CN1360750A - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

一种体小、质轻、并且电能转换效率高的开关电源电路,包括绝缘转换器变压器,它由无空隙的铁芯和绕制在铁芯上的初级线圈和次级线圈构成,初级线圈和次级线圈被绕制在铁芯上使得它们之间的互感表现为相加模式。半波整流电路配备在电路的次级侧,并且以相加模式进行整流操作,以便获得次级侧DC输出电压。在使次级侧输出电压稳定化的恒压控制电路中,开关元件的开关频率随次级侧输出电压电平而改变,以便复合地控制初级侧并联共振电路的共振阻抗和开关元件的连续角。

Description

开关电源电路
                        技术领域
本发明涉及可以作为电源合并到各种电子设备中的开关电源电路。
                        背景技术
开关电源电路可以采取诸如反向转换器或正向转换器之类的开关转换器。由于这些开关转换器使用了进行开关操作的矩形波形信号，因此，采用这样转换器的开关电源电路还被称为硬开关电源。
图7描绘了采用振铃扼流转换器(“Ringing Choke Converter，RCC”)***的硬开关电源电路700。电源电路700用作与主电源独立提供的备用电源，其构成方式能够满足，例如，负载功率Po是50W或更小的低负载条件或负载功率Po是0.5W或更小的另一种条件。
如图7所示，电源电路700包括转换器变压器CVT，转换器变压器CVT含有初级侧上的驱动线圈NB、初级线圈N1、和次级侧的次级线圈N2。因此，电源电路700分成初级侧710和次级侧715。
电源电路700包括整流平滑电路705，用于接收具有输入交流电(“AC”)电压VAC的商用AC电源和产生直流(“DC”)输入电压Ei。整流平滑电路705是由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci组成的全波电压倍增整流电路。整流平滑电路705产生基本上等于AC输入电压VAC的整流平滑DC输入电压Ei。并且，涌入电流限制电阻Ri被置于整流平滑电路705的整流电路中，以便当开始把电源AC提供给电路705时，抑制流入，例如，平滑电容器Ci的涌入电流尖脉冲。
开关元件Q1接收和开关DC输入电压Ei，生成开关输出。为了说明起见，双极晶体管用作开关元件Q1。
通过串联转换器变压器CVT的初级线圈N1，开关元件Q1的集电极与平滑电容器Ci的正电极端相连接。
开关元件Q1的基极被连接成通过起动电阻RS接收整流平滑电压，以便一旦起动，基极电流就可以施加在该电阻上。并且，基极电流限制电阻RB、二极管D4、和驱动线圈NB的串联电路连接到开关元件Q1的基极。驱动线圈NB的一端接地。电容器CB与二极管D4并联。基极电流限制电阻RB、二极管D4、驱动线圈NB、和电容器CB共同形成自激振荡驱动电路，它以自激方式振荡和驱动开关元件Q1。
开关元件Q1的发射极通过电阻R7接地。
转换器变压器CVT被配置成把电源电路700的初级侧710获得的开关输出发送给次级侧715，并且含有绕制在上面的初级线圈N1和次级线圈N2。此外，用于如上所述的自激振荡的驱动线圈NB被绕制在转换器变压器CVT的初级侧上。
由整流二极管D01和平滑电容器C01形成的半波整流电路连接到转换器变压器CVT的初级线圈N2，并且生成和输出次级侧DC输出电压E01。次级侧DC输出电压E01供应给负载(未示出)，并且还作为检测电压输入到控制电路7，供恒压控制用。
控制电路7包括光电耦合器PC，用于将次级侧715上的DC部分与初级侧710上的DC部分分离开。在次级侧715，控制电路715包括对次级侧DC输出电压E01进行分压的一对电阻R3和R4，并且把划分后的电压输入到检测元件Q3的检测输入端。检测元件Q3的一端被连接成通过串联电阻R1和光电耦合器PC的光电二极管PD，接收次级侧DC输出电压E01。检测元件Q3的另一端接地。
电容器C11和电阻R2的串联电路与电阻R4并联。电容器C12和电阻R5的另一条串联电路跨接在电阻R4和R3之间的接点与检测元件Q3和光电二极管PD之间的接点之间。
在初级侧710，控制电路7包括光电耦合器PC的光电晶体管PT。用于整流和平滑在驱动线圈NB中激发的交流电压的、由二极管D3和电容器C3形成的半波整流电路连接到光电晶体管PT的集电极，以便可以将半波整流电路(D3和C3)获得的低DC电压作为工作电源供应给光电晶体管PT。
