JP3556641B2 - 電力変換装置におけるスイッチング素子の駆動方法及び装置 - Google Patents
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Description
技術分野
本発明は、スイッチング型電力変換装置におけるスイッチング回路及びその駆動方法に関する。特に本発明は、制御信号に応じて電流制御型半導体スイッチング素子にオン・オフ駆動のための駆動電力が供給され、該スイッチング素子にカレントトランスからなる補助電源が接続されたスイッチング回路を有する電力変換装置及びその駆動方法に関する。
従来の技術
半導体スイッチング素子を使用する電力変換装置は、電力変換効率に優れた特性を有するため、エネルギの効率的利用の観点から極めて広い範囲で利用されている。この電力変換装置の分野において、一層の効率の向上をはかるため、種々の提案がなされている。その一例として、電気学会論文誌D分冊116巻12号(平成8年)の1205ページないし1210ページには、スイッチング回路のスイッチング素子として、導通損失の小さいトランジスタを使用し、2つのトランジスタをダーリントン接続してその初段のトランジスタを駆動用トランジスタとし、駆動用トランジスタとスイッチングトランジスタとの間にカレントトランスからなる補助電源を挿入することが提唱されている。この回路構成により、導通損失を従来の約1/3に低減できることが、この論文において報告されている。
この論文に記載された回路によれば、補助電源のために、スイッチング素子のオン状態における電圧降下がスイッチング素子の飽和電圧と等しくなり、通常のダーリントン接続したトランジスタのオン状態での電圧降下より低い電圧降下で動作可能となり、効率が改善される。この場合、カレントトランスは、スイッチング素子の出力電流に応じて補助電源から供給する電流を変化させるように作用する。
この公知の回路では、スイッチング素子の駆動電流がカレントトランスの巻線比で決まることになり、カレントトランスは、スイッチング素子の電流増幅率の最小値で設計を行う必要がある。したがって、軽負荷時には過飽和まで駆動されることになり、損失の最適化がなされない、という問題がある。
発明の開示
本発明は、上掲の電気学会論文誌において提唱された上述の回路における問題点を解決し、導通損失の一層の低減を図って高効率化による小型化及び軽量化を可能にする電力変換装置及びその駆動方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明は、電流制御型スイッチング素子にカレントトランスの一次側巻線を接続し、該カレントトランスの二次側巻線と該二次側巻線に接続した整流回路により形成される駆動電流発生回路に発生する出力電流を前記スイッチング素子の駆動電流として該スイッチング素子に供給するスイッチング素子駆動回路を備える電力変換装置におけるスイッチング素子の駆動方法を提供する。この方法は、スイッチング素子の出力電流を検出し、該スイッチング素子の出力電流に応じてスイッチング素子の駆動電流が可変制御されるように、駆動電流発生回路の出力電流の一部をスイッチング素子駆動回路の外に取り出すことからなる。この場合、スイッチング素子駆動回路の外に取り出される駆動電流発生回路の出力電流は、回生電力として他の補助電源に供給されることが好ましい。
本発明の好ましい態様においては、スイッチング素子の導通損失と該スイッチング素子の駆動に必要な駆動電力とを考慮した総合導通損失が最小となる最適駆動電流値がほぼ達成されるように、スイッチング素子駆動回路の外に取り出す出力電流の値が決められる。スイッチング素子の駆動電流は、該スイッチング素子の温度に応じて可変制御することが好ましい。
また、本発明は、別の態様において、電力変換装置を提供する。この電力変換装置は、電流制御型スイッチング素子と、一次側巻線と二次側巻線を有し、該一次側巻線がスイッチング素子に直列に接続されたカレントトランスと、該カレントトランスの二次側巻線と該二次側巻線に接続した整流回路により形成される駆動電流発生回路と、駆動電流発生回路に発生する駆動電流発生回路出力電流をスイッチング素子の駆動電流として該スイッチング素子に供給するスイッチング素子駆動回路と、を備える。本発明の特徴として、スイッチング素子の出力電流を検出する出力電流検出手段と、検出された該スイッチング素子の出力電流の値に応じてスイッチング素子の駆動電流を可変制御するための制御信号を形成する制御手段と、制御信号に応じて作動し、該制御信号に対応する値の電流を駆動電流発生回路の出力電流からスイッチング素子駆動回路の外に取り出す電流取り出し回路と、が設けられる。この場合、電流取り出し回路は、スイッチング素子駆動回路の外に取り出された電流を回生電流として他の補助電源に供給する回生回路とすることが好ましい。また、この回生回路は、スイッチング動作よって電力回生する形式とすることが好ましい。
