期Ｔ内で一次巻線を励磁する発振用スイッチ素子のオン時間を固定時間であるＴ１、オン時間Ｔ１終了時に一次巻線に流れる基準ピーク電流をＩｐｒｅｆ、整流平滑化回路の出力に表れる出力時間をＴ２とし、
発振用スイッチ素子の一発振周期内のオフ時間を、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和とし、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とする。
【００３６】
請求項２のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子を固定発振周期Ｔcでオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御方法であって、
整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、固定発振周期をＴｃ、定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとしたときに、
【００３７】
請求項３のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間より検出することを特徴とする。
【００３８】
請求項４のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法は、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、トランスの副巻き線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間より検出することを特徴とする。
【００３９】
請求項５のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、スイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御装置であって、
発振用スイッチ素子をオン制御した後、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを検出し、一次巻線電流Ｉｐが予め設定した基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達したときにオフ制御するスイッチ制御回路と、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を検出するオン時間検出部と、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、
定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとしたときに、
基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆと、オン時間検出部で検出したオン時間Ｔ１と、出力時間検出部で検出した出力時間Ｔ２と、
スイッチ制御回路は、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和からなる一発振周期Ｔ内のオフ時間経過後に、発振用スイッチ素子をオン制御し、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とする。
【００４０】
請求項６のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子を固定発振周期Ｔｃでオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、スイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御装置であって、
一次巻線に流れる電流Ｉｐを検出する一次側電流検出部と、発振周期Ｔ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、固定発振周期をＴｃ、定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとしたときに、
出力時間検出部で検出した出力時間Ｔ２と、
【００４１】
請求項７のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次巻線の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路を備え、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００４２】
請求項８のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、トランスの一次側に更に設けられた副巻き線と、副巻き線の電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路を備え、副巻き線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００４３】
請求項９のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、出力時間Ｔ２が経過した後、スイッチ素子をオフ制御しているオフ経過時間Ｔ３´を計測する経過時間計測部と、出力時間Ｔ２に（Ｎｐ÷Ｎｓ×Ｉｐｒｅｆ÷２÷Ｉ２ｏｓｅｔ−１）を乗じて比較時間Ｔ２ｒｅｆとする演算部と、オン時間検出部で検出したオン時間Ｔ１と、経過時間計測部で計測したオフ経過時間Ｔ３´と、演算部で算出した比較時間Ｔ２ｒｅｆに、それぞれ等しい定数を乗じて電圧換算したＶＴ１、ＶＴ３´及びＶＴ２ｒｅｆとし、ＶＴ３´とＶＴ１の和を、ＶＴ２ｒｅｆを比較するオフ時間比較回路とを備え、ＶＴ３´とＶＴ１の和がＶＴ２ｒｅｆを越えたときに発振用スイッチ素子をオン制御することを特徴とする。
【００４４】
請求項１０のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、スイッチ制御回路が、Ｉｐｒｅｆに達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン動作を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線のインダクタンスをＬｐとし、
【００４５】
請求項１１のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次側電流検出部が、一次巻線に直列に接続された抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗による電圧降下Ｖｉｐから電流Ｉｐを検出し、
電流比較回路が、電圧降下Ｖｉｐと、設定電流Ｉｐｓｅｔに抵抗値ｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを比較し、電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを比較することを特徴とする。
【００４６】
請求項１２のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置は、一次側電流検出部がＩｐｓｅｔに達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン動作を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線のインダクタンスをＬｐとし、
【００４７】
請求項１と請求項５の発明では、一発振周期Ｔ内での整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、（１）式に代入すれば、（１）式から整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとするオフ調整時間Ｔ３が得られる。
【００４８】
一発振周期Ｔ内のオフ時間が、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和となるように調整すると、その周期での出力電流Ｉ２ｏは設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに等しく、設定した出力電流に定電流制御することができる。
【００４９】
各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけであり、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為のオフ調整時間Ｔ３を得る定電流制御には影響しない。
【００５０】
また、（１）式の各回路定数を求めておけば、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔを数値変更するだけで、同一構成のスイッチング電源回路で異なる出力電流の定電流制御ができる。
