CN101019300B - 绝缘型开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种绝缘型开关电源装置，其在一次侧具备以一定周期使电力开关(4)接通的振荡电路(12)。在二次侧具备导通期间控制电路(29)，其通过检测输出电压并与成为基准的三角波信号进行比较，从而输出使电力开关(4)断开的截止信号。在一次侧与二次侧之间具备传输导通信号的绝缘信号传输电路(25)。并且，在一次侧具备电力开关断开电路(19)，其基于接通信号使电力开关(4)断开。

Description

绝缘型开关电源装置

技术领域

本发明涉及绝缘型开关电源装置，尤其涉及一种不使用光电耦合器而能够从二次侧向一次侧传递控制量从而进行直接控制，且过渡响应性良好的绝缘型开关电源装置。

背景技术

图10表示现有的绝缘型开关电源装置的一例(现有例1)的电路图。现有例1是利用了传统的输出电压的反馈方法的定电压输出的单晶谐振复位顺向型转换器(单晶共振リセツトフオワ一ドコンバ一タ)。

在图10所示的绝缘型开关电源装置100中，电力传输变压器3具备一次线圈3A和二次线圈3B。一次线圈3A的一端与+侧输入端子1连接，另一端经由电力开关4与一侧输入端子2连接。电力开关4的栅极与PWM控制IC69连接。

进行电力开关4的导通、截止的控制电路即PWM控制IC69设置于一次侧，具备比较器71、与比较器71的反相输入端子连接的斜坡(ramp)电压产生电路70。在直流电源72与一侧输入端子2之间连接有由电阻73和光电晶体管74B构成的串联电路，其连接点与比较器71的非反相输入端子连接。

二次线圈3B一端与+侧输出端子10连接，另一端依次经由整流侧同步整流器5和扼流线圈(choke coil)8而与一侧输出端子11连接。在+侧输出端子10与一侧输出端子11之间连接有平滑用电容器9。在整流侧同步整流器5和扼流线圈8的连接点与二次线圈3B的一端之间连接有换流侧同步整流器6。整流侧同步整流器5和换流侧同步整流器6的栅极与同步整流器驱动电路7连接。

在+侧输出端子10与一侧输出端子11之间连接有由发光二极管74A 和并联稳压器(shunt regulator：シヤントレギコレ一タ)75构成的串联电路、由电阻160和电阻162构成的串联电路。电阻160和电阻162的连接点与并联稳压器75的栅极连接。由该二次侧的发光二极管74A与一次侧的光电晶体管74B构成光电耦合器74。

在绝缘型开关电源装置100中，经由电力传输变压器3连接的电力开关4，将施加到+侧输入端子1与一侧输入端子2之间的直流输入电压，进行开关转换而转换为交流。电力传输变压器3从一次线圈3A向二次线圈3B输送电力，由整流侧同步整流器5和换流侧同步整流器6进行整流之后，通过由扼流线圈8、平滑用电容器9构成的输出滤波器进行平滑，由此将交流再次转换为直流，从+侧输出端子10、一侧输出端子11输出直流电压。

在输出电压的反馈中，将通过电阻160、162分压后的电压与并联稳压器75的基准电压进行比较，以直流信号的形式产生误差信号，将该误差信号在直流信号的状态下由光电耦合器74从二次侧传输到一次侧。在一次侧，将误差信号输入到PWM控制IC69，由其内部形成的比较器71将误差信号与斜坡电压产生电路70所产生的斜坡电压波形进行比较，产生PWM调制后的方形波即电力开关驱动信号。通过根据电力驱动信号的导通截止定时来驱动电力开关4，从而作为控制量的输出电压被稳定在一定的电压值。

图11是表示现有的开关电源装置的另一例(现有例2)的电路图。现有例2是专利文献1的图8所示的装置。现有例2的控制方法被称作滞后(hysteresis)控制、波纹(ripple)控制、或继电控制(bang-bang control)，一般作为针对输入电压、输出电流的急剧变动而响应性优异的方法被大家所知。传统的滞后控制将输出电压波纹用作斜坡电压来确定电力开关的占空比，因此平滑电容器的ESR(等效串联电阻)、ESL(等效串联电感)等特性容易依赖于输出侧的状态，现有例2通过将比较器输出的积分波形叠加到所述波纹电压上而形成斜坡电压，从而降低了输出的影响。

传统的滞后控制主要在非绝缘型开关电源中使用，但在专利文献1的图8的电路中提出了如下方案：通过经由驱动变压器、电容器等绝缘元件从二次侧驱动一次侧电力开关，从而在绝缘型开关电源中应用滞后控制。 现有例2是在顺向型转换器中应用了滞后控制的例子。

图12是表示现有的开关电源装置的另一例(现有例3)的电路图。而且，在图13中表示其静态调节特性。正的半面表示电流从输入侧流动到输出侧的区域，负的半面表示电流从输出侧流动到输入侧的逆流电流区域。现有例3是专利文献2所公开的例子，图12、图13分别表示在专利文献2的图8、图5中。

现有例3是通过利用了同步整流器的间接控制方式的绝缘型开关电源来抑制从输出侧逆流到输入侧的电流的电流量的电路。当逆流电流在电力开关的寄生二极管中逆流的期间，即使在断开电力开关驱动信号之后，也存在漏极电压被维持在大致0V的期间，因此若检测到栅极电压、漏极电压均为L电平的状态，则判断为逆流状态，进行使逆流电流不增加的保护动作，从而使输出电压不进一步增加，其结果，可获得如图13所示的静态调节特性。现有例3的逆流电流抑制电路对如下情况下产生的逆流电流具有抑制电流量的效果：即并联运转的绝缘型开关电源彼此的电流平衡被破坏而逆流电流从一方的输出流入到另一方的输出时的逆流电流；以及因输入急剧变化、负载急剧变化而在输出电压过渡性增加后由平滑电容器的蓄积电荷所产生的逆流电流。

专利文献1：特开2004-208440号公报

专利文献2：特开2003-88114号公报

在现有例1中，由于从二次电路向一次电路传输误差信号的光电耦合器一般其最大绝对额定温度为100℃左右，因此在使用温度范围宽的开关电源中，若考虑减额(derating)则无法采用。CTR(电流传递率)的时效劣化也将成为可靠性上的问题。

而且，现有例1中使用的传统的PWM控制，存在输出滤波器的截止频率、误差放大器的截止频率、光电耦合器的传输延迟等的问题，过渡响应性差。因此，存在相对于输入电压、输出电流的急剧变动而输出电压变动较大的问题。

现有例2中，在波纹电压上叠加了比较器输出的积分波形，但残留了输出滤波器的影响，开关频率会因输出状态而变动。例如，若对开关电源的输出追加低ESR的平滑电容器，则由于波纹电压减小，因此开关频率下降。而且，因输出电压的过渡性变动而开关频率也变动。即，开关频率会根据使用状态而变化，由此产生绝缘型开关电源的设计困难的问题。

例如，若开关频率因绝缘型开关电源的使用状态而变动，则对绝缘型开关电源的设计产生制约，可使用的主电路方式也被限定。例如，若为谐振复位顺向型转换器，则因频率下降而在主开关产生浪涌电压，因此难以采用。而且，输入输出滤波器需要配合最低频率来进行设计，因此若开关频率的变动范围大则会导致输入输出滤波器的大型化。

而且，现有例2中成为在二次侧具备控制电路，并经由绝缘元件从二次侧驱动一次侧的电力开关的结构，但由于二次侧控制电路的起动电力无法由电力传输变压器供给，因此需要设置其它线路的二次起动电力供给电路。由于二次起动电力供给电路实质上为具有开关元件、变压器等的小容量绝缘型开关电源，因此成为形状大且高价的部件。此外，由于形成对控制电力开关的信号进行传输的绝缘元件的驱动变压器等以开关频率动作，因此存在需要以比较低的频率动作且形状大的部件的问题。

此外，由于滞后控制不具有对误差信号进行放大的电路部分，因此与传统的PWM控制相比，静态调节特性变差，存在若输出电压精度的规格要求严格，则无法应对的问题。

在现有例3中，为了抑制逆流电流，需要与控制电路独立地设置逆流电流抑制电路，与该部分相应程度的部件数量增加，电路结构复杂化，因此从成本和小型化的观点来看存在问题。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题。