本発明によれば、スイッチング素子の出力電流を検出し、該スイッチング素子の出力電流に応じてスイッチング素子の駆動電流が可変制御されるように、駆動電流発生回路の出力電流の一部をスイッチング素子駆動回路の外に取り出すようにしているので、スイッチング素子の出力電流に応じた最適の駆動電流をスイッチング素子に供給することができ、スイッチング素子の導通損失を最小にすることが可能になる。例えば、スイッチング素子の導通損失と該スイッチング素子の駆動に必要な駆動電力とを考慮した総合導通損失が最小となる最適駆動電流値がほぼ達成されるように、スイッチング素子駆動回路の外に取り出す出力電流の値が決めることにより、スイッチング素子の駆動電流を最適化することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
図1は、本発明の一実施形態を示す電力変換装置のスイッチング回路の回路図である。
図2は、トランジスタにおけるベース電流と導通損失及び駆動電力との関係を示す図表である。
図3は、トランジスタにおけるコレクタ電流と最適ベース電流との関係を示す図表である。
図4は、図3に示す曲線を種々のトランジスタ温度について示す図表である。
図5は、図1のスイッチング回路におけるコレクタ電流、ベース電流及び回生電流を示す波形図である。
図6は、本発明の別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
図7は、本発明のさらに別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
図8は、本発明のさらに別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
図9は、本発明のさらに別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を図について説明する。図1は、本発明の一実施例による電力変換装置のスイッチング回路の構成を示すもので、このスイッチング回路には、半導体スイッチング素子として、コレクタ1a、エミッタ1b及びベース1cを有する電流制御型トランジスタ1が設けられる。トランジスタ1には、コレクタ1aからエミッタ1bに向けて、スイッチング回路の出力電流が流れる。
スイッチング素子に駆動電流を供給する駆動回路は、2つの直列接続された半導体スイッチ2、3を備え、これら半導体スイッチ2、3の接続点がトランジスタ1のベース1cに接続されている。トランジスタ1の駆動電流を発生するための駆動電流発生回路として、一次側巻線4aと二次側巻線4bとを有するカレントトランス4が設けられる。このカレントトランス4は、一次側巻線がトランジスタ1のコレクタ1aに接続されている。カレントトランス4の二次側巻線4bの両端は、ダイオード5及びコンデンサ6からなる整流回路に接続される。さらに、カレントトランス4の二次側巻線4bは、その一端が半導体スイッチ2に接続され、他端がトランジスタ1のエミッタ1bに接続されている。したがって、半導体スイッチ2がオン状態のとき、カレントトランス4の二次側巻線4bにはトランジスタ1からの出力電流Icに比例する電流が発生し、該トランジスタ1のベース1cに出力電流Icに比例する電流が流れる。
このスイッチング回路には、補助電源トランス7を備える起動回路8が設けられる。補助電源トランス7は、直列接続された第1及び第2の二次側巻線7a、7bを備え、第1二次側巻線7aの両端は、カレントトランス4の二次側巻線4bの両端にそれぞれ接続されている。第2二次側巻線7bの両端は、コンデンサ9とダイオード10とからなる整流回路に接続されている。第2二次側巻線7bは、トランジスタ1のための逆バイアス回路の一部を構成するもので、一端がトランジスタ1のエミッタ1bに、他端が半導体スイッチ3に接続されている。
本発明の特徴として、このスイッチング回路には、カレントトランス4の二次側巻線4bに発生する電流の一部を取り出すための回生回路11が設けられる。この回生回路11は、インダクタ12を介してカレントトランス4の二次側巻線4bの両端に接続される半導体スイッチ13を備え、該半導体スイッチ13は、整流素子14及びコンデンサ15からなる整流回路を介して回生出力端子16、17に接続されている。回生出力端子16、17は、例えば補助電源等に接続され、半導体スイッチ13のオン・オフ動作に応じて、該回生回路から取り出された電力を他の回路に供給する。