【００５１】
請求項２と請求項６の発明では、固定発振周期Ｔｃ内の整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、（２）式に代入すれば、（２）式から整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとする設定電流Ｉｐｓｅｔが得られる。
【００５２】
設定電流Ｉｐｓｅｔに一次巻線に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止しオン時間Ｔ１を調整すると、その周期での電流Ｉｐは設定電流Ｉｐｓｅｔに等しく、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏは、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、精度よく設定した出力電流とすることができる。
【００５３】
各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為の設定電流Ｉｐｓｅｔを得る定電流制御には影響しない。
【００５４】
また、（２）式の各回路定数を求めておけば、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔを数値変更するだけで、同一構成のスイッチング電源回路で異なる出力電流の定電流制御ができる。
【００５５】
請求項３と請求項７の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、トランスに蓄積されるエネルギーの放出時間であり、発振用スイッチ素子がターンオフしてから一次巻線に発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始する為にその極性が逆転するまでの時間に等しいので、整流平滑化回路の出力を監視することなく、一次巻線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００５６】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電流制御が可能となる。
【００５７】
請求項４と請求項８の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、副巻き線にフライバック電圧が発生してからその極性が逆転するまでの時間に等しく、整流平滑化回路の出力を監視することなく、トランスの一次側の副巻き線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００５８】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電流制御が可能となる。
【００５９】
請求項９の発明では、出力時間Ｔ２が経過した後のオフ制御しているオフ経過時間Ｔ３´は、時間の経過とともに増加し、オフ経過時間Ｔ３´が（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３に達した際に、ＶＴ３´とＶＴ１の和は、ＶＴ２ｒｅｆを越える。従って、そのときに次の発振のオン制御を行えば、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３が含まれた周期Ｔで発振させることができ、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏは、定電流制御しようとする設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなる。
【００６０】
請求項１０の発明では、ターンオンした後一次巻線電流Ｉｐは、近似する電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐに比例して時間とともに上昇するので、（３）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐは、一次側電流検出部と発振用スイッチ素子の動作間の遅れδｔによる電流Ｉｐの増加分を表す。
【００６１】
従って、一次巻線電流Ｉｐにδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐを加えたＩｐ´が、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達し、発振用スイッチ素子をオフ制御した際の一次巻線電流Ｉｐは、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに略等しく、回路素子の遅れがあっても、精度よく定電流制御ができる。
【００６２】
請求項１１の発明では、一次巻線電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを、電圧である電圧降下Ｖｉｐと設定電位Ｖｉｓｅｔで表すので、演算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で容易に比較することができる。
【００６３】
請求項１２の発明では、ターンオンした後一次巻線電流Ｉｐは、近似する電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐに比例して時間とともに上昇するので、（３）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐは、一次側電流検出部と発振用スイッチ素子の動作間の遅れδｔによる電流Ｉｐの増加分を表す。
【００６４】
従って、δｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐを加えて設定電流Ｉｐｓｅｔと比較し、発振用スイッチ素子をターンオフした際の一次巻線電流Ｉｐは、設定電流Ｉｐｓｅｔに略等しく、回路素子の遅れがあっても、精度よく定電流制御ができる。
【００６５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。これらの図において、図７で示す従来のスイッチング電源回路１００と同一の構成には同一の番号を付している。
【００６６】
図１は、本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０を示す回路図である。図７の従来のスイッチング電源回路１００と比較して明らかなように、このスイッチング電源回路５０には、二次出力側の電流監視回路や光結合素子を用いない簡単な構成となっている。
【００６７】
１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用スイッチ素子となる電界効果トランジスタ（以下、スイッチ素子と記す）である。スイッチ素子３は、ここではＭＯＳ形（絶縁ゲート形）ＦＥＴであり、ドレインが一次巻線２ａの一端に、ソースがＩｐ検出抵抗２２を介して低圧側端子１ｂにそれぞれ接続し、ゲートがスイッチ素子３をオンオフ制御するスイッチ制御回路５に接続している。
【００６８】
スイッチ制御回路５は、演算回路５ａとＤ／Ａコンバータ５ｂとＡ／Ｄコンバータ５ｃとが１チップの回路部品に集積化されたもので、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｖｃｃ、Ｖｄ、Ｉｄは、それぞれ抵抗２１を介して高圧側端子１ａ、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部、Ｉｐ検出抵抗２２とスイッチ素子３の接続点に接続している。
【００６９】
また、Ｄ／Ａコンバータ５ｂのアナログ出力端子Ｖｇは、スイッチ素子３のゲートに接続し、ゲートに順方向バイアス電圧を後述する所定のタイミングで加えてスイッチ素子３をオンオフ制御し、スイッチング電源回路５０全体を発振制御している。
【００７０】
このスイッチング電源回路５０の基本動作を図２で簡単に説明すると、スイッチ素子３をオン制御し、直列に接続された一次巻線２ａに励磁電流Ｉｐが流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じる。
【００７１】
その後所定のオン時間Ｔ１後に、スイッチ制御回路５でスイッチ素子３をオフ制御し、スイッチ素子３がターンオフすると、一次巻線２ａに流れる電流が実質的に遮断され、トランス２の各巻線に、いわゆるフライバック電圧が生じる。このとき、二次出力巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４と平滑コンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路４、１３により整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００７２】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、同図（ｃ）の一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａ波形に示すように、一次巻線２ａやスイッチ素子３の浮遊容量と一次巻線２ａとの直列共振により、振動を開始しその振幅は次第に減少する。