为了实现上述目的，本发明的绝缘型开关电源装置具备：至少具有一次线圈和二次线圈的电力传输变压器、对所述一次线圈中流动的电流进行开关转换的至少一个电力开关、和与所述二次线圈连接的整流电路以及平滑电路，该绝缘型开关电源装置通过控制所述电力开关的接通、断开来按照输出电压或输出电流与目标值一致的方式进行控制，该绝缘型开关电源装置具备：定时信号输出机构，其设置于二次侧，并且根据所述控制量的变化输出使所述电力开关进行接通或断开的任一方开关转换动作的定时信号；定时信号传输机构，其在将所述定时信号从二次侧向一次侧绝缘地进行传输的部位不使用光电耦合器，并且是仅仅对脉冲波的上升/下降变化的信号进行传输的信号传输机构；和电力开关控制机构，其设置于一次侧，并且根据所述定时信号使所述电力开关进行开关转换动作。

而且，本发明的绝缘型开关电源装置的特征在于，在一次侧具备振荡电路，其输出以一定周期、一定占空比对所述电力开关进行开关转换的信号，在进行基于所述定时信号的开关转换动作时，接下来从所述振荡电路输出的、使得进行与所述定时信号相同方向的开关转换动作的信号被屏蔽。此外，本发明的绝缘型开关电源装置的特征还在于，具备多驱动防止电路，其在进行基于所述定时信号的开关转换动作时，对直至基于下一个从所述振荡电路输出的信号的反向的开关转换动作为止的期间的所述电力开关的开关转换进行禁止。此时可以是：通过所述振荡电路的输出信号使所述电力开关以一定周期接通，并通过所述定时信号使所述电力开关断开，也可以是：由所述振荡电路的输出信号使所述电力开关以一定周期断开，由所述定时信号使所述电力开关接通。

并且，本发明的绝缘型开关电源装置的特征在于，所述电力开关构成为：自动进行与基于所述定时信号的开关转换动作相反的开关转换动作。此时，其特征在于，由所述定时信号使所述电力开关断开，并间隔与接通期间相对应的长度的断开期间地，使所述电力开关自动接通。

还有，本发明的绝缘型开关电源装置的特征在于，所述定时信号传输机构是设置在一次侧与二次侧之间的信号传输变压器。此外，其特征在于，所述信号传输变压器形成为，与所述电力传输变压器或与作为所述平滑电路的构成部件的扼流线圈共用同一磁心的复合磁性部件。

再有，本发明的绝缘型开关电源装置的特征在于，所述定时信号传输机构是设置在一次侧与二次侧之间的信号传输电容器。此外，其特征在于，具备搭载所述电力传输变压器的多层电路基板，将该多层电路基板内隔着绝缘层形成的图案之间的电容作为所述信号传输电容器而利用。

而且，本发明的绝缘型开关电源装置的特征在于，所述电力传输变压器具有基于所述定时信号使所述电力传输变压器的复位电压变化的三次线圈、和检测所述电力传输变压器的复位电压的变化的四次线圈，所述电力传输变压器兼作所述定时信号传输机构。此时，其特征在于，在二次侧具备由所述三次线圈、电容器和开关元件构成的有源钳位电路，由所述定时信号使所述开关元件断开。

并且，本发明的绝缘型开关电源装置的特征在于，所述定时信号输出机构(在可以输出所述定时信号的期间开始之后)，由比较器对所述控制量与其目标值进行直接或间接地比较，切换该比较器的两个输入的大小关系，将切换输出的定时作为定时信号而进行输出。而且，其特征在于，所述定时信号输出机构(当可以输出所述定时信号的期间开始时)，在满足了应该输出所述定时信号的条件的情况下，立即输出所述定时信号。此外，其特征在于，具备斜坡电压叠加机构，其对所述控制量和所述目标值的任一方，直接或间接地叠加与所述电力开关的开关转换同步的斜坡电压。还有，其特征在于，在二次侧具备输出扼流线圈，利用所述输出扼流线圈的积分波形产生所述斜坡电压。并且，其特征在于，具备：静态偏差降低电路，其针对干扰由所述定时信号输出机构缓慢响应从而降低所述控制量与所述目标值的静态偏差。

(发明效果)

由于本发明可不使用光电耦合器而构成绝缘型的自动控制电路，因此可避免因光电耦合器引起的问题，不仅可避免CTR的时效变化，还可较宽地设定绝缘型开关电源装置的动作周围温度。而且，由于针对干扰以逐个脉冲动作响应，因此可实现优异的过渡响应性。

并且，由于在一次侧具备控制电力开关的控制电路，因此不需要与电力传输变压器不同的***的二次启动电力供给电路。还有，由于从二次侧向一次侧仅传送定时信号，因此能以比开关频率高的频率驱动信号传输机构，从而可实现电路的简化、部件的小型化，从绝缘型开关电源装置的小型化、低成本化的观点来看是有利的。并且，在应用于固定开关频率的开关电源装置中时，由于不会发生因输出状态造成的开关频率的变动，因此设计容易。再有，由于根据需要追加静态偏差降低电路，因此能比滞后控制的开关电源装置进一步降低静态偏差，例如在恒定电压输出的开关电源装置中可实现优异的输出电压精度。

此外，在本发明中，即使不设置同步整流器的逆流抑制电路，也可实现能抑制逆流电流的特性，因此有利于减少部件数量和简化电路结构。

附图说明

图1是本发明的绝缘型开关电源装置的一实施例的电路图；

图2是表示图1的绝缘型开关电源装置的各部分的动作波形的波形图；

图3是本发明的绝缘型开关电源装置的另一实施例的电路图；

图4是本发明的绝缘型开关电源装置的又一实施例的电路图；

图5是表示图4的绝缘型开关电源装置的各部分的动作波形的波形图；

图6是本发明的绝缘型开关电源装置的另一实施例的电路图；

图7是表示图6的绝缘型开关电源装置的各部分的动作波形的波形图；

图8是本发明的绝缘型开关电源装置的又一实施例的电路图；

图9是表示图8的绝缘型开关电源装置的各部分的动作波形的波形图；

图10是表示现有的绝缘型开关电源装置的一例的电路图；

图11是表示现有的绝缘型开关电源装置的另一例的电路图；

图12是表示现有的绝缘型开关电源装置的又一例的电路图；

图13是表示图12的绝缘型开关电源装置的静态调节特性的特性图。

图中：1-+侧输入端子；2-一侧输入端子；3-电力传输变压器；3A-一次线圈；3B-二次线圈；3C-三次线圈；3D-四次线圈；4-电力开关；5-整流侧同步整流器；6-换流侧同步整流器；7-同步整流器驱动电路；8-扼流线圈；8’-扼流变压器；8A-一次线圈；8B-二次线圈；9-平滑用电容器；10-+侧输出端子；11-一侧输出端子；12、200、210-振荡电路；19-电力开关截止电路；20、30-AND门电路；21、51-开关元件；22-多驱动防止电路；25-绝缘信号传输电路(定时信号传输机构)；26-信号传输变压器；27、33、34、50-电容器；29、211-导通期间控制电路(定时信号输出机构)；31、202-比较器；32、35、36、38、45、47、76、55-电阻；37-基准电压源；39-普通模式噪声除去用电容器；40-电力开关导通电路(电力开关控制机构)；41、56-NOR门电路； 42-信号传输电容器(定时信号传输机构)；43、201-截止期间控制电路(定时信号输出机构)；44、57-反相器；46-检测电平调整电压源49-有源钳位电路；77-二极管；54-零电压状态检测电路；63-静态偏差降低电路；110、120、130、140、150-绝缘型开关电源装置。

具体实施方式

(实施例1)

图1是表示本发明的绝缘型开关电源装置的一实施例(实施例1)的电路图。图1所示的绝缘型开关电源装置110是单晶谐振复位顺向型转换器(单晶共振リセツトフオワ一ドコンバ一タ)。在图1中，对与图10相同或同等的部分标注相同的标记。

在图1所示的绝缘型开关电源装置110中，电力传输变压器3具备一次线圈3A和二次线圈3B。一次线圈3A的一端与+侧输入端子1连接，另一端通过由N沟道MOSFET构成的电力开关4与一侧输入端子2连接。

在一次侧设置有振荡电路12，其输出与AND门电路20的一方的输入连接，AND门电路20的输出与电力开关4的栅极连接。在AND门电路20的另一方输入端与一侧输入端子2之间，连接有由N沟道MOSFET构成的开关元件21。在由AND门电路20和开关元件21构成作为电力开关控制机构的电力开关截止电路19。此外，在开关元件21的栅极与源极之间连接有信号传输变压器26的一次线圈26A。

振荡电路12是由反相器13、14、电阻15、17、二极管16、电容器18形成的多谐振荡器。振荡电路12的输出为大致恒定频率的信号，但通过电阻15和二极管16的作用而成为H电平期间比L电平期间长。由该信号经由AND门电路20来驱动电力开关4。在振荡电路12的输出的L电平期间，AND门电路20的输出也变为低电平而无论另一个输入的状态如何，从而该期间成为电力开关4必定截止的屏蔽期间。由于电力开关4的截止期间不比振荡电路12的输出为L电平的期间短，因此振荡电路12的输出成为决定电力开关4的最大占空比(on-duty)的信号(占空比max信号)。