半導体スイッチ2、3の動作と半導体スイッチ13の動作を制御するために、制御回路18が設けられる。制御回路18に必要な信号を送るために、幾つかの検出手段が備えられる。これらの検出手段としては、トランジスタ1からの出力電流Icを検出する出力電流検出器19及びトランジスタ1の温度を検出するための温度検出器20が設けられ、それぞれの検出信号は、制御回路18に入力される。また、カレントトランス4の二次側巻線4bとトランジスタ1のエミッタ1bを結ぶ線には抵抗器21が接続され、この抵抗器21の両端電圧を検出することによってトランジスタ1のベース電流を検出し、ベース電流信号を制御回路18に供給するベース電流検出器22が設けられる。
トランジスタ1をオン状態にするためには、半導体スイッチ2をオンとし、半導体スイッチ3をオフとする。トランジスタ1のベース1cにカレントトランス4の二次側巻線4bからベース電流IBが供給され、トランジスタ1はオン状態を維持する。電流検出器19がトランジスタ1の出力電流としてコレクタ電流を検出し、検出信号を制御回路18に送る。同時に、トランジスタ1の温度が温度検出器20により検出され、トランジスタ1のベース電流がベース電流検出器20により検出され、それぞれ制御回路18に送られる。
カレントトランス4の二次側巻線4bに発生する電流は、該カレントトランス4の巻数比とトランジスタ1の出力電流すなわちコレクタ電流ICによって定まる値である。制御回路18は、入力スイッチング信号に応じて半導体スイッチ2をオン・オフ作動させるスイッチング信号を出力する。
図2を参照すると、トランジスタのオン状態で、コレクタ電流を一定とし、ベース電流を変化させた場合の駆動電力を曲線Aにより、コレクタ・エミッタ間の導通損失を曲線Bにより、それぞれ示す図表である。両方の損失A、Bを合わせた値が総合損失として曲線Cにより示してある。この図表から分かるように、コレクタ電流一定の条件のもとでは、ベース電流がOPの値にあるとき、総合損失Cが最小となる。図3は、コレクタ電流を変化させながら同様な測定を行って、それぞれのコレクタ電流における最適なベース電流値を求めた結果を示す図表である。図4に、図3に示す曲線を種々の温度について求めた結果を示す。
制御回路18は、図4に示すデータを予めストアしており、入力信号に応じて最適なベース電流値を演算する。そして、ベース電流検出器22の検出値に基づき、最適なベース電流が得られるように、回生回路11の半導体スイッチ13のオン・オフ動作を制御する制御信号を発生する。この制御により、カレントトランス4の二次側巻線4bに発生する電流のうち、最適ベース電流値を越える電流が回生電流IDとして回生回路11から取り出される。
図5は、図1のスイッチング回路における各部の電流を示す波形図である。トランジスタ1のコレクタ電流ICの変化に対応して最適のベース電流IBが変化し、余剰の電流が回生電流IDとして取り出される。したがって、トランジスタ1には、そのコレクタ電流に応じて最適のベース電流が供給されることになり、オン状態におけるトランジスタ1の総合損失を最小にすることができる。
トランジスタ1のオフ状態では、半導体スイッチ3をオンとし、半導体スイッチ2をオフにする。この状態では、トランジスタ1のベースに逆バイアスが印加され、トランジスタ1内の蓄積電荷が短時間で引き抜かれるため、トランジスタ1を高速でオフさせることができる。したがって、オフ状態におけるノイズマージンを大きくすることができる。
トランジスタ1を最初にオフ状態からオン状態にする起動時においては、半導体スイッチ2をオン状態として、先ず起動用補助電源8からコンデンサ6に充電が始まる。コンデンサ6が充電されると、トランジスタ1にベース電流が流れ、トランジスタ1がオン状態となる。その後は、カレントトランス4によってトランジスタ1の出力電流の応じた電流が半導体スイッチ2を介してトランジスタ1のベース1cに供給される。
図6は、本発明の他の実施例を示すのもで、この実施例の回路では、図1の回路におけるダイオード5及びダイオード14に代えて、電界効果型トランジスタ(FET)5a、14aをそれぞれ使用して、そのオン・オフ動作を半導体スイッチ2及び半導体スイッチ13の作動に同期して行わせる同期整流型の回路としたものである。