【００７３】
各巻線に発生していた電圧が降下し、再び周期Ｔ後にスイッチ制御回路５でスイッチ素子３をオン制御し、スイッチ素子３をターンオンさせ、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【００７４】
この発振動作において、整流平滑化回路４、１３から出力される出力電流Ｉ２ｏは、発振周期Ｔでの二次出力巻線２ｂに流れる二次巻線電流Ｉｓの平均値で表され、二次出力巻線２ｂに発生するピーク電流をＩｓｍａｘ、発振周期Ｔ内で整流平滑化回路４、１３に出力が表れる出力時間、すなわち二次出力巻線２ｂに出力電流が流れる時間をＴ２（図２（ｂ）参照）とすれば、
【００７５】
また、一次巻線２ａの巻数をＮｐ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとすれば、一次巻線電流Ｉｐと二次巻線電流Ｉｓとは、
【００７６】
更に、発振周期Ｔは、図２に示すように、一次巻線２ａを励磁する発振用スイッチ素子３のオン時間をＴ１、オフ調整時間をＴ３とすれば、
【００７７】
ここで、一次巻線電流Ｉｐは、オン時間Ｔ１の経過にほぼ比例して上昇するので、オン時間Ｔ１を固定値とすれば、その時の一次巻線のピーク電流Ｉｐｍａｘは定数である基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに定まり、また、ＮｐとＮｓは、回路素子により定まる定数であるので、Ｔ２を検出して、その値を（８）式へ代入すれば、オフ調整時間をＴ３を調整することにより任意の整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏが得られる。
【００７８】
そこで、本実施の形態では、（８）式における出力電流Ｉ２ｏを、定電流制御しようとする設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに設定し、
【００７９】
オフ調整時間Ｔ３は、二次巻線電流Ｉｓが停止した後、すなわち出力時間Ｔ２の経過後、更に（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３が経過したときに、次の発振の為のスイッチ素子３をオン制御することで調整する。
【００８０】
以下、この方法を繰り返すことにより、整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏは、常に設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔで出力され、定電流制御を行うことができる。
【００８１】
スイッチング電源回路５０において、一次巻線電流Ｉｐは、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｉｄから、一次巻線電流Ｉｐが流れることによるＩｐ検出抵抗２２の電圧降下Ｖｉｐを入力し、検出している。このように電圧換算するのは、電圧降下Ｖｉｐが、Ｉｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐとしてｒｉｐ×Ｉｐで表され、一次巻線電流Ｉｐの換算値として演算回路５ａでの演算処理が可能であり、また、電流Ｉｐの検出に比べて電圧降下Ｖｉｐの検出がより容易なためである。
【００８２】
本実施の形態では、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを特定値である基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに設定し、その基準ピーク電流ＩｐｒｅｆにＩｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐを乗じたピーク電位Ｖｉｍａｘに、アナログ入力端子Ｉｄから入力される電圧降下Ｖｉｐが達したときに、Ｄ／Ａコンバータ５ｂからスイッチ素子３へターンオフするオフ制御信号を出力する。
【００８３】
一次巻線電流Ｉｐは、図３に示すように、スイッチ素子３がターンオンした後の経過時間ｔに略比例するので、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを上述に様に定数に設定することにより、スイッチ素子３のオン時間Ｔ１も固定時間となる。固定時間であるオン時間Ｔ１は、スイッチ素子３へオン制御信号を出力してから、上述のように、一次巻線電流Ｉｐが基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達し、オフ制御信号を出力するまでの経過時間から求める。
【００８４】
出力時間Ｔ２の検出は、トランス２の二次側のダイオード４に電流が流れる時間を測定することにより容易に得られるが、ここではトランス２の一次側回路のみで定電流制御を行うために、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｖｄを、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続し、一次巻線２ａの電圧（Ｖ２ａ）を監視し出力時間Ｔ２を検出している。
【００８５】
図２に示すように、二次出力巻線２ｂに出力電流が表れる出力時間Ｔ２は、トランス２に蓄積されるエネルギーの放出時間であり、この時間は、発振用スイッチ素子３がターンオフしてから一次巻線２ａに発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始することにより、一次巻線２ａの両端の極性が逆転するまでの時間に等しい。
【００８６】
従って、スイッチ制御回路５の演算回路５ａが、ターンオフするオフ制御信号をＤ／Ａコンバータ５ｂより出力した後、一次巻線２ａの極性が逆転し、一次巻線電圧Ｖ２ａ波形の一次巻線２ａの印加電圧に対する電位が最初に逆転するまでの時間から出力時間Ｔ２を検出する。固有振動の際に、一次巻線電圧Ｖ２ａ波形が最初の極小値に達するまでの時間は、一次巻線２ａの印加電圧に対する電位が最初に逆転するまでの時間に近似するので、オフ制御信号を出力してから、最初の極小値に達するまでの時間を計測し、その時間から出力時間Ｔ２を検出してもよい。
【００８７】
スイッチ制御回路５の演算回路５ａは、上述した方法で検出したオン時間Ｔ１、出力時間Ｔ２と、定電流制御しようとする設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔ及び基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆ、一次巻線２ａの巻数Ｎｐ、二次出力巻線２ｂの巻数Ｎｓの各定数を、（１）式に代入し、オフ調整時間Ｔ３を算出する。
【００８８】
そして、スイッチ素子３のオフ時間が、出力時間Ｔ２と算出したオフ調整時間Ｔ３との和になるように、すなわち、オフ制御信号を出力して出力時間Ｔ２が経過し、更に算出したオフ調整時間Ｔ３が経過したときに、次の発振の為にスイッチ素子３へオン制御信号を出力する。
【００８９】
このオンオフ制御を行った発振周期Ｔでの整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏは、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、これを繰り返すことにより、定電流制御を行う。
【００９０】
この第１の実施の形態では、オフ調整時間Ｔ３を調整して定電流制御を行うものである為に制御期間中の発振周期Ｔは、その都度異なるものとなるが、固定した発振周期Ｔｃで、任意に設定した設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに定電流制御することも可能であり、以下、固定発振周期Ｔｃにおいて定電流制御する第２実施の形態について説明する。
【００９１】
第１実施の形態において説明したように、整流平滑化回路４、１３から出力される出力電流Ｉ２ｏは、二次出力巻線２ｂに発生するピーク電流をＩｓｍａｘ、出力時間をＴ２、固定発振周期をＴｃとすれば、（４）式から
【００９２】
この（４´）式に、二次巻線ピーク電流Ｉｓｍａｘと一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘとの関係を表す（６）式を代入し、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘについて展開すると、
【００９３】