振荡电路12的最终输出级的反相器14的输入侧的信号，成为与振荡 电路12的输出反相的信号，在该点和开关元件21的漏极之间串联连接有二极管23和电阻24。由该二极管23和电阻24构成了多驱动防止电路22。对多驱动防止电路22的功能在后面描述。

电力传输变压器3的二次线圈3B的一端与+侧输出端子10连接，另一端依次经由整流侧同步整流器5和扼流变压器8’的一次线圈8A而与一侧输出端子11连接。在+侧输出端子10与一侧输出端子11之间连接有平滑用电容器9。在整流侧同步整流器5和扼流变压器8’的一次线圈8A的连接点与二次线圈3B的一端之间，连接有换流侧同步整流器6。整流侧同步整流器5和换流侧同步整流器6的栅极与同步整流器驱动电路7连接。

在二次侧设置有比较器31，其非反相输入端子与+侧输出端子10连接。而且具备对一侧输出端子11产生规定的基准电压的基准电压源37，由电阻36和电阻35对基准电压源37的输出进行分压的分压点与比较器31的反相输入端子连接。此外，与扼流变压器8’的一次线圈8A并联连接有由电阻32和电容器33构成的串联电路，其连接点还经由电容器34与比较器31的反相输入端子连接。

比较器31的输出与AND门电路30的一方的输入相连接。扼流变压器8’的二次线圈8B其一端与一侧输出端子11连接，另一端与AND门电路30的另一方的输入相连接。AND门电路30的输出经由电容器27和信号传输变压器26的二次线圈26B而与一侧输出端子11连接。在二次线圈26B的两端连接有二极管28。

由该比较器31、基准电压源37、电阻35、电阻36、扼流变压器8’、电阻32、电容器33、AND门电路30构成作为定时信号输出机构的导通期间控制电路29。而且，由电容器27、二极管28、以及信号传输变压器26构成作为定时信号传输机构的绝缘信号传输电路25。

参照图2所示的动作波形，对这样构成的绝缘型开关电源装置110的动作进行说明。最初，例如根据比图2的B点靠前两个周期左右的动作波形，对通常的开关动作进行说明。

首先，在振荡电路12的输出为L电平时，其被施加到一方的输入的AND门电路20的输出，也变为低电平而无论另一方输入端的状态如何， 因此电力开关4截止。由于开关元件21的栅极经由信号传输变压器26的一次线圈26A而变为接地电平，因此开关元件21截止。而且，由于振荡电路12中的反相器14的输入侧为H电平，因此经由二极管23和电阻24而流动电流，对处于截止状态的开关元件21的漏极/源极之间的寄生电容进行充电，因此开关元件21的漏极，即AND门电路20的另一方输入变为H电平。

在该状态下，若振荡电路12的输出变为H电平，则AND门电路的输出也变为H电平，电力开关4导通，电力传输变压器3的一次线圈3A中开始流动电流。同时借助于同步整流器驱动电路7而整流侧同步整流器5导通、换流侧同步整流器6截止，经由扼流变压器8’的一次线圈8A和整流侧同步整流器5而在二次线圈3B中也开始流过电流。这样，电力开关4转为导通的定时依赖于一次侧的振荡电路12的输出的上升沿的定时。即，电力开关4的转为导通(turn on)的定时由一次侧所控制。

对比较器31的非反相输入端子直接输入作为控制量的输出电压(+侧输出端子10的电压)，在反相输入端子上输入由电阻35、36将作为目标值的基准电压源37分压后的电压，对控制量与目标值进行间接地比较。由电阻32、电容器33对扼流变压器8’的一次线圈8A两端的电压进行积分，通过将由电容器34除去了直流成分后的斜坡电压施加到电阻35、36的连接点，从而在基准电压源37的分压电压上叠加斜坡电压。换而言之，利用分压电阻对作为目标值的基准电压源间接地叠加斜坡电压。此外，在作为控制量的输出电压上叠加波纹电压，作用在使斜坡电压的倾斜度加强的方向上。

比较器31的输出施加到AND门电路30的一方输入端。与AND门电路30的另一方的输入端相连接的扼流变压器8’的二次线圈8B的输出变为H电平的期间，与开关4的导通期间大约一致。即，可将二次线圈8B的输出用于电力开关导通期间的检测。因此，仅在电力开关4的导通期间，比较器31的输出经由AND门电路30被直接输出。

在电力开关4导通的状态下，若处于下降趋势的比较器31的反相输入端子的电压低于输出电压，则比较器31的输出变为H电平，AND门电路30的输出变为H电平。AND门电路30的输出通过电容器27而被除去 直流成分，只有从L电平到H电平的电平变化所对应的信号从信号传输变压器26的二次线圈26B绝缘传输至一次线圈26A，作为用于使电力开关4截止的截止信号。该情况下的截止信号以比较器31的输出从L电平到H电平的变化为触发而被输出。

另外，二极管28具有对在截止信号传输时进行励磁的信号传输变压器26的磁心进行复位的功能。而且，将信号传输变压器26作为电力传输变压器3或扼流变压器8’共用同一磁心的复合磁性部件而形成，可实现部件的小型化、低价化。例如在特开2000-260639号公报中公开了有关这样的复合磁性部件的形成方法。

从信号传输变压器26的一次线圈26A输出的截止信号施加到开关元件21的栅极，开关元件21仅导通较短时间。在开关元件21导通期间，其寄生电容中蓄积的电荷放电，AND门电路20的另一方输入切换为L电平。由此，AND门电路20的输出变为L电平，电力开关4截止。这样，根据经由信号传输变压器26从二次侧传输到一次侧的截止信号，来控制电力开关4的截止。即，由二次侧对电力开关4的转为截止的定时进行控制。因此，该截止信号成为绝缘型开关电源装置110的定时信号。

在振荡电路12的输出为H电平的期间，反相器14的输入侧为L电平，经由二极管23和电阻24的电流不流动。因此，在电力开关4截止之后即使开关元件21再次截止，漏极与源极之间的寄生电容也不被充电，从而AND门电路20的另一方输入维持L电平。因此，在振荡电路12的输出为H电平的期间，即使因某种原因而经由信号传输变压器26再次收到截止信号，暂且截止的电力开关4也不会再次反复导通、截止。即，通过由该二极管23和电阻24构成的电路对截止信号进行限制，使得在振荡电路12的一个周期内仅接收一次该信号，由此防止了一个周期内产生两次电力开关驱动信号所造成的不稳定的控制动作。因此，将该电路称作多驱动防止电路22。

若电力开关4转为截止，则比较器31的反相输入端子的电压变为上升，若超过输出电压，则比较器31的输出变为L电平，AND门电路30的输出也返回L电平。但该电平变化不会传输到一次侧。

而且，若电力开关4转为截止，则在电力传输变压器3的一次线圈3A 中暂时流动与电力开关4的寄生电容之间的谐振电流。然后电流消失。同时，通过同步整流器驱动电路7，使得整流侧同步整流器5截止，换流侧同步整流器6导通，经由扼流变压器8’的一次线圈8A和换流侧同步整流器6而流过换流电流。这将持续到接下来电力开关4因振荡电路12的输出变为H电平而导通为止。

在绝缘型开关电源装置110中，当通常动作时，这样以振荡电路12的振荡频率来重复电力开关4的开关动作。

另外，由于振荡电路12的振荡频率由多谐振荡器的常数确定，因此该绝缘型开关电源装置110以大致固定的开关频率动作。绝缘型开关电源的输出的状态不会对振荡电路12产生影响。因此，由于不会产生因输出的状态造成的开关频率的变动，所以绝缘型开关电源的设计变得容易。

而且，从二次侧传输到一次侧的截止信号(定时信号)是仅将AND门电路的输出的变化作为信息的信号，信号的频率成为比开关频率高的频率。因此，作为信号传输变压器26，可实现小型化、低价化。

下面，对输出电压急剧变化时的情况进行说明。图2中，在A点以后表示了因输入电压急剧下降或负荷电流急剧增加而输出电压急剧下降之后，借助于电力开关的PWM控制动作，输出电压恢复到规定值的情况。