光电晶体管PT的发射极连接到用作放大器的晶体管Q4的基极。电阻R8和齐纳(Zener)二极管ZD的串联电路***在光电晶体管PT的发射极与驱动线圈NB和二极管D4之间的接点之间。
晶体管Q4的集电极连接到开关元件Q1的基极，并且，晶体管Q4的发射极接地。
晶体管Q4的基极通过电阻R6和电容器C13的并联电路连接到开关元件Q1的发射极，因此，通过电阻R7接地。
复位电路10通过将二极管DRS与电阻RRS和电容器CRS的并联电路串联起来形成。复位电路10与初级线圈N1并联。
阻尼电路11包括与电阻Rsn串联的电容器Csn。开关元件Q1的集电极通过阻尼电路11接地。
要求复位电路10和阻尼电路11能抑制断开开关元件Q1的时候出现的尖脉冲电压。
通过起动电阻RS，把电流供应给开关元件Q1，从而接通开关元件Q1来起动开关操作。当开关元件Q1接通时，磁能存储在转换器变压器CVT的初级线圈N1中。当开关元件Q1断开时，存储在初级线圈N1中的磁能释放给转换器变压器CVT的次级线圈。重复这种操作就在转换器变压器CVT的次级侧生成输出电压。
控制电路7响应次级侧DC输出电压E01，改变流过检测元件Q3的电流强度。光电耦合器PC响应流过检测元件Q3的电流强度，可控制地改变供应给晶体管Q4的基极电流，从而改变晶体管Q4的集电极电流。由于晶体管Q4的集电极连接到开关元件Q1的基极，因此从自激振荡驱动电路(电阻RB、二极管D4、驱动线圈NB、和电容器CB)流向开关元件Q1的基极的基极电流(驱动电流强度)随晶体管Q4的集电极电流而改变。因此，开关元件Q1的接通时间发生改变，结果是，可控制地改变开关频率，从而实现恒压控制。
在具有图7所示的结构的电源电路700中，通过把开关频率(fs)控制成随AC输入电压VAC的上升或负载功率Po的下降而升高，可以达到恒压效果。因为控制灵敏度低下，所以开关频率fs的控制范围被设置成从25KHz到250KHz的宽范围。
图8A至图8C中的波形图显示了电源电路700的操作过程。
跨在开关元件Q1与电阻R7之间(开关元件Q1的集电极与地之间)的电压Vcp具有如图8A所示那样的波形。如图8A所示，电压Vcp在开关元件Q1接通时的时段TON上表现为0电平，而在开关元件Q1断开时的时段TOFF上则表现为矩形脉冲。从图8A所示的电压Vcp的脉冲波形可以看出，一旦断开开关元件Q1，就通过转换器变压器CVT的漏电感成分和转换器变压器CVT上的线圈N1、N2和NB之间的分布电容(静电电容)生成尖脉冲电压。配置复位电路10和阻尼电路11就是为了抑制电压Vcp的波形上出现尖脉冲电压的那一部分。
响应开关元件Q1的开关操作，集电极电流Icp流入开关元件Q1的集电极。集电极电流Icp在时段TON期间，以图8B所示的波形流入。
在与RCC开关操作相对应的、开关元件Q1断开时的时段TOFF期间，整流电流I2从次级线圈N2流入整流二极管D01。
用在如电路700之类的硬开关电源中的开关转换器(反向或正向)在电能转换效率和它们可以抑制的开关噪声量方面受到限制。因此，可以使用应用共振型开关转换器的各种软开关电源。因为共振型开关转换器可以容易地获得高电能转换效率，所以它是有长处的。因为共振型转换器的开关操作的波形是正弦波形，所以这样的转换器还生成比用在硬开关电源中的转换器低的噪声。因为共振型开关转换器可以由相对来说数量较少的部件构成，所以它在这方面也是有长处的。
满足负载功率Po小于等于50W或小于等于0.5W的低负载条件的开关电源电路900显示在图9中。
为了简便起见，图9中与图7中那些部分相同的部分用相同的标号表示，并且略去对它们的描述。
参照图9，电源电路900包括其中整流平滑电压Ei用作工作电源的电流共振型自激转换器。
如图9所示，电源电路900的开关转换器包括一对以半桥连接方式连接的开关元件Q1和Q2，并且，被置在平滑电容器Ci的正电极方接点与地之间。
起动电阻RS1和RS2被分别置在开关元件Q1和Q2的集电极和基极之间。一对箝位二极管DD1和DD2被分别置在开关元件Q1和Q2的基极和发射极之间。
共振电容器CB1、基极电流限制电阻RB1、和驱动线圈NB1(含有电感LB1)的串联电路被置在开关元件Q1的基极与开关元件Q2的集电极之间，因此，共同形成自激振荡的串联共振电路并且确定开关元件Q1的开关频率。