図7に図6の実施例の変形例を示す。この例では、起動用補助電源8の補助電源トランス7の第1二次側巻線7aをカレントトランス4の二次側巻線4bに接続する線に整流素子として電界効果型トランジスタ23を配置することにより、同期整流構成を達成している。
図8は、本発明のさらに別の実施例を示すもので、この実施例の回路では、回生回路が、半導体スイッチ13の他に、巻線24a、24bからなるトランス24と、ダイオード14及びコンデンサ15を備えるフライバックコンバータを備える。その他の構成は、図7の回路と同様である。
図9に図6の実施例のさらに別の変形例を示す。この例では、図6の回路における起動用の巻線7aが省略されている。この回路では、半導体スイッチ14aを起動時にオン作動させることにより、起動用の巻線7aがなくても起動電力を供給することができる。起動後は、半導体スイッチ14aは回生回路を形成するように動く。この点は、図6、図7の回路における半導体スイッチ14aの動作と同じである。
本発明は、スイッチング型電力変換装置におけるスイッチング回路及びその駆動方法に関する。特に本発明は、制御信号に応じて電流制御型半導体スイッチング素子にオン・オフ駆動のための駆動電力が供給され、該スイッチング素子にカレントトランスからなる補助電源が接続されたスイッチング回路を有する電力変換装置及びその駆動方法に関する。
従来の技術
半導体スイッチング素子を使用する電力変換装置は、電力変換効率に優れた特性を有するため、エネルギの効率的利用の観点から極めて広い範囲で利用されている。この電力変換装置の分野において、一層の効率の向上をはかるため、種々の提案がなされている。その一例として、電気学会論文誌D分冊116巻12号(平成8年)の1205ページないし1210ページには、スイッチング回路のスイッチング素子として、導通損失の小さいトランジスタを使用し、2つのトランジスタをダーリントン接続してその初段のトランジスタを駆動用トランジスタとし、駆動用トランジスタとスイッチングトランジスタとの間にカレントトランスからなる補助電源を挿入することが提唱されている。この回路構成により、導通損失を従来の約1/3に低減できることが、この論文において報告されている。
この論文に記載された回路によれば、補助電源のために、スイッチング素子のオン状態における電圧降下がスイッチング素子の飽和電圧と等しくなり、通常のダーリントン接続したトランジスタのオン状態での電圧降下より低い電圧降下で動作可能となり、効率が改善される。この場合、カレントトランスは、スイッチング素子の出力電流に応じて補助電源から供給する電流を変化させるように作用する。
この公知の回路では、スイッチング素子の駆動電流がカレントトランスの巻線比で決まることになり、カレントトランスは、スイッチング素子の電流増幅率の最小値で設計を行う必要がある。したがって、軽負荷時には過飽和まで駆動されることになり、損失の最適化がなされない、という問題がある。
発明の開示
本発明は、上掲の電気学会論文誌において提唱された上述の回路における問題点を解決し、導通損失の一層の低減を図って高効率化による小型化及び軽量化を可能にする電力変換装置及びその駆動方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明は、電流制御型スイッチング素子にカレントトランスの一次側巻線を接続し、該カレントトランスの二次側巻線と該二次側巻線に接続した整流回路により形成される駆動電流発生回路に発生する出力電流を前記スイッチング素子の駆動電流として該スイッチング素子に供給するスイッチング素子駆動回路を備える電力変換装置におけるスイッチング素子の駆動方法を提供する。この方法は、スイッチング素子の出力電流を検出し、該スイッチング素子の出力電流に応じてスイッチング素子の駆動電流が可変制御されるように、駆動電流発生回路の出力電流の一部をスイッチング素子駆動回路の外に取り出すことからなる。この場合、スイッチング素子駆動回路の外に取り出される駆動電流発生回路の出力電流は、回生電力として他の補助電源に供給されることが好ましい。
本発明の好ましい態様においては、スイッチング素子の導通損失と該スイッチング素子の駆動に必要な駆動電力とを考慮した総合導通損失が最小となる最適駆動電流値がほぼ達成されるように、スイッチング素子駆動回路の外に取り出す出力電流の値が決められる。スイッチング素子の駆動電流は、該スイッチング素子の温度に応じて可変制御することが好ましい。