首先，电力开关4在振荡电路12的输出变为H电平的定时导通。此时，如上所述，AND门电路20的另一方输入变为H电平，但输出电压降低，由于若比较器31的非反相输入端子的电压不大于反相输入端子的电压，则在二次侧不会产生截止信号，因此AND门电路20另一方的输入维持H电平。其间若振荡电路12的输出变为L电平，则在AND门电路20的输出变为L电平，电力开关4截止。在该情况下，由于仅根据振荡电路12的输出而电力开关4进行开关转换，因此成为在最大占空比下的开关转换。

若由于最大占空比下的开关转换而使得输出电压上升，则比较器31的非反相输入端子的电压超过反相输入端子的电压，由来自二次侧的截止信号对电力开关4的转为截止进行控制。在图2中，A点以后的最大占空比下的开关转换仅为一周期。

而且，图2中，在B点以后表示了由于输入电压急剧增加或负荷电流 急剧减少而使得输出电压急剧增加之后，通过电力开关的PWM控制动作而使得输出电压恢复到规定值的情况。

若输出电压升高而比较器31的非反相输入端子的电压超过了反相输入端子的电压，则即使在电力开关4的截止期间，比较器31的输出也为H电平。可是，在电力开关4的截止期间，由于输入到AND门电路30的扼流变压器8’的二次线圈8B的输出为L电平，因此AND门电路30的输出变为L电平。

在该状态下，电力开关4也在振荡电路12的输出变为H电平的定时导通。由此，扼流变压器8’的二次线圈8B的输出变为H电平，AND门电路30的两个输入均变为H电平，因此AND门电路30的输出从L电平变为H电平，输出截止信号，经由信号传输变压器26而被传递到一次侧，电力开关4会立即转为截止。该情况下的截止信号与通常动作时不同，会以因电力开关4导通而产生的扼流变压器8’的二次线圈8B的输出的变化作为触发而被输出。因此，电力开关4的导通时间缩短，变为最小占空比。这样，在绝缘型开关电源装置110中，即使在输出电压高时，电力开关4也必定以最小占空比导通。

如上所述，绝缘型开关电源装置110的控制电路针对如图2的A点、B点所示输出电压急剧地的变动，并立即在下一周期做出响应，成为控制占空比的逐个脉冲(pulse by pulse)动作，过渡响应性优异。

另外，在传统的PWM控制中，若控制电力开关的占空比使其达到最小限度，则存在电力开关驱动信号的脉冲宽度变为零而产生缺少电力开关驱动信号的开关周期的情况。但是，在本发明的绝缘型开关电源装置110中，如上所述，不会产生电力开关驱动信号的脉冲宽度变为零的动作模式。

由于电力开关驱动信号的脉冲宽度不会变为零，从而产生抑制同步整流器的逆流电流的效果。对这一方面进行简单说明。

在如现有例3那样的使用了同步整流器的开关电源中，存在并联连接的绝缘型开关电源和输出平滑电容器等成为逆流电流源、从输出侧向输入侧流动逆流电流的动作模式。在绝缘型开关电源的开关动作中，若由逆流电流源施加比输出电压高的电压，则从输出侧向输入侧流动逆流电流。若逆流电流增加而在输出扼流线圈的整个周期内达到逆向电流流动的临界 点，则产生即使电力开关驱动信号断开之后电力开关漏极电压也大致维持在0V的期间。这是由于：为了抑制因逆流电流源的作用而引起的输出电压增加，降低电力开关驱动信号的占空比，但在电力开关驱动信号断开之后，若成为电力开关的MOSFET的寄生二极管中流动逆流电流，则该期间电力开关漏极电压不会上升。

此外，若要增加逆流电流，则电力开关驱动信号的脉冲宽度缩小，电力开关驱动信号、电力开关漏极电压中的L电平的期间均增加。在传统的PWM控制下，且若没有如现有例3那样设置逆流电流抑制电路，则脉冲宽度缩小到零，同步整流器陷入自激振荡。

在实施例1的电路中，由于电力开关驱动信号的脉冲宽度不会变为零，因此不会产生自激振荡，在一定值以上的逆流电流的情况下变为最小脉冲宽度。在该动作模式下，若逆流电流源不使施加到输出上的电压进一步增加，则可获得与逆流电流不增加的图13相似的静态调节特性，从而抑制逆流电流。这样，虽然实施例1的电路不设置逆流电流抑制电路，但具有可抑制逆流电流的性质。

而且，本发明的绝缘型开关电源装置110中，在如图2的A点以后那样来自二次侧的截止信号未出现的情况下，电力开关4的开关转换仅通过一次侧的电路也能实现。另外，在起动开始时，由在一次侧另外设置的软启动电路(省略图示)取代二次侧的电路来供给截止信号，使电力开关的占空比缓慢变宽，因此二次侧的电路无需起作用。所以，无需设置二次起动电力供给电路，有利于小型化、低价化。

(实施例2)

图3是表示本发明的绝缘型开关电源装置的另一实施例(实施例2)的电路图。图3所示的绝缘型开关电源装置120也是单晶谐振复位顺向型转换器。在图3中，对与图1相同或同等的部分标注相同的标记，并省略其说明。

在图3所示的绝缘型开关电源装置120中，与图1所示的绝缘型开关电源装置110的不同之处仅在于，在一侧的电流路径上串联地设置电阻38，将电阻38的一端(一侧输出端子11侧)与比较器31的非反向输入端子连接，另一端连接基准电压源37。由此，用电阻38将输出电流转换为电 压，作为控制量与目标值即基准电压源37比较，使输出电流稳定化。

实施例2的绝缘型开关电源装置除控制量为输出电流这一点以外，采用与实施例1完全相同的电路结构，电路动作也大致相同。因此，省略详细的说明。

并且，由于实施例2的控制电路也与实施例1同样进行逐个脉冲动作，因此过渡响应性优异，存在即使输入电压、输出电压出现急剧变动也能抑制输出电流的变动的优点。

(实施例3)

图4是表示本发明的绝缘型开关电源装置的另一实施例(实施例3)的电路图。图4所示的绝缘型开关电源装置130也是单晶谐振复位顺向型转换器。在图4中，对与图1或图10相同或同等的部分标注相同的标记，并省略其说明。

图4所示的绝缘型开关电源装置130中，在一次侧设置有振荡电路200，其输出与NOR门电路41的一方输入端连接，NOR门电路41的输出与电力开关4的栅极连接。在NOR门电路41的另一方输入端与一侧输入端子2之间连接有由MOSFET构成的开关元件21。由NOR门电路41和开关元件21构成作为电力开关控制机构的电力开关导通电路40。

振荡电路200除二极管16的方向相反之外与图1中的振荡电路12相同。通过电阻15和反向的二极管16的作用，振荡电路200的输出被设定为H电平期间比L电平期间短(占空比变小)。振荡电路200的输出的H电平的期间被设定为比电力传输变压器3的复位期间短。该输出经由NOR门电路41来驱动电力开关4。由于在振荡电路200的输出为H电平的期间NOR门电路41的输出为L电平，因此电力开关4必定截止。

在振荡电路200的输出与开关元件21的漏极之间，连接有由二极管23和电阻24构成的多驱动防止电路22。多驱动防止电路22的功能与图1所示的绝缘型开关电源装置110基本相同。

电力传输变压器3的二次线圈3B的一端与+侧输出端子10连接，另一端依次经由整流侧同步整流器5和扼流线圈8而与一侧输出端子11连接。在+侧输出端子10与一侧输出端子11之间连接有平滑用电容器9。在整流侧同步整流器5和扼流线圈8的连接点与二次线圈3B的一端之间， 连接有换流侧同步整流器6。整流侧同步整流器5和换流侧同步整流器6的栅极与同步整流器驱动电路7连接。

在二次侧设置有比较器31，其反相输入端子与+侧输出端子10连接。而且具备针对一侧输出端子11产生规定的基准电压的基准电压源37，由电阻36和电阻35对其输出进行分压的分压点与比较器31的非反相输入端子连接。此外，与扼流线圈8并联连接有由电阻32和电容器33构成的串联电路，其连接点还经由电容器34与电阻36和电阻35的连接点连接。

比较器31的输出与AND门电路30的一方输入端连接。反相器44的输出与AND门电路30的另一方输入端连接。反相器44的输入与二次线圈3B的另一端连接。AND门电路30的输出经由成为定时信号传输机构的信号传输电容器42而与开关元件21的栅极连接。

由该比较器31、基准电压源37、电阻35、电阻36、扼流线圈8、电阻32、电容器33、AND门电路30、反相器44构成作为定时信号输出机构的截止期间控制电路43。