类似地，另一条共振电容器CB2、基极电流限制电阻RB2、和驱动线圈NB2(含有电感LB2)的串联电路被置在开关元件Q2的基极与地之间，形成自激振荡的串联共振电路并且确定开关元件Q2的开关频率。
局部共振电容器CC1和CC2被分别连接在开关元件Q1和Q2的集电极和发射极之间。配置局部共振电容器CC1和CC2是为了分别吸收开关元件Q1和Q2的开关噪声。根据通过按如下所述那样的方式进行的恒压控制操作可控制地改变的开关频率，它们还分别起到一旦断开开关元件Q1和Q2，就切入零电压开关操作的作用。这种操作降低了开关损失。
配置驱动变压器PRT(Power Regulating Transformer，电能调节变压器)，以驱动开关元件Q1和Q2，并且可控制地改变开关频率，进行恒压控制。电源电路900中的驱动变压器PRT是正交饱和电抗器，在上面绕制着驱动线圈NB1和NB2，以及共振电流检测线圈ND，并且在上面沿着与线圈NB1、NB2和ND正交的方向绕制着控制线圈NC。
驱动变压器PRT的驱动线圈NB1的一端通过串联共振电容器CB1和基极电流限制电阻RB1连接到开关元件Q1的基极，而驱动线圈NB1的另一端连接到开关元件Q1的发射极。驱动线圈NB2的一端接地，而驱动线圈NB2的另一端通过串联共振电容器CB2和基极电流限制电阻RB2连接到开关元件Q2的基极。绕制驱动线圈NB1和驱动线圈NB2，以便它们可以生成极性相反的电压。
绝缘转换器变压器PIT(Power Isolation Transformer，电源隔离变压器)把开关元件Q1和Q2的开关输出发送到它的次级侧。在这种情况中，绝缘转换器变压器PIT的初级线圈N1的一端通过共振电流检测线圈ND连接在开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极之间的接点(开关输出点)。初级线圈N1的另一端通过串联共振电容器C1接地，以便可以获得开关输出信号。因此，进行电流共振型开关转换器操作的串联共振电路由串联共振电容器C1的电容和包括初级线圈N1(串联共振线圈)的绝缘转换器变压器PIT的漏电感成分构成。
在绝缘转换器变压器PIT的次级侧，通过供应给初级线圈N1的开关输出信号，在次级线圈N2中激发具有开关周期的交流电压。为次级线圈N2和整流二极管D01、D02和D03配备了抽头，并且如图9所示连接平滑电容器C01和C02。全波整流电路由整流二极管D01和D02构成，而半波整流电路由整流二极管C03和平滑电容器C02构成。
由整流二极管D01和D02构成的全波整流电路进行全波整流操作，产生DC输出电压E01，并且把电源供应给下一级中的负载(未示出)。DC输出电压E01还输入到控制电路9中，由控制电路9用作检测电压。并且，为了防止负载短路，保险丝(例如集成电路(“IC”)熔丝)IL被置在DC输出电压E01与负载之间。
控制电路9供应其电平随例如次级侧DC输出电压E01的电平而改变的DC电流，作为控制驱动变压器PRT的线圈NC的控制电流，以便以如下所述那样的方式进行恒压控制。
控制电路9包括一对电阻R3和R4，通过这对电阻对次级侧DC输出电压E01进行分压。划分的电压施加到检测元件Q3上。检测元件Q3的阴极通过串联控制线圈NC连接到平滑电容器C02的正电极，而检测元件Q3的阳极接地。电容器C12和电阻R5的串联电路被置在平滑电容器C01的正电极与电阻R3和R4之间的接点之间。另一条电容器C11和电阻R2的串联电路被置在检测元件Q3的阴极与电阻R3和R4之间的接点之间。
在电源电路900的开关操作中，当首先提供AC电源AC时，起动电流通过起动电阻RS1和RS2分别供应给开关元件Q1和Q2的基极。例如，如果首先接通开关元件Q1，那么，开关元件Q2受到控制，致使它断开。然后，作为开关元件Q1的输出，共振电流I1流过共振电流检测线圈ND、初级线圈N1、和串联共振电容器C1。控制开关元件，致使共振电流I1降到0时，开关元件Q2接通而开关元件Q1断开。然后，共振电流I1沿相反方向流过开关元件Q2。此后，进行交替接通开关元件Q1和Q2的自激开关操作。
随着开关元件Q1和Q2利用平滑电容器Ci的端电压作为工作电源，交替重复接通-断开操作，在次级线圈N2上获得交流输出的同时，把波形接近共振电流波形的驱动电流供应给绝缘转换器变压器PIT的初级线圈N1。