また、本発明は、別の態様において、電力変換装置を提供する。この電力変換装置は、電流制御型スイッチング素子と、一次側巻線と二次側巻線を有し、該一次側巻線がスイッチング素子に直列に接続されたカレントトランスと、該カレントトランスの二次側巻線と該二次側巻線に接続した整流回路により形成される駆動電流発生回路と、駆動電流発生回路に発生する駆動電流発生回路出力電流をスイッチング素子の駆動電流として該スイッチング素子に供給するスイッチング素子駆動回路と、を備える。本発明の特徴として、スイッチング素子の出力電流を検出する出力電流検出手段と、検出された該スイッチング素子の出力電流の値に応じてスイッチング素子の駆動電流を可変制御するための制御信号を形成する制御手段と、制御信号に応じて作動し、該制御信号に対応する値の電流を駆動電流発生回路の出力電流からスイッチング素子駆動回路の外に取り出す電流取り出し回路と、が設けられる。この場合、電流取り出し回路は、スイッチング素子駆動回路の外に取り出された電流を回生電流として他の補助電源に供給する回生回路とすることが好ましい。また、この回生回路は、スイッチング動作よって電力回生する形式とすることが好ましい。
本発明によれば、スイッチング素子の出力電流を検出し、該スイッチング素子の出力電流に応じてスイッチング素子の駆動電流が可変制御されるように、駆動電流発生回路の出力電流の一部をスイッチング素子駆動回路の外に取り出すようにしているので、スイッチング素子の出力電流に応じた最適の駆動電流をスイッチング素子に供給することができ、スイッチング素子の導通損失を最小にすることが可能になる。例えば、スイッチング素子の導通損失と該スイッチング素子の駆動に必要な駆動電力とを考慮した総合導通損失が最小となる最適駆動電流値がほぼ達成されるように、スイッチング素子駆動回路の外に取り出す出力電流の値が決めることにより、スイッチング素子の駆動電流を最適化することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
図1は、本発明の一実施形態を示す電力変換装置のスイッチング回路の回路図である。
図2は、トランジスタにおけるベース電流と導通損失及び駆動電力との関係を示す図表である。
図3は、トランジスタにおけるコレクタ電流と最適ベース電流との関係を示す図表である。
図4は、図3に示す曲線を種々のトランジスタ温度について示す図表である。
図5は、図1のスイッチング回路におけるコレクタ電流、ベース電流及び回生電流を示す波形図である。
図6は、本発明の別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
図7は、本発明のさらに別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
図8は、本発明のさらに別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
図9は、本発明のさらに別の実施形態によるスイッチング回路を示す回路図である。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を図について説明する。図1は、本発明の一実施例による電力変換装置のスイッチング回路の構成を示すもので、このスイッチング回路には、半導体スイッチング素子として、コレクタ1a、エミッタ1b及びベース1cを有する電流制御型トランジスタ1が設けられる。トランジスタ1には、コレクタ1aからエミッタ1bに向けて、スイッチング回路の出力電流が流れる。
スイッチング素子に駆動電流を供給する駆動回路は、2つの直列接続された半導体スイッチ2、3を備え、これら半導体スイッチ2、3の接続点がトランジスタ1のベース1cに接続されている。トランジスタ1の駆動電流を発生するための駆動電流発生回路として、一次側巻線4aと二次側巻線4bとを有するカレントトランス4が設けられる。このカレントトランス4は、一次側巻線がトランジスタ1のコレクタ1aに接続されている。カレントトランス4の二次側巻線4bの両端は、ダイオード5及びコンデンサ6からなる整流回路に接続される。さらに、カレントトランス4の二次側巻線4bは、その一端が半導体スイッチ2に接続され、他端がトランジスタ1のエミッタ1bに接続されている。したがって、半導体スイッチ2がオン状態のとき、カレントトランス4の二次側巻線4bにはトランジスタ1からの出力電流Icに比例する電流が発生し、該トランジスタ1のベース1cに出力電流Icに比例する電流が流れる。
このスイッチング回路には、補助電源トランス7を備える起動回路8が設けられる。補助電源トランス7は、直列接続された第1及び第2の二次側巻線7a、7bを備え、第1二次側巻線7aの両端は、カレントトランス4の二次側巻線4bの両端にそれぞれ接続されている。第2二次側巻線7bの両端は、コンデンサ9とダイオード10とからなる整流回路に接続されている。第2二次側巻線7bは、トランジスタ1のための逆バイアス回路の一部を構成するもので、一端がトランジスタ1のエミッタ1bに、他端が半導体スイッチ3に接続されている。