此外，在电力传输变压器3的一次线圈3A的一端与二次线圈3B的一端之间，连接有普通模式噪声除去用电容器39。

参照图5所示的动作波形，对这样构成的绝缘型开关电源装置130的动作进行说明。最初，例如根据比图5的A点提前两个周期左右的动作波形，对通常的开关动作进行说明。

首先，在振荡电路200的输出为H电平时，将其施加到一方输入端的NOR门电路41的输出变为L电平，因此电力开关4变为截止。此时，经由二极管23和电阻24流动电流，对处于截止状态的开关元件21的漏极/源极之间的寄生电容进行充电，因此开关元件21的漏极、即NOR门电路41的另一方输入也变为H电平。

即使振荡电路200的输出经由较短的导通期间之后从H电平变为L电平，在该定时NOR门电路41的另一方输入也维持H电平，因此，NOR门电路41的输出仍为L电平，电力开关4仍然截止。

对比较器31的反相输入端子直接输入作为控制量的输出电压，对非反相输入端子输入由电阻35、36将作为目标值的基准电压源37分压后的电压，对控制量与目标值进行间接地比较。而且，由电阻32、电容器33 对扼流线圈8两端的电压进行积分，通过将由电容器34除去了直流成分后的斜坡电压施加到电阻35、36的连接点，从而在基准电压源37的分压电压上叠加斜坡电压。换而言之，利用分压电阻对作为目标值的基准电压源间接地叠加斜坡电压。此外，在作为控制量的输出电压上叠加波纹电压，并作用在使斜坡电压的倾斜度加强的方向上。

比较器31的输出施加到AND门电路30的一方输入端。输入到AND门电路30的另一方的反相器44的输出，在除电力传输变压器3的复位期间之外的期间内变为H电平。即，可由反相器44的输出来检测电力传输变压器3的复位期间。因此，除了电力传输变压器3的复位期间之外，比较器31的输出经由AND门电路30而被直接输出。

在电力开关4截止、且振荡电路200的输出变为L电平的状态下，若比较器31的非反相输入端子的电压上升而超过输出电压，则比较器31的输出变为H电平，AND门电路30的输出变为H电平。AND门电路30的输出通过信号传输电容器42而被除去直流成分，只有与从L电平到H电平的电平变化相对应的信号被输出，作为用于使电力开关4导通的导通信号(定时信号)。该情况下的导通信号以比较器31的输出从L电平到H电平的变化为触发，而被输出。

导通信号被施加到开关元件21的栅极，开关元件21仅以较短时间导通。若开关元件21导通，则其寄生电容中蓄积的电荷放电，NOR门电路41的另一方输入切换为L电平。由此，NOR门电路41的输出变为H电平，电力开关4导通。这样，根据从二次侧传输到一次侧的导通信号，来控制电力开关4的导通。即，从二次侧对电力开关4的转为导通的定时进行控制。因此，该导通信号成为绝缘型开关电源装置120中的定时信号。

在振荡电路200的输出为L电平的期间，不会经由二极管23和电阻24流动电流，因此即使开关元件21再次截止，其漏极/源极之间的寄生电容也不被充电，从而NOR门电路41的另一方输入维持L电平。因此，在振荡电路200的输出为L电平的期间，即使因某种原因而再次收到导通信号，也不会对电力开关4动作产生影响。即，通过由该二极管23和电阻24构成的电路对导通信号进行限制，使得在振荡电路200的一个周期内仅接收一次该信号，由此防止了一个周期内产生两次电力开关驱动信号所造 成的不稳定的控制动作。因此，将该电路称作多驱动防止电路22。

若电力开关4导通，则比较器31的非反相输入端子的电压变为下降，若低于输出电压，则比较器31的输出变为L电平，AND门电路30的输出也返回L电平。但即使该电平变化被传输到一次侧，也不会成为使开关元件21导通的方向的信号，因此可以忽略。

而且，若电力开关4导通，则在电力传输变压器3的一次线圈3A中开始流动电流。同时，通过同步整流器驱动电路7，使得整流侧同步整流器5导通，换流侧同步整流器6截止，在二次线圈3B中也经由扼流变压器8’的一次线圈8A和换流侧同步整流器5而开始流过电流。

然后，不久振荡电路200的输出切换为H电平。由此，NOR门电路4 1的输出变为L电平，因此电力开关4变为截止。这样，电力开关4变为截止的定时依赖于一次侧的振荡电路200的输出的上升沿定时。即，在一次侧控制电力开关4转为截止的定时。

若电力开关4截止，则在电力传输变压器3的一次线圈3A中，仅在复位期间内流动与电力开关4的寄生电容之间的谐振电流。如上所述，将振荡电路200的H电平期间预先设定为比复位期间短。因此，在该复位期间内振荡电路200的输出变为L电平。由于在该复位期间反相器44的输出变为L电平，因此无论比较器31的输出的状态如何均不会输出导通信号。

而且，若电力开关4转为截止，则通过同步整流器驱动电路7而使得整流侧同步整流器5变为截止、换流侧同步整流器6变为导通，并经由扼流线圈8和换流侧同步整流器6而流动换流电流。该状态将一直持续到接下来电力开关4因来自二次侧的导通信号而转为导通。

在绝缘型开关电源装置130中，当通常动作时，如此以振荡电路200的振荡频率来重复电力开关4的开关动作。

另外，由于振荡电路200的振荡频率由多谐振荡器的常数确定，因此该绝缘型开关电源装置130以大致固定的开关频率动作。因此，由于不会产生因输出的状态造成的开关频率的变动，所以绝缘型开关电源的设计变得容易。

而且，从二次侧传输到一次侧的导通信号(定时信号)是仅将AND 门电路的输出的变化作为信息的信号，信号的频率比开关频率高。因此，作为定时信号传输机构的信号传输电容器42的电容可较小，从而能实现小型化、低价化。

另外，电容器39是普通模式噪声除去用电容器，为了降低混入信号传输电容器42中的普通模式噪声的等级而避免误动作，需要满足如下关系：信号传输电容器42的电容《电容器39的电容。

另外，随着使导通信号高频化，可将信号传输电容器42的电容设定得较小，例如若设定在数MHz，则10pF左右的电容也能传输。

而且，在将部件安装到多层基板来构成开关电源模块时，若采用小容量的电容器，则可利用未使用的内层图案来形成，因此若将信号传输电容器42内置于多层基板，则具有可抑制部件数量增加的优点。

下面，对输出电压急剧变化时的情况进行说明。图5中，在A点以后表示了因输入电压急剧下降或负荷电流急剧增加而使得输出电压急剧下降之后，通过电力开关的PWM控制动作而使得输出电压恢复到规定值的情况。

在电力开关4导通的A点，输出电压急剧下降，若比较器31的反相输入端子的电压低于非反相输入端子的电压，则比较器31的输出变为H电平。此时，输入到AND门电路30的反相器44的输出也变为H电平，因此AND门电路30的输出变为H电平，导通信号经由信号传输电容器42而被传递到开关元件21的栅极。但是，此时，电力开关4处于导通状态，多驱动防止电路22发挥作用，开关元件21的漏极电压维持在L电平，因此该导通信号可忽略。

然后，因振荡电路200的输出变为H电平而使得电力开关4截止。开关元件21再次充电漏极/源极之间的寄生电容，从而漏极变为H电平，变得可接收导通信号。在电力开关4截止之后，若电力传输变压器3的复位期间开始，则反相器44的输出变为L电平，AND门电路30的输出也变为L电平。

接着，若复位期间结束，则反相器44的输出变为H电平。另一方面，由于在复位期间内输出电压不上升，因此比较器31的输出维持H电平。所以，在该复位期间结束的定时，AND门电路30的输出再次从L电平变 为H电平，导通信号被输出，电力开关4转为导通。结果为，电力开关4仅在电力传输变压器3的复位期间内截止。

若电力开关4导通，则比较器31的非反相输入端子的电压变为下降，若低于输出电压，则比较器31的输出变为L电平，AND门电路30的输出也返回L电平。

该状态将持续到接下来电力开关4因振荡电路200的输出变为H电平而转为截止为止。该情况下的导通期间成为从振荡电路200所确定的一个周期中减去电力传输变压器3的复位期间之后的期间，这将成为最大占空比。

电力开关4以最大占空比进行开关转换，从而输出电压上升，因此在图5中，下一个周期与通常动作时同样，在比较器31的输出从L电平变为H电平的定时，信号被输出。当然，根据输出电压的上升程度而最大占空比下的开关转换也可持续两个周期以上。

而且，图5中，示出了如下情况：即在B点以后因输入电压急剧上升或负荷电流急剧减少而使得在输出电压急剧上升之后，借助于电力开关的PWM控制动作，而使得输出电压恢复到规定值。