ここで、Ｎｓ、Ｎｐは、回路素子により定まる定数であり、Ｔｃは、固定発振周期の定数であるので、出力時間Ｔ２を検出し、その値を（９）式へ代入すれば、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを調整することにより、整流平滑化回路４、１３から出力される任意の出力電流Ｉ２ｏが得られる。
【００９４】
そこで、本実施の形態では、（９）式における出力電流Ｉ２ｏを、定電流制御しようとする整流平滑化回路の設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに設定し、
【００９５】
一次巻線電流Ｉｐは、ターンオン後の時間ｔにほぼ比例して増加するので、増加する一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達したときにスイッチ素子３をターンオフ制御することで、一次巻線電流Ｉｐを設定電流Ｉｐｓｅｔに一致させる。
【００９６】
この制御は、定電流制御しようとする前の発振周期Ｔｃ内での出力時間Ｔ２を検出し、制御しようとする発振周期Ｔｃまでに（２）式から設定電流Ｉｐｓｅｔを得て、ターンオン後一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達するオン時間Ｔ１経過後に、スイッチ素子３をターンオフ制御する。
【００９７】
以下、この方法を繰り返すことにより、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏは、常に設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、定電流制御を行うことができる。
【００９８】
この第２実施の形態による定電流制御は、第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０と同一構成で実施できるので、一次巻線電流Ｉｐを検出し電圧換算した電圧降下Ｖｉｐで表す方法と、出力時間Ｔ２を検出する方法は、その説明を省略する。
【００９９】
スイッチ制御回路５の演算回路５ａは、検出した出力時間Ｔ２を、（２）式に代入して、設定電流Ｉｐｓｅｔを算出し、アナログ入力端子Ｉｄから入力される電圧降下Ｖｉｐと同じ倍率で比較するために、設定電流ＩｐｓｅｔにＩｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐを乗じて設定電位Ｖｉｓｅｔとする。
【０１００】
Ｄ／Ａコンバータ５ｂのＶｇ端子からスイッチ素子３へオン制御信号を出力すると、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのＩｄ端子から入力される電圧降下Ｖｉｐは、時間ｔの経過とともに増加し、比較する設定電位Ｖｉｓｅｔに達したことを判別すると、Ｖｇ端子からスイッチ素子３をターンオフするオフ制御信号を出力する。
【０１０１】
このようにオン時間Ｔ１を調整した発振周期Ｔｃでの整流平滑化回路４、１３の出力電流Ｉ２ｏは、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとなり、これを繰り返すことにより、定電流制御を行われる。
【０１０２】
以上の第１、第２の実施の形態において、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｉｄより、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐとして入力してから、この電圧降下Ｖｉｐがピーク電位Ｖｉｍａｘ若しくは設定電位Ｖｉｓｅｔに一致若しくは越えたことを判定し、現実にスイッチ素子３がターンオフするまでには、Ａ／Ｄコンバータ５ｃ、演算回路５ａ、Ｄ／Ａコンバータ５ｂ、スイッチ素子３等の回路素子に固有の遅延が生じている。
【０１０３】
一方、一次巻線電流Ｉｐは、一次巻線２ａの電圧をＶ２ａ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐ、経過時間をｔとすると、
【０１０４】
その結果、図３に示すように、ターンオフの際に現実に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、ピーク電位Ｖｉｍａｘ若しくは設定電位Ｖｉｓｅｔに達したと判定した際の電圧降下Ｖｉｐの一次巻線電流Ｉｐより増加し、上記回路素子による遅延時間の総和をδｔとすると、その増加分δＩｐは、（１０）式より
【０１０５】
ここでスイッチ素子３のオン期間に一次巻線２ａに印加される電圧降下Ｖ２ａに比べて、回路上の励磁電流による他の電圧降下分を無視すれば、電圧Ｖ２ａは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃと置き換えることができ、（１１）式の増加分を考慮すれば、
【０１０６】
第１実施の形態においては、一次巻線電流Ｉｐを電圧換算した電圧降下Ｖｉｐを、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを電圧換算したピーク電位Ｖｉｍａｘと比較しているので、電圧降下をＶｉｐとして、（３）式の両辺にｒｉｐを乗じた
【０１０７】
また、第２実施の形態においては、（１２）式の電圧降下Ｖｉｐ´を設定電位Ｖｉｓｅｔと比較する。
【０１０８】
図４は、トランス２の一次側に副巻き線２ｃが設けられている場合に、この副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを監視して、出力時間Ｔ２を検出する本発明の第３実施の形態に係るスイッチング電源回路６０を示す回路図である。
【０１０９】
スイッチング電源回路６０は、図１に示すスイッチング電源回路５０と比較し、副巻き線２ｃがトランス２に更に設けられ、スイッチ制御回路６のＡ／Ｄコンバータのアナログ入力端子Ｖｄを、抵抗２４を介して副巻き線２ｃの低圧側端部に接続している構成が異なるだけである。
【０１１０】
トランス２の副巻き線２ｃには、一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａに対してその巻線比に比例する電圧Ｖ２ｃが発生するので、ターンオフ後、その極性が反転するまでの時間Ｔ２は副巻き線２ｃにおいても等しく、Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力端子Ｖｄから、この副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを継続して入力し、スイッチ制御回路６内の演算回路でＴ２を検出する。他の構成については、上記実施の形態と同一であるので、その説明を省略する。
【０１１１】
図５は、本発明の第４実施の形態に係るスイッチング電源回路８０の定電流出力制御装置８を示す回路図である。
【０１１２】
この実施の形態において、定電流出力制御装置として作用するスイッチ制御回路８は、スイッチ制御回路５の演算回路５ａで定電流出力制御を行っていた第１実施の形態で説明したデジタル演算処理を、比較回路や論理回路を用いたアナログ処理で実行するものである。従って、上述各実施の形態と異なるスイッチ制御回路８の構成を詳述し、共通する構成については同一の番号を付しその説明を省略する。
【０１１３】
また、スイッチ制御回路８は、定電圧制御装置を兼ね備えるものであり、始めに定電圧制御を主に実行するための構成とその作用を説明する。
【０１１４】
スイッチング電源回路８０の発振動作において、二次出力巻線２ｂに発生するピーク電流Ｉｓｍａｘは、二次出力巻線２ｂの出力電圧をＶ２ｂ、二次出力巻線２ｂのインダクタンスをＬｓとすれば、
【０１１５】
ここで、Ｎｓ、Ｎｐ、Ｌｓは、回路素子により定まる定数であるので、Ｔ２を検出し、その値を（１４）式へ代入すれば、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを調整することにより任意の二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂが得られる。
【０１１６】
そこで、（１４）式における出力電圧Ｖ２ｂを、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに設定し、
【０１１７】
一次巻線電流Ｉｐは、ターンオン後に増加するので、増加する一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達したときにスイッチ素子３をターンオフ制御することで、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘを設定電流Ｉｐｓｅｔに一致させる。ここでも、電圧換算した電圧降下Ｖｉｐで一次巻線電流Ｉｐを示すので、電圧降下Ｖｉｐが、設定電流Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔに達した際にターンオフ制御し、このようにオン時間Ｔ１を調整することにより、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、常に設定値Ｖ２ｂｓｅｔで出力され、定電圧制御を行うことができる。