本発明の特徴として、このスイッチング回路には、カレントトランス4の二次側巻線4bに発生する電流の一部を取り出すための回生回路11が設けられる。この回生回路11は、インダクタ12を介してカレントトランス4の二次側巻線4bの両端に接続される半導体スイッチ13を備え、該半導体スイッチ13は、整流素子14及びコンデンサ15からなる整流回路を介して回生出力端子16、17に接続されている。回生出力端子16、17は、例えば補助電源等に接続され、半導体スイッチ13のオン・オフ動作に応じて、該回生回路から取り出された電力を他の回路に供給する。
半導体スイッチ2、3の動作と半導体スイッチ13の動作を制御するために、制御回路18が設けられる。制御回路18に必要な信号を送るために、幾つかの検出手段が備えられる。これらの検出手段としては、トランジスタ1からの出力電流Icを検出する出力電流検出器19及びトランジスタ1の温度を検出するための温度検出器20が設けられ、それぞれの検出信号は、制御回路18に入力される。また、カレントトランス4の二次側巻線4bとトランジスタ1のエミッタ1bを結ぶ線には抵抗器21が接続され、この抵抗器21の両端電圧を検出することによってトランジスタ1のベース電流を検出し、ベース電流信号を制御回路18に供給するベース電流検出器22が設けられる。
トランジスタ1をオン状態にするためには、半導体スイッチ2をオンとし、半導体スイッチ3をオフとする。トランジスタ1のベース1cにカレントトランス4の二次側巻線4bからベース電流IBが供給され、トランジスタ1はオン状態を維持する。電流検出器19がトランジスタ1の出力電流としてコレクタ電流を検出し、検出信号を制御回路18に送る。同時に、トランジスタ1の温度が温度検出器20により検出され、トランジスタ1のベース電流がベース電流検出器20により検出され、それぞれ制御回路18に送られる。
カレントトランス4の二次側巻線4bに発生する電流は、該カレントトランス4の巻数比とトランジスタ1の出力電流すなわちコレクタ電流ICによって定まる値である。制御回路18は、入力スイッチング信号に応じて半導体スイッチ2をオン・オフ作動させるスイッチング信号を出力する。
図2を参照すると、トランジスタのオン状態で、コレクタ電流を一定とし、ベース電流を変化させた場合の駆動電力を曲線Aにより、コレクタ・エミッタ間の導通損失を曲線Bにより、それぞれ示す図表である。両方の損失A、Bを合わせた値が総合損失として曲線Cにより示してある。この図表から分かるように、コレクタ電流一定の条件のもとでは、ベース電流がOPの値にあるとき、総合損失Cが最小となる。図3は、コレクタ電流を変化させながら同様な測定を行って、それぞれのコレクタ電流における最適なベース電流値を求めた結果を示す図表である。図4に、図3に示す曲線を種々の温度について求めた結果を示す。
制御回路18は、図4に示すデータを予めストアしており、入力信号に応じて最適なベース電流値を演算する。そして、ベース電流検出器22の検出値に基づき、最適なベース電流が得られるように、回生回路11の半導体スイッチ13のオン・オフ動作を制御する制御信号を発生する。この制御により、カレントトランス4の二次側巻線4bに発生する電流のうち、最適ベース電流値を越える電流が回生電流IDとして回生回路11から取り出される。
図5は、図1のスイッチング回路における各部の電流を示す波形図である。トランジスタ1のコレクタ電流ICの変化に対応して最適のベース電流IBが変化し、余剰の電流が回生電流IDとして取り出される。したがって、トランジスタ1には、そのコレクタ電流に応じて最適のベース電流が供給されることになり、オン状態におけるトランジスタ1の総合損失を最小にすることができる。
トランジスタ1のオフ状態では、半導体スイッチ3をオンとし、半導体スイッチ2をオフにする。この状態では、トランジスタ1のベースに逆バイアスが印加され、トランジスタ1内の蓄積電荷が短時間で引き抜かれるため、トランジスタ1を高速でオフさせることができる。したがって、オフ状態におけるノイズマージンを大きくすることができる。
トランジスタ1を最初にオフ状態からオン状態にする起動時においては、半導体スイッチ2をオン状態として、先ず起動用補助電源8からコンデンサ6に充電が始まる。コンデンサ6が充電されると、トランジスタ1にベース電流が流れ、トランジスタ1がオン状態となる。その後は、カレントトランス4によってトランジスタ1の出力電流の応じた電流が半導体スイッチ2を介してトランジスタ1のベース1cに供給される。