当振荡电路200的输出变为H电平而电力开关4截止之后，在B点输出电压急剧上升，若比较器31的非反相输入端子的电压没有超过输出电压，则比较器31的输出维持L电平，从AND门电路30不会输出导通信号。而且，振荡电路200的输出变为H电平而寄生电容被充电，从而开关元件21的漏极变为H电平，因此NOR门电路41的输出维持在L电平，电力开关4维持截止状态。所以，即使振荡电路200的输出在下一个周期变为L电平，电力开关4也不导通。接下来，即使振荡电路200的输出变为L电平，开关元件21的漏极也维持在H电平，因此电力开关不导通。到比较器31的非反相输入端子的电压超过输出电压为止，该状态将根据需要而持续多个周期。

当振荡电路200的输出为L电平时，电力开关4维持截止状态，从而输出电压降低，反之若借助于电力开关4截止而变为上升的比较器31的非反相输入端子的电压超过输出电压，则比较器31的输出变为H电平。此时，由于电力开关4截止后的复位期间结束，因此反相器44的输出变 为H电平。因此，以比较器31的输出从L电平向H电平的变化为触发来输出信号，电力开关4导通。此后恢复通常动作。

这样，绝缘型开关电源装置120的控制电路，针对如图5的A点、B点所示的输出电压的急剧变动，立即在下一周期做出响应，成为控制占空比的逐个脉冲动作，过渡响应性优异。

另外，在该实施例中，存在如图5的B点之后那样的电力开关驱动信号的脉冲宽度变为零的动作模式。

(实施例4)

图6是表示本发明的绝缘型开关电源装置的另一实施例(实施例4)的电路图。图6所示的绝缘型开关电源装置140是有源钳位顺向型转换器(active clamp forward converter)。在图6中，对与图4相同或同等的部分标注相同的标记，并省略其说明。

在图6所示的绝缘型开关电源装置140中，在电力传输变压器3上除了一次线圈3A、二次线圈3B之外，还设置有三次线圈3C和四次线圈3D。

在一次侧，开关元件21的栅极经由电阻47而与电力传输变压器3的三次线圈3C的一端连接，三次线圈3C的另一端与一侧输入端子2连接。而且，在开关元件21的栅极与源极之间，串联连接有电阻45和检测电平调整电压源46。三次线圈3C、开关元件21、电阻45和47、以及检测电平调整电压源46是从电力传输变压器3的线圈检测复位脉冲的下降沿的下降沿检测部。而且，与实施例3相同，由NOR门电路41和开关元件21构成作为电力开关控制机构的电力开关导通电路40。

在二次侧，电力传输变压器3的四次线圈3D的一端经由电容器50而与由N沟道MOSFET构成的开关元件51的漏极连接，四次线圈3D的另一端与开关元件51的源极连接，并与一侧输出端子11连接。在此，由四次线圈3D、电容器50、开关元件51构成有源钳位电路49。

另一方面，在二次侧设置有作为定时信号输出机构的截止期间控制电路201。截止期间控制电路201是从图4的截止期间控制电路43中省去AND门电路30和反相器44、且由集电极开路型的比较器202取代比较器301而构成的。比较器202的输出、即截止期间控制电路201的输出与开关元件51的栅极连接。即，构成为由截止期间控制电路201控制有源钳 位电路49的开关元件51。而且，在二次线圈3B的另一端与开关元件51的栅极之间，以二极管77的阴极与开关元件51的栅极连接的形式设置有由电阻76和二极管77构成的串联电路。

参照图7所示的动作波形，对这样构成的绝缘型开关电源装置140的动作进行说明。

在此，例如根据比图7的A点靠前两个周期左右的动作波形，对通常的开关动作进行说明。

首先，随着振荡电路200的输出而电力开关4转为截止。这样，电力开关4转为截止的定时依赖于一次侧的振荡电路200的输出的上升沿定时。即，在一次侧对电力开关4截止的定时进行控制。

在此前一刻，如后面所述，比较器202的反相输入端子的电压处于下降的趋势，比输出电压低，比较器202的输出变为开路状态。并且，比开关元件51的栅极电压低，开关元件51处于截止状态。

若电力开关4转为截止，则比较器202的反相输入端子的电压变为上升的趋势。同样，若电力开关4转为截止，则通过电力传输变压器3的励磁电感和在电力开关4的两端等效存在的寄生电容的LC谐振，在电力传输变压器3的各绕组中产生脉冲电压。对电容器50施加了以四次线圈3D侧为(-)、以开关元件51侧为(+)的直流电压，但若通过所述LC谐振而在四次线圈3D的两端产生比施加到电容器50的直流电压更大的电压，则开关元件51(MOSFET)的寄生二极管导通而流动电流，在电容器50中进一步蓄积直流电荷。此时，变为在所述LC谐振的电容上加上电容器50的电容的动作，LC谐振的周期瞬间变长，因此电力传输变压器3的复位脉冲电压成为由大致一定的值所钳位的电压波形。

在开关元件51的寄生二极管导通时，从变压器二次线圈3B的另一端通过电阻76、二极管77而流入的电荷蓄积到开关元件51的栅极/源极之间的电容，从而开关元件51导通。由此，流经开关元件51的寄生二极管的电流主要在漏极与源极之间流动(源极→漏极方向)。

LC谐振继续进行，若电力传输变压器3的励磁电感中蓄积的电磁能量释放完毕，则借助于电容器50的直流电荷而在逆方向的电流变为导通状态的开关元件51中，流过反向的电流(漏极→源极方向)。此时，电力 传输变压器3的复位脉冲电压也处于由一定值钳位的状态。

因电力开关4截止而比较器202的反向输入端子的电压变为上升趋势，但若该电压在该阶段超过输出电压，则比较器202的输出会变为L电平，开关元件51截止。从而，由于电容器50对所述LC谐振的电容的影响消失，因此LC谐振周期瞬间变短，电力传输变压器3的各绕组的复位脉冲电压急剧下降。若由三次线圈3C、电阻45和47、检测电平调整电压源46构成的检测部检测到复位脉冲电压降低到AC0V以下，则开关元件21导通，NOR门电路41的一方输入变为L电平，从而电力开关4导通。

这样，在绝缘型开关电源装置140中，通过由截止期间控制电路43控制有源钳位电路49的开关元件51，从而将电力传输变压器3的各绕组中产生的复位脉冲电压用作截止信号(定时信号)，由下降沿检测部检测出该信号，使电力开关4导通。

由此可知，比较器202的输出切换为L电平成为针对电力开关4的导通信号、即定时信号。而且，电力传输变压器3的三次线圈3C、四次线圈3D实际上发挥定时信号传输机构的功能。并且，在二次侧对电力开关4的转为截止的定时。

若电力开关4导通，则比较器202的反相输入端子的电压变为下降趋势。并且若反相输入端子的电压低于输出电压，则比较器202的输出从L电平变为开路状态。即使比较器202的输出变为开路状态，由于电力开关4处于导通状态而不存在经由电阻76和二极管77而流入开关元件51的电流，因此开关元件51仍然截止。而且，反相输入端子的电压仍处于下降趋势。

然后，若随着振荡电路200的输出而电力开关4截止，则重复上述的动作。

绝缘型开关电源装置140中，在通常动作时，这样以振荡电路200的振荡频率来重复电力开关4的开关动作。

另外，由于振荡电路200的振荡频率由多谐振荡器的常数确定，因此该绝缘型开关电源装置140以大致固定的开关频率动作。由于绝缘型开关电源的输出的状态不会对振荡电路200产生影响。因此，由于不会产生因输出的状态造成的开关频率的变动，所以绝缘型开关电源的设计变得容 易。

而且，由于绝缘型开关电源装置140的控制电路也与其它实施例同样进行逐个脉冲动作，因此过渡响应性优异，存在即使输入电压、输出电压出现急剧变动也能抑制输出电流的变动的优点。

另外，图7中还表示了输出电压急剧下降或上升之后恢复到规定值的情况，由于其基本动作与实施例3相同，因此这里省略说明。

(实施例5)

图8是表示本发明的绝缘型开关电源装置的另一实施例(实施例5)的电路图。图8所示的绝缘型开关电源装置150并非是如之前所说明的实施例那样的顺向型转换器，而是进行零电压开关转换(ZVS)的频率控制的快速回零转换器(fly back converter)。

在图8所示的绝缘型开关电源装置150中，电力传输变压器3除一次线圈3A、二次线圈3B之外，还具备三次线圈3C。一次线圈3A的一端与+侧输入端子1连接，另一端经由N沟道MOSFET所构成的电力开关4而与一侧输入端子2连接。