【０１１８】
スイッチング電源回路８０のスイッチ制御回路８では、この定電圧制御を行うために、補正電圧を出力する遅延補正回路８１、スイッチング電源回路８０の固定発振周期Ｔｃに等しい周期でクロックを出力可能な発振器８２、コンパレータ８３、出力時間Ｔ２から設定電位Ｖｉｓｅｔに変換する時間−電圧変換回路８４、サンプルホールド回路８５、クランプ回路８６、電圧降下Ｖｉｐに遅延補正回路８１から出力される補正電圧を加える加算器８７、補正した電圧降下Ｖｉｐを、設定電位Ｖｉｓｅｔと比較するコンパレータ８８、アンドゲート８９を備えている。
【０１１９】
このスイッチ制御回路８の定電圧制御動作を説明すると、始めに発振動作しているスイッチング電源回路８０の出力時間Ｔ２をコンパレータ８３で検出する。コンパレータ８３は、非反転入力を入力端子Ｖｄから抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続し、一次巻線電圧Ｖ２ａに比例する分圧された電圧を入力する一方、反転入力には、一次巻線電圧Ｖ２ａの極性反転の検出が可能となる直流電源１に比例する分圧された電圧を入力し、一次巻線電圧Ｖ２ａの極性に応じた波形を出力している。従ってこのコンパレータ８３は、スイッチ素子３がターンオフしたフライバック電圧により「Ｈ」の出力波形を出力し、トランス２のエネルギー放出が完了し極性が反転すると「Ｌ」に転じる。
【０１２０】
時間−電圧変換回路８４は、コンパレータ８３から「Ｈ」が出力されている期間を出力時間Ｔ２として、（１５）式から設定電流Ｉｐｓｅｔを求め、設定電流Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを出力する。設定電流値にＩｐ検出抵抗２２の抵抗値ｒｉｐを乗じるのは、コンパレータ８８において、一次巻線電流Ｉｐに抵抗値ｒｉｐを乗じた電圧降下Ｖｉｐと比較する為である。
【０１２１】
サンプルホールド回路８５は、少なくとも後に定電圧制御しようとする発振周期まで設定電位Ｖｉｓｅｔを保持し、クランプ回路８６へ出力する。
【０１２２】
クランプ回路８６は、サンプルホールド回路８５から出力される設定電位Ｖｉｓｅｔを、後述する定電流制御のために設定した固定値であるピーク電位Ｖｉｍａｘと比較し、ピーク電位Ｖｉｍａｘ以下である場合には、設定電位Ｖｉｓｅｔをクランピングし、振幅が設定電位Ｖｉｓｅｔとなるパルス波形をコンパレータ８８の非反転入力へ出力する。
【０１２３】
発振動作している間に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、Ｉｐ検出抵抗２２による電圧降下Ｖｉｐ、すなわちＩｐ×ｒｉｐで表される電圧降下Ｖｉｐとして入力端子Ｉｄから加算器８７の一方に入力される。
【０１２４】
遅延補正回路８１は、図示しない測定値回路などで計測したスイッチ制御回路８及びスイツチ素子３による固有遅延時間の総和δｔと、抵抗２１を介して入力される直流電源１の電源電圧Ｖｃｃとから、（１２）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐに相当する補正電圧を算出し、加算器８７の他方へ入力する。
【０１２５】
加算器８７は、この補正電圧を電圧降下Ｖｉｐへ加える（１２）式の演算処理を行い、コンパレータ８８の反転入力へ出力する。
【０１２６】
従って、コンパレータ８８では、回路素子の遅延時間を考慮して補正した電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔと比較され、補正した電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔ以下である場合には「Ｈ」を、設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると「Ｌ」をアンドゲート８９へ出力する。
【０１２７】
アンドゲート８９は、発振器８２とコンパレータ８８からの出力を入力し、出力をスイッチ素子３のゲートに接続するもので、論理積が「Ｈ」の期間のみ、スイッチ素子３をＯＮ制御するように動作する。
【０１２８】
発振器８２は、この定電圧制御においては、固定発振周期Ｔｃに等しい周期のクロックを出力するもので、発振器８２から出力されるクロックが「Ｌ」の期間は、スイッチ素子３がＯＦＦ制御され、トランス２の一次巻線２ａに励磁電流が流れない。
【０１２９】
発振器８２から出力されるクロックが「Ｈ」に転じ、コンパレータ８８からの出力も「Ｈ」、すなわち電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔに達しない間は、アンドゲート８９の出力も「Ｈ」となるので、スイッチ素子３がターンオンする。
【０１３０】
その後、オン時間に比例して一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐも増加し、電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると、コンパレータ８８の出力が「Ｌ」となるので、アンドゲート８９の出力も「Ｌ」となり、スイッチ素子３がターンオフする。このターンオフした際の電圧降下Ｖｉｐは、設定電位Ｖｉｓｅｔにほぼ等しく、そのときに一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、（１５）式の設定電流Ｉｐｓｅｔとなり、設定した出力電圧Ｖ２ｂに略等しい出力が得られる。この制御を、少なくとも発振動作中に繰り返えすことにより、トランス２の二次側で、設定した出力電圧Ｖ２ｂの定電圧出力制御を行う。
【０１３１】
スイッチング電源回路８０のスイッチ制御回路８は、定電流制御を行うために、更に、制御モード判定回路９０、出力時間Ｔ２を後述する比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆに変換するＴ２時間−電圧変換回路９１、出力時間Ｔ２が経過した後のオフ経過時間Ｔ３´をオフ時間電位ＶＴ３´に変換するＴ３´時間−電圧変換回路９２、オン時間Ｔ１をオン時間電位ＶＴ１に変換するＴ１時間−電圧変換回路９３、オン時間電位ＶＴ１にオフ時間電位ＶＴ３´を加える加算器９５、サンプルホールド回路９４、９６、（１）式のオフ調整時間Ｔ３を得るコンパレータ９７を備え、発振器８２は、制御モード判定回路９０からの制御により、定電流制御では、一発振周期Ｔにおいてオフ調整時間Ｔ３が異なるクロックを出力自在となっている。
【０１３２】
一次側のピーク電流（Ｉｐｍａｘ）と二次側の電圧（二次巻線電圧Ｖ２ｂ）を表す
【０１３３】
つまり、検出した出力時間Ｔ２から
【０１３４】
一方、検出した出力時間Ｔ２から（１５）式で求めた設定電流Ｉｐｓｅｔが、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達しない場合には、二次巻線電圧Ｖ２ｂが設定したＶ２ｂｓｅｔを越えて増加傾向にあるものと判断し、定電圧制御モードとし、上述の定電圧制御を行う。
【０１３５】
スイッチ制御回路８において、定電流制御か定電圧制御かの判定は、クランプ回路８６で、設定電流Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに抵抗値ｒｉｐを乗じたピーク電位Ｖｉｍａｘを比較する。
【０１３６】
クランプ回路８６では、設定電位Ｖｉｓｅｔがピーク電位Ｖｉｍａｘ以下である場合に、上述の定電圧制御を行い、ピーク電位Ｖｉｍａｘを越えた場合には、定電流制御を行うために、定電流モード信号を制御モード判定回路９０へ出力するとともに、振幅がそのピーク電位Ｖｉｍａｘとなるパルス波形をコンパレータ８８の非反転入力へ出力する。
【０１３７】
制御モード判定回路９０は、定電流モード信号をクランプ回路８６から受けない限り、定電圧制御モードと判定し、コンパレータ９７からの出力を遮断し、発振器８２から固定発振周期Ｔｃに等しい周期でクロックを出力させる。また、定電流モード信号を受けた場合には、定電流制御モードと判定し、コンパレータ９７からの出力を有効として発振器８２へ出力する。
【０１３８】
Ｔ２時間−電圧変換回路９１の入力は、コンパレータ８３の出力に接続し、コンパレータ８３から「Ｈ」が入力される期間を出力時間Ｔ２とし、出力時間Ｔ２に（ｋ−１）を乗じた比較時間Ｔ２ｒｅｆを電圧変換した比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆとしてて出力する。
【０１３９】
ここで、ｋは、
【０１４０】
Ｔ２時間−電圧変換回路９１から出力される比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆは、サンプルホールド回路９６において、次の定電流制御しようとする発振周期まで保持され、コンパレータ９７の非反転入力へ出力される。
【０１４１】