図6は、本発明の他の実施例を示すのもで、この実施例の回路では、図1の回路におけるダイオード5及びダイオード14に代えて、電界効果型トランジスタ(FET)5a、14aをそれぞれ使用して、そのオン・オフ動作を半導体スイッチ2及び半導体スイッチ13の作動に同期して行わせる同期整流型の回路としたものである。
図7に図6の実施例の変形例を示す。この例では、起動用補助電源8の補助電源トランス7の第1二次側巻線7aをカレントトランス4の二次側巻線4bに接続する線に整流素子として電界効果型トランジスタ23を配置することにより、同期整流構成を達成している。
図8は、本発明のさらに別の実施例を示すもので、この実施例の回路では、回生回路が、半導体スイッチ13の他に、巻線24a、24bからなるトランス24と、ダイオード14及びコンデンサ15を備えるフライバックコンバータを備える。その他の構成は、図7の回路と同様である。
図9に図6の実施例のさらに別の変形例を示す。この例では、図6の回路における起動用の巻線7aが省略されている。この回路では、半導体スイッチ14aを起動時にオン作動させることにより、起動用の巻線7aがなくても起動電力を供給することができる。起動後は、半導体スイッチ14aは回生回路を形成するように動く。この点は、図6、図7の回路における半導体スイッチ14aの動作と同じである。
Claims (7)
- 電流制御型スイッチング素子にカレントトランスの一次側巻線を接続し、該カレントトランスの二次側巻線と該二次側巻線に接続した整流回路により形成される駆動電流発生回路に発生する出力電流を前記スイッチング素子の駆動電流として該スイッチング素子に供給するスイッチング素子駆動回路を備える電力変換装置におけるスイッチング素子の駆動方法であって、前記スイッチング素子の出力電流を検出し、該スイッチング素子の出力電流に応じてスイッチング素子の駆動電流が可変制御されるように、前記駆動電流発生回路の出力電流の一部を前記スイッチング素子駆動回路の外に取り出すことを特徴とする電力変換装置におけるスイッチング素子の駆動方法。
- 請求項1に記載したスイッチング素子の駆動方法であって、前記スイッチング素子駆動回路の外に取り出される前記駆動電流発生回路の出力電流は、回生電力として他の補助電源に供給されることを特徴とするスイッチング素子の駆動方法。
- 請求項1又は請求項2に記載したスイッチング素子の駆動方法であって、前記スイッチング素子の導通損失と該スイッチング素子の駆動に必要な駆動電力とを考慮した総合導通損失が最小となる最適駆動電流値がほぼ達成されるように前記スイッチング素子駆動回路の外に取り出す出力電流の値が決められることを特徴とするスイッチング素子の駆動方法。
- 請求項1から請求項3までのいずれか1項に記載したスイッチング素子の駆動方法であって、該スイッチング素子の駆動電流を該スイッチング素子の温度に応じて可変制御することを特徴とするスイッチング素子の駆動方法。
- 電流制御型スイッチング素子と、
一次側巻線と二次側巻線を有し、前記一次側巻線が前記スイッチング素子に直列に接続されたカレントトランスと、
該カレントトランスの前記二次側巻線と該二次側巻線に接続した整流回路により形成される駆動電流発生回路と、
前記駆動電流発生回路に発生する駆動電流発生回路出力電流を前記スイッチング素子の駆動電流として該スイッチング素子に供給するスイッチング素子駆動回路と、
を備える電力変換装置であって、
前記スイッチング素子の出力電流を検出する出力電流検出手段と、
検出された該スイッチング素子の出力電流の値に応じてスイッチング素子の駆動電流を可変制御するための制御信号を形成する制御手段と、
前記制御信号に応じて作動し、該制御信号に対応する値の電流を前記駆動電流発生回路の出力電流から前記スイッチング素子駆動回路の外に取り出す電流取り出し回路と、
が設けられたことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項5に記載した電力変換装置であって、前記電流取り出し回路は、前記スイッチング素子駆動回路の外に取り出された電流を回生電流として他の補助電源に供給する回生回路であることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項6に記載した電力変換装置であって、前記回生回路はスイッチング動作によって電力回生するものであることを特徴とする電力変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28725099 | 1999-10-07 | ||