在一次侧，设置有由NOR门电路53、反相器14、电阻17、电容器18构成的振荡电路210。NOR门电路53的一方输入与后述的NOR门电路56的输出连接。NOR门电路53的输出与反相器14连接，在反相器14的输入与输出之间连接有由电阻17和电容器18构成的串联电路。而且，电阻17和电容器18的连接点与NOR门电路53的另一方输入连接。此外，NOR门电路53的另一方输入经由开关元件21而与一侧输入端子2连接。并且，反相器14的输出成为振荡电路210的输出。

振荡电路210按照由电阻17和电容器18确定的时间常数振荡。另外，该绝缘型开关电源装置150中，其开关频率因负荷状态而变化，但振荡电路210的振荡频率进一步设定在设想的开关频率的下限(重负荷时的开关频率)的1/2左右。因此，在绝缘型开关电源装置150中，振荡电路210并不确定通常动作时的开关频率。而且，也不会如之后说明的那样赋予电力开关4的定时。

振荡电路210的输出与电力开关4的栅极连接。而且，振荡电路210的输出经由电阻55而与NOR门电路56的一方输入连接。三次线圈3C的 一端经由电阻47和反相器57而与NOR门电路56的另一方的输入连接。三次线圈3C的另一端与一侧输入端子2连接。在反相器57的输入与三次线圈3C的另一端之间连接有由电阻45和检测电平调整电压源46构成的串联电路。由该三次线圈3C、电阻45、47、55、检测电平调整电压源46、反相器57、NOR门电路56构成零电压状态检测电路54。

此外，在开关元件21的栅极/源极之间连接有信号传输变压器26的一次线圈26A。

电力传输变压器3的二次线圈3B的一端与一侧输出端子11连接，另一端经由二极管52而与+侧输出端子10连接。在+侧输出端子10与一侧输出端子11之间连接有平滑用电容器9。

在二次侧设置有比较器31，其非反相输入端子与电阻60和61的连接点连接，所述电阻60和61串联设置于+侧输出端子10与一侧输出端子11之间。而且具备对一侧输出端子11产生规定的基准电压的基准电压源37，其输出与比较器31的反相输入端子连接。此外，二次线圈3B的另一端与二极管52的连接点依次经由反相器58、电阻59、电容器62而与一侧输出端子11连接，电阻59与电容器62的连接点还与比较器31的非反相输入端子连接。

比较器31的输出与AND门电路30的一方输入端连接。反相器58的输出与AND门电路30的另一方输入端连接。AND门电路30的输出经由电容器27和信号传输变压器26的二次线圈26B而与一侧输出端子11连接。在二次线圈26B的两端连接有二极管28。

由该比较器31、基准电压源37、电阻59、60、61、电容器62、AND门电路30、反相器58构成作为定时信号输出机构的导通期间控制电路211。而且，由电容器27、二极管28、以及信号传输变压器26构成作为定时信号传输机构的绝缘信号传输电路25。

此外，备有静态偏差降低电路63，其针对干扰由所述导通期间控制电路211缓慢响应，而降低控制量与目标值的静态偏差。静态偏差降低电路63由误差放大器64、电阻65、66、68、电容器67构成，采用如下结构：对作为目标值的基准电压源37与由电阻66、68对作为控制量的输出电压进行分压后的电压进行比较，将产生的误差信号反馈至电阻60、61的连 接点。

静态偏差降低电路63的控制动作与传统的电压模式的PWM控制的原理相同，受到误差放大器64的截止频率、输出滤波器的截止频率的影响。为了防止异常振动，需要限制过渡响应性而设置相位余量、增益余量。在实施例5中，通过将由电阻66、68对输出电压分压后的电压用电容器67进行延迟来设置相位余量、增益余量。通过静态偏差降低电路63可改善静态输出电压精度。

参照图9所示的动作波形，对这样构成的绝缘型开关电源装置150的动作进行说明。

绝缘型开关电源装置150中，其控制量是输出电压，其目标值是基准电压源的电压值，并使输出电压稳定化。通过经由电力传输变压器的一次线圈3A连接的电力开关4，对施加到+侧输入端子1与-侧输入端子2之间的直流输入电压，进行开关转换而转换为交流。将电力开关4的导通期间内蓄积于电力传输变压器3磁心的电磁能量，在电力开关的截止期间输出到变压器3的二次线圈3B，由整流用的二极管52整流并由平滑电容器9平滑后，从+侧输出端子10、-侧输出端子11输出直流。

首先，当振荡电路210的输出为L电平而电力开关4截止时，若在电力开关4导通时蓄积于电力传输变压器3的磁心的电磁能量向二次侧释放完毕，则通过电力传输变压器3的励磁电感和在电力开关4的两端等效存在的寄生电容的LC谐振，电力开关4的漏极电压开始下降。零电压状态检测电路54根据电力传输变压器3次线圈3C中产生的电压来间接检测电力开关4的漏极电压的降低，将电力传输变压器3的三次线圈3C的振幅和直流电平由电阻45、47、检测电平调整电压源46调整之后(参照图9的动作波形(6))输入到反相器57。以电力传输变压器3的三次线圈3C的输出电压大致为AC0V而成为反相器57的阈值的方式调整即可。因电力开关4的漏极电压降低而电力传输变压器3的三次线圈3C的电压上升，若超过反相器57的阈值，则反相器57的输出从H电平切换到L电平。

另外，由于在此之前振荡电路210的输出为L电平，因此经由电阻55与振荡电路210的输出连接的NOR门电路56的一方输入也变为L电平。而且，由于反相器57的输出为H电平，因此NOR门电路56的输出、 即NOR门电路53的一方输入变为L电平。此外，NOR门电路53的另一方输入虽为L电平，但正在向阈值上升。

若反相器57的输出从H电平变为L电平，则NOR门电路56的两个输入均变为L电平，因此其输出变为H电平(零电压状态检测信号，参照图9的动作波形(8))。若NOR门电路56的输出变为H电平，则NOR门电路53的输出变为L电平，电力开关4变为导通。此时，电力开关4成为零电压开关转换，可实现降低开关损耗和降低EMI。

可是，在电力传输变压器3的三次线圈3C的电压超过反相器57的阈值的瞬间，由于电力开关4漏极电压仅降低到输入电压，因此到电力开关4漏极电压降低至0V的期间，需要设置用于推迟电力开关4的导通定时的延迟时间。对该延迟时间可使用NOR门电路56→NOR门电路53→反相器14的信号传播的过程所产生的数十nsec的时间。电阻55使输入到NOR门电路的电力开关4的栅极电压延迟，从而可防止在电力开关4刚刚截止之后的定时产生零电压状态检测信号。

这样，电力开关4，以电力传输变压器3的磁心中蓄积的电磁能量向二次侧的释放结束为触发，而导通。电力开关4的导通期间依赖于电力传输变压器3中蓄积的电磁能量的大小，但这依赖于电力开关4的导通期间的长度。因此，电力开关4的截止期间的长度根据电力开关4的导通期间的长度而自动确定，基本上不具备直接控制截止期间长度的机构。

因振荡电路210的输出切换为H电平而NOR门电路53的另一方输入超过阈值而变为H电平，为了接下来的输出反转而开始向阈值下降。另一方面，若振荡电路12的输出切换为H电平，则不久NOR门电路56的一方的输入将变为H电平，由于两个输入均变为H电平，因此输出即NOR门电路53的一方输入变为L电平。

对比较器31的非反相输入端子输入由电阻60、61将输出电压分压后的电压，对反相输入端子直接输入基准电压源37的基准电压，对控制量与目标值进行间接地比较。由反相器58使电力传输变压器3的二次线圈3B的两端的电压进行反相，将由电阻59、电容器62积分的斜坡电压叠加到电阻60、61的连接点上。换而言之，利用分压电阻在作为控制量的输出电压上间接地叠加斜坡电压。输出波纹电压是与斜坡电压反向的倾斜 度，作用在使斜坡电压的倾斜度减弱的方向上，因此需要将斜坡电压的振幅设定为比输出波纹电压大。在电力开关4截止时处于下降趋势的比较器31的非反相输入端子的电压，随着电力开关4的转为导通而变为上升趋势。

若在电力开关4导通以后处于上升趋势的比较器31的非反相输入端子的电压超过施加到反相输入端子的固定的电压，则比较器31的输出从L电平切换到H电平。比较器31的输出施加到AND门电路30的另一方的输入，反相器58的输出施加到AND门电路30的一方输入端。反相器58的输出是将电力传输变压器3的二次线圈3B的两端电压反转后的信号，其变为H电平的期间与电力开关4的导通期间大致一致。即，实际上检测出了电力开关4的导通期间。由于在导通期间AND门电路30的另一方输入变为H电平，因此若比较器31的输出变为H电平则AND门电路30的输出变为H电平，作为截止信号(定时信号)输入到绝缘信号传输电路25。