Ｔ３´時間−電圧変換回路９２の入力は、スイッチ素子３に接続するＶｇ端子と、コンパレータ８３の出力に接続し、Ｖｇ端子が「Ｈ」になった際、すなわちスイッチ素子３がターンオンした際にカウントを停止するとともに計数値がリセットされ、コンパレータ８３の出力が「Ｈ」から「Ｌ」に転じる際にカウントを開始するカウンターを有している。従って、このカウンターの計数値は、出力時間Ｔ２が経過した後更にスイッチ素子３がオフ動作しているオフ経過時間Ｔ３´を表し、Ｔ３´時間−電圧変換回路９２は、時間の経過と共に漸増する計数値を発振周期Ｔに比較しはるかに短い周期で、電圧換算したオフ時間電位ＶＴ３´に変換し、加算器９５へ出力している。
【０１４２】
Ｔ１時間−電圧変換回路９３は、スイッチ素子３に接続するＶｇ端子に接続し、Ｖｇ端子が「Ｈ」である時間をオン時間Ｔ１とし、検出したオン時間Ｔ１を、電圧換算したオン時間電位ＶＴ１に変換し、加算器９５の他方入力へ出力している。
【０１４３】
オン時間電位ＶＴ１は、サンプルホールド回路９４において、新たな入力、すなわちＴ１時間−電圧変換回路９３が新たなオン時間電位ＶＴ１を出力するまで保持され、加算器９５の他方入力へ出力される。
【０１４４】
コンパレータ９７は、オン時間電位ＶＴ１とオフ時間電位ＶＴ３´の加算値を、比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆと比較するもので、実質的に（１）式の左辺に漸増するオフ経過時間Ｔ３´を代入して、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３を得るものである。
【０１４５】
すなわち、各発振周期Ｔにおいて、出力時間Ｔ２が経過した際のオフ時間電位ＶＴ３´は、Ｔ３´時間−電圧変換回路９２の計数値がリセットされているので、「０」であり、その後、オン時間電位ＶＴ１と時間と共に漸増するオフ時間電位ＶＴ３´の加算値が、比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆに達するまで、コンパレータ９７の出力は、「Ｈ」を維持する。
【０１４６】
オン時間電位ＶＴ１とオフ時間電位ＶＴ３´の加算値が比較時間電位ＶＴ２ｒｅｆに達すると、コンパレータ９７の出力は、「Ｈ」から「Ｌ」に転じ、この時、オフ時間電位ＶＴ３´に換算されたオフ経過時間Ｔ３´は、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３となる。
【０１４７】
コンパレータ９７の出力に接続された制御モード判定回路９０は、定電流モード信号を受けて定電流制御モードと判定している間は、コンパレータ９７からの出力をそのまま発振器８２へ出力するので、オフ経過時間Ｔ３´が（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３となった時に、「Ｈ」から「Ｌ」を出力する。
【０１４８】
発振器８２は、「Ｌ」の入力を、一発振周期Ｔのクロックを出力させるトリガー信号として、「Ｈ」のパルスをアンドゲート８９へ出力する。オフ制御時間中には、一次巻線電流Ｉｐが流れていないので、アンドゲート８９の他方の入力であるコンパレータ８８の出力は、「Ｈ」となっていて、その結果、アンドゲート８９は、スイッチ素子３をオン制御し、次の発振周期Ｔの発振が開始される。つまり、その発振を開始する直前の発振周期Ｔにおけるオフ調整時間Ｔ３は、出力時間Ｔ２から求めた（１）式を満たし、整流平滑化回路（４、１３）から設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔが出力され、定電流制御を行うことができる。
【０１４９】
定電流制御モードで、発振器８２から出力されるクロック信号の「Ｈ」の時間は、一次巻線ピーク電流Ｉｐｍａｘの上限値である基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆでターンオフするオン時間Ｔ１より充分長く、従って、アンドゲート８９の出力が「Ｌ」に転じてターンオフするタイミングは、コンパレータ８８の出力が「Ｈ」から「Ｌ」に転じるタイミングであり、具体的には、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐが、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに抵抗値ｒｉｐを乗じたピーク電位Ｖｉｍａｘに達する時である。
【０１５０】
尚、本実施の形態に係るスイッチ制御回路８においても、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐに、回路素子の遅延分に相当するδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐを加算器８７で加えて、設定電位Ｖｉｓｅｔ若しくはピーク電位Ｖｉｍａｘと比較するので、現実に（１５）式から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくは基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆが流れる際に、スイッチ素子３をオフ制御できる。
【０１５１】
図６は、本発明の第５実施の形態に係るスイッチング電源回路７０の定電流出力制御装置７を示す回路図である。
【０１５２】
本実施の形態では、スイッチ制御回路５の演算回路５ａで実行していた第２実施の形態で説明したデジタル演算処理を、定電流出力制御装置として作用するスイッチ制御回路７において比較回路や論理回路を用いたアナログ処理で実行するものである。
【０１５３】
図５と比較して明らかなように、本実施の形態に係るスイッチ制御回路７の構成は、第４実施の形態に係るスイッチ制御回路８の定電圧出力制御の為の構成とほぼ同一であり、従って、上述したスイッチング電源回路７０と共通する構成については同一の番号を付してその説明を省略する。つまり、本実施の形態に係るスイッチング電源回路７０では、スイッチ制御回路７の構成をわずかに変更するだけで、定電圧制御と定電流制御のいずれもが可能となる。
【０１５４】
図において、７２は、固定発振周期Ｔｃに等しい周期でクロックを出力する発振器、７４は、出力時間Ｔ２から設定電位Ｖｉｓｅｔに変換する時間−電圧変換回路、７６は、設定電位Ｖｉｓｅｔの電圧波形を出力するクランプ回路である。
【０１５５】
このスイッチ制御回路７の定電流制御動作を説明すると、始めに発振動作している間、コンパレータ８３は、出力時間Ｔ２中「Ｈ」を出力し、時間−電圧変換回路７４は、出力時間Ｔ２と（２）式から設定電流値Ｉｐｓｅｔを求め、設定電流値Ｉｐｓｅｔにｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを出力する。
【０１５６】
サンプルホールド回路８５は、少なくとも後に定電流制御しようとする発振周期まで設定電位Ｖｉｓｅｔを保持し、クランプ回路７６へ出力する。
【０１５７】
クランプ回路７６は、サンプルホールド回路８５から出力される設定電位Ｖｉｓｅｔをクランピングし、振幅が設定電位Ｖｉｓｅｔとなるパルス波形を、コンパレータ８８の非反転入力へ出力する。
【０１５８】
加算器８７の一方には、Ｉｐ検出抵抗２２による電圧降下Ｖｉｐ、すなわちＩｐ×ｒｉｐで表される電圧降下Ｖｉｐが、他方には、遅延補正回路８１から出力される（１２）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐに相当する補正電圧が他方へ入力され、加算器８７において（１２）式の加算処理が行われた後、コンパレータ８８の反転入力へ出力される。
【０１５９】
コンパレータ８８は、この回路素子の遅延時間を考慮した電圧降下Ｖｉｐを設定電位Ｖｉｓｅｔと比較し、補正した電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔ以下である場合には「Ｈ」を、設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると「Ｌ」をアンドゲート８９へ出力する。
【０１６０】
発振器７２からクロックの「Ｈ」が出力されると、コンパレータ８８からの出力も電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔに達しないので「Ｈ」であり、アンドゲート８９の出力は「Ｈ」となり、スイッチ素子３がターンオンする。
【０１６１】
その後、オン時間に比例して一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐも増加し、電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると、コンパレータ８８の出力が「Ｌ」となるので、アンドゲート８９の出力も「Ｌ」となり、スイッチ素子３がターンオフする。このターンオフした際の電圧降下Ｖｉｐは、設定電位Ｖｉｓｅｔに等しく、そのときに一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、（２）式のＩｐｓｅｔとなり、整流平滑化回路（４、１３）には、設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔの電流が出力される。