PCT/JP2000/006779 WO2001026206A1 (fr) | 1999-10-07 | 2000-09-29 | Procede et appareil permettant d'alimenter un element de commutation dans un convertisseur de puissance |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP3556641B2 true JP3556641B2 (ja) | 2004-08-18 |
Family
ID=17714976
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001529060A Expired - Fee Related JP3556641B2 (ja) | 1999-10-07 | 2000-09-29 | 電力変換装置におけるスイッチング素子の駆動方法及び装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6614667B1 (ja) |
JP (1) | JP3556641B2 (ja) |
CN (1) | CN1187883C (ja) |
WO (1) | WO2001026206A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005287180A (ja) * | 2004-03-30 | 2005-10-13 | Rohm Co Ltd | コンデンサ充電回路及びそれを備えたストロボ装置 |
JP5755197B2 (ja) * | 2012-07-27 | 2015-07-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3227048B2 (ja) * | 1994-03-23 | 2001-11-12 | 日本電信電話株式会社 | 双方向接続トランジスタの駆動回路 |
JP3198944B2 (ja) | 1995-11-17 | 2001-08-13 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
US6134123A (en) | 1999-12-06 | 2000-10-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switch-mode DC power supply, monolithic IC and hybrid IC for the same |
EP1152518B1 (en) | 1999-12-09 | 2005-05-25 | Sanken Electric Co., Ltd. | Dc-dc converter |
-
2000
- 2000-09-29 WO PCT/JP2000/006779 patent/WO2001026206A1/ja active Application Filing
- 2000-09-29 CN CNB008021139A patent/CN1187883C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-09-29 JP JP2001529060A patent/JP3556641B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-04-23 US US09/830,102 patent/US6614667B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1327628A (zh) | 2001-12-19 |
US6614667B1 (en) | 2003-09-02 |
CN1187883C (zh) | 2005-02-02 |
WO2001026206A1 (fr) | 2001-04-12 |
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---|---|---|---|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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