输入到绝缘信号传输电路25的截止信号由电容器27去除直流成分，通过信号传输变压器26从二次线圈26B传输到一次线圈26A。二极管28具有使在截止信号传输时所励磁的信号传输变压器26的磁心复位的功能。

另外，使用AND门电路30是为了即使在电力开关导通期间的整个期间非反相输入端子的电压超过反相输入端子的电压的状态下，也以适当的定时产生截止信号。在这样的状态下，由于输出电压超过规定值，因此需要减小电力开关4的占空比使其在不会变为零的范围内达到最小限度，但比较器31的输出从电力开关导通期间以前的截止期间开始变为H电平，无法基于切换到H电平的定时来产生截止信号。因此，通过将电力传输变压器3的二次线圈3B两端电压反转后的电压和比较器31的输出输入到AND门电路30，从而一旦电力开关导通期间开始则立即产生截止信号，电力开关4的占空比达到最小限度。换而言之，在导通期间的开始，若检测出输入到比较器31的一方输入端的输出电压的分压电压，比输入到比较器31的另一方输入端的基准电压大，则立即产生截止信号，进行使电力开关4截止的动作。

若截止信号经由信号传输变压器26而传递到一次侧，则开关元件21 暂时导通，NOR门电路53的另一方输入强制性地从H电平变为L电平。由于NOR门电路53的一方输入已经变为L电平，因此NOR门电路53的输出从L电平切换为H电平，反相器14的输出(振荡电路210的输出)从H电平切换为L电平。由此，电力开关4截止。这样，从二次侧控制电力开关4的转为截止的定时。因此，该截止信号成为绝缘型开关电源装置150中的定时信号。

另外，由于开关元件21只是暂时导通，因此若电力开关4截止则开关元件21再次返回截止状态，振荡电路210将可进行振荡动作。

若电力开关截止，则在电力开关4的漏极产生图9的动作波形(3)所示的脉冲电压，在电力传输变压器3的各线圈中也会出现相似形式的脉冲电压。若电力传输变压器3的二次线圈3B两端电压比绝缘型开关电源装置150的输出电压大，则整流用的二极管52导通，开始将在电力开关4的导通期间蓄积于电力传输变压器3的磁心中的电磁能量向二次侧释放。

借助于电力开关4的截止而电力传输变压器3的二次线圈3B的两端的电压反转，反相器58的输出变为L电平。因此输入该电平的AND门电路30的输出返回L电平。而且，因反相器58的输出变为L电平而由电阻59、电容器62对其进行积分的斜坡电压的倾斜度变化，比较器31的非反相输入端子的电压变为下降趋势，并立刻低于施加到反相输入端子的固定电压。由此，虽然比较器31的输出从H电平变为L电平，但其所被输入的AND门电路30的输出已经变为L电平，因此在电路动作上基本没有变化。

随着电力开关4的截止，三次线圈3C的电压反转，反相器57的输入变为L电平，NOR门电路56的另一方输入变为H电平。由此，NOR门电路56的输出变为L电平，振荡电路210变为可进行振荡动作的状态。并且，因振荡电路210的输出从H电平切换到L电平而NOR门电路53的另一方输入超过阈值而变为L电平，为了接下来的输出反转而开始向阈值上升。另外，若振荡电路210的输出切换为L电平，则不久NOR门电路56的一方输入将变为L电平，但由于在该阶段NOR门电路56的另一方输入变为H电平，因此其输出不变化。

然后，若电力传输变压器3的磁心中蓄积的电磁能量向二次侧释放完 毕，则电力开关4再次导通，此后重复上述的动作。并且，绝缘型开关电源装置150为了控制输出电压而控制电力开关4的导通期间，根据该导通期间来确定截止期间，结果开关频率会变化，所以成为频率控制。

但是，在电路结构上振荡电路210的振荡频率也可进行电力开关4的开关转换。只是由于振荡电路210的振荡频率被设定在非常低的值，而且每次电力开关4的开关转换时振荡动作都被复位，因此通常动作时基本上在满足上述的导通或截止条件之前因振荡电路210本身的输出反转而使得电力开关4被开关转换。

这样，即使在绝缘型开关电源装置150中，电力开关4的截止控制也是逐个脉冲动作，因此过渡响应性优异。

而且，从二次侧传输到一次侧的截止信号(定时信号)是仅将AND门电路的输出的变化作为信息的信号，信号的频率比开关频率高。因此，作为信号传输变压器26，可实现小型化、低价化。

Claims (19)

1.一种绝缘型开关电源装置，包括：至少具有一次线圈和二次线圈的电力传输变压器、对所述一次线圈中流过的电流进行开关转换的至少一个电力开关、与所述二次线圈连接的整流电路、以及平滑电路，并通过对所述电力开关的接通、断开进行控制，而以输出电压或输出电流与目标值一致的方式进行控制，其特征在于，

具备：

定时信号输出机构，其设置于二次侧，并且基于所述输出电压或所述输出电流的变化，输出使所述电力开关执行接通和断开的其中一方的开关转换动作的定时信号；

定时信号传输机构，其在将所述定时信号从二次侧向一次侧绝缘地进行传输的部位不使用光电耦合器，并且是仅仅对脉冲波的上升/下降变化的信号进行传输的信号传输机构；和

电力开关控制机构，其设置于一次侧，并且基于所述定时信号使所述电力开关执行开关转换动作。

2.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

在一次侧具备振荡电路，其输出以一定周期、一定占空比对所述电力开关进行开关转换的信号，

在进行基于所述定时信号的开关转换动作时，接下来从所述振荡电路输出的、使得进行与所述定时信号相同方向的开关转换动作的信号被屏蔽。

3.根据权利要求2所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

还具备：

多驱动防止电路，其在进行基于所述定时信号的开关转换动作后，在直至利用下一个从所述振荡电路输出的信号执行反向的开关转换动作为止的期间中，对所述电力开关的开关转换进行禁止。

4.根据权利要求2或3所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

由所述振荡电路的输出信号使所述电力开关以一定周期接通，由所述定时信号使所述电力开关断开。

5.根据权利要求2或3所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

由所述振荡电路的输出信号使所述电力开关以一定周期断开，由所述定时信号使所述电力开关接通。

6.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

所述电力开关构成为：自动进行与基于所述定时信号的开关转换动作相反的开关转换动作。

7.根据权利要求6所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

由所述定时信号使所述电力开关断开，并间隔与接通期间相对应的长度的断开期间地，使所述电力开关自动接通。

8.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

所述定时信号传输机构是设置在一次侧与二次侧之间的信号传输变压器。

9.根据权利要求8所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

所述信号传输变压器，作为与所述电力传输变压器或者与所述平滑电路的构成部件即扼流线圈共用同一磁心的复合磁性部件而形成。

10.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

所述定时信号传输机构是设置在一次侧与二次侧之间的信号传输电容器。

11.根据权利要求10所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

具备搭载所述电力传输变压器的多层电路基板，将该多层电路基板内隔着绝缘层形成的图案之间的电容作为所述信号传输电容器而利用。

12.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

在所述电力传输变压器中具有：基于所述定时信号使所述电力传输变压器的复位电压变化的三次线圈、和检测所述电力传输变压器的复位电压的变化的四次线圈，所述电力传输变压器兼作所述定时信号传输机构。

13.根据权利要求12所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

在二次侧具备由所述三次线圈、电容器和开关元件构成的有源钳位电路，由所述定时信号使所述开关元件断开。

14.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

所述定时信号输出机构，在可输出所述定时信号的期间开始之后，直接或间接地由比较器对所述输出电压或所述输出电流与其目标值进行比较，并切换该比较器的两个输入的大小关系，并将切换输出的定时作为定时信号进行输出。

15.根据权利要求14所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

所述定时信号输出机构，在可输出所述定时信号的期间开始时，在满足了应该输出所述定时信号的条件的情况下，立即输出所述定时信号。

16.根据权利要求14所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

具备斜坡电压叠加机构，其在所述输出电压或所述输出电流和所述目标值的其中一方，直接或间接地叠加与所述电力开关的开关转换同步的斜坡电压。

17.根据权利要求15所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

具备斜坡电压叠加机构，其在所述输出电压或所述输出电流和所述目标值的其中一方，直接或间接地叠加与所述电力开关的开关转换同步的斜坡电压。

18.根据权利要求16或17所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

在二次侧具备输出扼流线圈，并利用所述输出扼流线圈的积分波形产生所述斜坡电压。

19.根据权利要求14所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，

具备：静态偏差降低电路，其针对干扰由所述定时信号输出机构缓慢响应，从而降低所述输出电压或所述输出电流与所述目标值的静态偏差。

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