【０１６２】
そして、この制御を少なくとも発振動作中に繰り返すことにより、整流平滑化回路（４、１３）の出力において、設定した設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔの定電流出力制御を行うことができる。
【０１６３】
上記第５の各実施の形態において、スイッチング電源回路全体の発振動作が安定するまでの出力時間Ｔ２は不安定であり、設定電流Ｉｐｓｅｔが設定できないので、安定動作するまでは、設定電流Ｉｐｓｅｔを固定値とし、オン時間Ｔ１を一定にしておくことが望ましい。
【０１６４】
この出力時間Ｔ２は、必ずしも各周期Ｔｃ毎に検出する必要はなく、例えば、発振周期Ｔｃとは異なるより長い周期毎に検出して定電流制御を行ってもよい。
【０１６５】
更に、本発明によれば、単に設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔに対してこれを越える出力電流が発生した場合にのみその値を低下させるだけでなく、整流平滑化回路の出力電流Ｉ２ｏを設定して、その設定した値の定電流制御を行うことができるので、従来例で説明したようなトランス２の二次側に出力検出回路を有し、フォトカプラなどの絶縁された信号伝達素子を介してその検出信号を一次側へ伝送する帰還回路を備えたスイッチング電源回路に対しても適用し、利用することができる。
【０１６６】
更に、（１）式において、オン時間Ｔ１と基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆは、いずれか一方を固定した定数とすれば、他方も定数となる関係にあるので、いずれか一方を定数に設定すればよい。上述の第１、第４実施の形態においては、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを固定値としてから、その時のオン時間Ｔ１を計測して得たが、オン時間Ｔ１を特定の固定時間とし、オン時間Ｔ１の終了時に一次巻線２ａに流れる一次巻線電流Ｉｐを検出して基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆを得てもよい。
【０１６７】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１と請求項５の発明によれば、各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為のオフ調整時間Ｔ３を得る（１）式には影響しないので、量産しても高精度に定電流制御を行うことができる。
【０１６８】
また、出力電流Ｉ２ｏの仕様が異なるスイッチング電源回路であっても、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆ若しくはオフ調整時間Ｔ３を変更するだけで、同一の回路部品と装置で定電流出力制御を行うことができる。
【０１６９】
請求項２と請求項６の発明によれば、各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電流制御する為の設定電流Ｉｐｓｅｔを得る（２）式には影響しないので、量産しても高精度に定電流制御を行うことができる。
【０１７０】
また、出力電流Ｉ２ｏの仕様が異なるスイッチング電源回路であっても、設定電流Ｉｐｓｅｔを変更するだけで、同一の回路部品と装置で定電流出力制御を行うことができる。
【０１７１】
更に、発振の周期を固定したまま、整流平滑化回路の出力を高精度に定電流出力制御することかできるので、回路が簡略化できる。
【０１７２】
更に、出力電圧の定電圧制御を行う回路部品と装置を、ほぼそのまま利用して定電流制御を行うことができる。
【０１７３】
また、請求項３、４、７、８の発明によれば、トランスの二次側の検出結果を一次側へ伝達するための信号伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電流制御が可能となる。
【０１７４】
また、請求項９の発明によれば、オン時間Ｔ１、出力時間Ｔ２及び（１）式の定数を乗じた比較時間Ｔ２ｒｅｆをそれぞれ電圧換算したＶＴ１、ＶＴ２及びＶＴ２ｒｅｆで表すので、演算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で、（１）式を満たすオフ調整時間Ｔ３を得ることができる。
【０１７５】
また、請求項１１の発明によれば、電圧である電圧降下Ｖｉｐと設定電位Ｖｉｓｅｔ
を比較して、ターンオフする際の一次巻線電流Ｉｐを設定電流Ｉｐｓｅｔとするので、電流値に換算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で簡単に比較できる。
【０１７６】
更に、請求項１０と請求項１２の発明によれば、トランスの一次側電流と発振用スイッチ素子の動作間に回路動作上の遅れδｔがあっても、精度よく出力電圧制御を行うことができる。
【０１７７】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０の回路図である。
【図２】スイッチング電源回路５０の各部の電圧若しくは電流波形を拡大して示し、
（ａ）は、トランス２の一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを、
（ｂ）は、トランス２の二次出力巻線２ｂに流れる電流Ｉｓを、
（ｃ）は、トランス２の一次巻線電圧Ｖ２ａを、
それぞれ示す波形図である。
【図３】ターンオン後にトランス２の一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐと、ターンオン後の時間ｔとの関係を示すグラフである。
【図４】本発明の第３実施の形態に係るスイッチング電源回路６０の回路図である。
【図５】本発明の第４実施の形態に係るスイッチング電源回路８０の定電流出力制御装置８を示す回路図である。
【図６】本発明の第５実施の形態に係るスイッチング電源回路７０の定電流出力制御装置７を示す回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源回路１００の回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 二次出力巻線
２ｃ 副巻き線
３ 発振用スイッチ素子
４ 整流用ダイオード（整流平滑化回路）
５、６、７、８ スイッチ制御回路
１３ 平滑コンデンサ（整流平滑化回路）
２２ Ｉｐ検出抵抗
８３ コンパレータ（出力時間検出部）
８８ コンパレータ（電流比較回路）
９１ Ｔ２時間−電圧変換回路（演算部）
９２ Ｔ３´時間−電圧変換回路（経過時間計測部）
９３ Ｔ１時間−電圧変換回路（オン時間検出部）
９７ コンパレータ（調整時間算出回路、オフ時間比較回路）
Ｔ 発振周期
Ｔｃ 固定発振周期
Ｔ１ オン時間
Ｔ２ 整流平滑化回路に出力が表れる出力時間
Ｔ２ｒｅｆ 比較時間
Ｔ３ オフ調整時間
Ｔ３´ オフ経過時間
Ｖｃｃ 直流電源の電源電圧
Ｖ２ａ 一次巻線電圧
Ｖ２ｃ 副巻き線電圧
Ｖｉｐ Ｉｐ検出抵抗による電圧降下
Ｖｉｓｅｔ 設定電位
Ｉｐ 一次巻線電流
Ｉｐｓｅｔ 設定電流
Ｉ２ｏ 出力電流
Ｉ２ｏｓｅｔ 設定出力電流
Ｉｐｒｅｆ 基準ピーク電流
Ｉｄ 一次側電流検出部
Ｎｐ 一次巻線の巻数
Ｎｓ 二次出力巻線の巻数
Ｌｐ 一次巻線のインダクタンス
δｔ 一次巻線電流Ｉｐ´を検出した後、発振用スイッチ素子がオン制御を停止するまでの時間差
ｒｉｐ Ｉｐ検出抵抗の抵抗値
Claims (12)
- 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御方法であって、
定電流制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、一発振周期Ｔ内で一次巻線（２ａ）を励磁する発振用スイッチ素子（３）のオン時間を固定時間であるＴ１、オン時間Ｔ１終了時に一次巻線（２ａ）に流れる基準ピーク電流をＩｐｒｅｆ、整流平滑化回路（４、１３）の出力に表れる出力時間をＴ２とし、
とからオフ調整時間Ｔ３を求め、
発振用スイッチ素子（３）の一発振周期Ｔ内のオフ時間を、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和とし、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とするスイッチング電源回路の定電流出力制御方法。 - 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）を固定発振周期Ｔｃでオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御方法であって、
整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、
固定発振周期をＴｃ、定電流制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓとしたときに、
から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子（３）のオン制御を停止し、オン時間Ｔ１を調整し、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とするスイッチング電源回路の定電流出力制御方法。 - 整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を、一次巻線（２ａ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間より検出することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法。
- 整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を、トランス（２）の副巻き線（２ｃ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間より検出することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御方法。
- 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
スイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御装置であって、
発振用スイッチ素子（３）をオン制御した後、一次巻線（２ａ）に流れる一次巻線電流Ｉｐを検出し、一次巻線電流Ｉｐが予め設定した基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達したときにオフ制御するスイッチ制御回路（８）と、
発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を検出するオン時間検出部（９３）と、
整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部（８３）と、
定電流制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓとしたときに、
基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆと、オン時間検出部で検出したオン時間Ｔ１と、出力時間検出部（８３）で検出した出力時間Ｔ２と、
とから、オフ調整時間Ｔ３を求める調整時間算出回路（９７）とを備え、
スイッチ制御回路（７）は、出力時間Ｔ２とオフ調整時間Ｔ３との和からなる一発振周期Ｔ内のオフ時間経過後に、発振用スイッチ素子（３）をオン制御し、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とするスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。 - 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）を固定発振周期Ｔｃでオンオフ制御するスイッチ制御回路（７）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
スイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオンオフ時間を変化させ、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを定電流制御する定電流出力制御装置であって、
一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐを検出する一次側電流検出部（Ｉｄ）と、発振周期Ｔ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部（８３）と、
固定発振周期をＴｃ、定電流制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の設定出力電流をＩ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓとしたときに、
出力時間検出部（８３）で検出した出力時間Ｔ２と、
とから設定電流Ｉｐｓｅｔを求める設定値算出回路（７４）と、
一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを比較する電流比較回路（８８）とを備え、
スイッチ制御回路（７）は、電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達した際に、発振用スイッチ素子（３）のオン制御を停止し、オン時間Ｔ１を調整して、整流平滑化回路（４、１３）の出力電流Ｉ２ｏを設定出力電流Ｉ２ｏｓｅｔとすることを特徴とするスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。 - 一次巻線（２ａ）の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路（８３）を備え、
一次巻線（２ａ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。 - トランス（２）の一次側に更に設けられた副巻き線（２ｃ）と、
副巻き線（２ｃ）の電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路を備え、
副巻き線（２ｃ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。 - 出力時間Ｔ２が経過した後、発振用スイッチ素子（３）をオフ制御しているオフ経過時間Ｔ３´を計測する経過時間計測部（９２）と、
出力時間Ｔ２に（Ｎｐ÷Ｎｓ×Ｉｐｒｅｆ÷２÷Ｉ２ｏｓｅｔ−１）を乗じて比較時間Ｔ２ｒｅｆとする演算部（９１）と、
オン時間検出部（９３）で検出したオン時間Ｔ１と、経過時間計測部（９２）で計測したオフ経過時間Ｔ３´と、演算部（９１）で算出した比較時間Ｔ２ｒｅｆに、それぞれ等しい定数を乗じて電圧換算したＶＴ１、ＶＴ３´及びＶＴ２ｒｅｆとし、
ＶＴ３´とＶＴ１の和を、ＶＴ２ｒｅｆと比較するオフ時間比較回路（９７）とを備え、
ＶＴ３´とＶＴ１の和がＶＴ２ｒｅｆを越えたときに発振用スイッチ素子（３）をオン制御することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。 - スイッチ制御回路（８）は、Ｉｐｒｅｆに達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子（３）がオン動作を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源（１）の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線（２ａ）のインダクタンスをＬｐとし、
から求めたＩｐ´が、基準ピーク電流Ｉｐｒｅｆに達したときに、発振用スイッチ素子（３）をオフ制御することを特徴とする請求項５又は請求項９に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。 - 一次側電流検出部は、一次巻線（２ａ）に直列に接続された抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗（２２）による電圧降下Ｖｉｐから電流Ｉｐを検出し、
電流比較回路は、電圧降下Ｖｉｐと、設定電流Ｉｐｓｅｔに抵抗値ｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを比較し、電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを比較することを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。 - 一次側電流検出部がＩｐｓｅｔに達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子（３）がオン動作を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源（１）の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線（２ａ）のインダクタンスをＬｐとし、
から求めたＩｐ´を、設定電流Ｉｐｓｅｔと比較する電流Ｉｐとすることを特徴とする請求項６又は請求項１１に記載のスイッチング電源回路の定電流出力制御装置。
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