驱动变压器PRT的恒压控制是以如下方式进行的。
控制电路9把流过控制线圈NC的控制电流的电平控制成随次级侧DC输出电压E01的上升而升高。虽然驱动变压器PRT受到在驱动变压器PRT中生成的磁通变化的影响而使驱动线圈NB1和NB2的电磁感应变弱，趋向于接近饱和状态，但是，通过控制电流可以改变自激振荡电路的状态，以便升高开关频率。
虽然电源电路900中的开关频率在频率范围上被设置成高于串联共振电容器C1和初级线圈N1(上方控制)的串联共振电路的共振频率，但是，如果开关频率按如上所述升高，那么开关频率与串联共振电路的共振频率隔开。因此，串联共振电路相对于开关输出的阻抗增大。
随着共振阻抗按照这种方式增大，供应给初级侧串联共振电路的初级线圈N1的驱动电流得到抑制。结果是，次级侧输出电压E01得到抑制，因此，实现了恒压控制(开关频率控制***)。
图10A至10H是显示电源电路900操作过程的波形图。具体地说，图10A至10D显示了当负载功率Po处在最小负载功率(Pomin)并且AC输入电压VAC处在最大AC输入电压(VACmax)时，电源电路900的不同部分的工作波形，并且，图10E至10H显示了当负载功率Po处在最大负载功率(Pomax)并且AC输入电压VAC处在最小AC输入电压(VACmin)时，与图10A至10D的那些部分相同的部分的工作波形。
如图10A至10E所示，随着开关元件Q2进行开关操作，在开关元件Q2的集电极与发射极之间获得的电压Vcp具有在开关元件Q2接通的时段TON内表现为0电平，而在开关元件Q1断开的时段TOFF内则表现为矩形脉冲的波形。并且，通过比较图10A和10E所示的电压Vcp可以看出，如上所述的恒压控制操作可以控制开关频率，致使开关频率在负载功率Po处在最小负载功率Pomin并且AC输入电压VAC处在最大AC输入电压VACmax的时候要高于在负载功率Po处在最大负载功率Pomax并且AC输入电压VAC处在最小AC输入电压VACmin的时候。
在这种情况中，如图10B和10F所示，流入开关元件Q2的集电极的集电极电流Icp表现为这样一种波形，致使它在时段TON期间流入开关元件Q2的集电极，而在时段TOFF期间却具有0电平。同时，如图10C和10G所示，流过初级线圈N1和串联共振电容器C1的开关输出电流(初级侧串联共振电流)I1表现为基本上与开关频率相对应的电流波形。如图10B和10C所示，当开关频率低下时，集电极电流Icp和初级侧串联共振电流I1具有与电流共振型相对应的正弦波的波形。如图10F和10G所示，随着开关频率不断升高，集电极电流Icp和初级侧串联共振电流I1的波形接近锯齿波的波形。应该注意到，开关元件Q2提供了相对于图10A至10C和10E至10G所示的波形相移了180°波形。
另一方面，在次级侧915上，使整流二极管D02在开关元件Q2接通的时段TON的定时上基本上导通。因此，从次级线圈N2流入整流二极管D02的整流电流I2表现为如图10D或10H所示的波形。另外，整流二极管D02的操作提供了相对于图10D或10H所示的波形具有180°相移的波形。
借助于RCC***的电源电路700，开关频率fs随着如上所述的恒压控制操作而可控制地改变。但是，由于恒压控制的控制灵敏度低下，开关频率fs的变化范围从如上所述的25KHz到250KHz，相对较宽。因此，当负载功率Po变成最小负载功率Pomin并且开关频率fs变低时，开关损失就增大，并且电能转换效率显著下降。并且，为了在断开开关元件时抑制尖脉冲电压而连接的复位电路10和阻尼电路11也使电能损失增大。
并且，从图8A可以看出，通过开关操作生成的交流电压是矩形波形的脉冲信号，并且一旦接通和一旦断开就产生开关噪声。因此，为了使RCC***的电源电路700可实际用作电源，例如，用于视频设备，负载功率条件应接近1W或更小，而RCC***的电源电路700的应用仅限于作为备用电源的应用，其负载功率Po接近0.5W或更小。
另一方面，在开关电源电路900中，为了实现断开开关元件时的零伏(零电压)开关操作，配置了通过半桥连接的电流共振转换器，在半桥连接中，用于局部共振的电容器连接在两个开关元件的集电极与发射极之间。因此，开关电源电路900产生比电源电路700低的噪声，并且具有更高的电能转换效率。
但是，开关电源电路900克服不了电路700的所有缺点，即，当负载功率Po接近最小负载功率Pomin而开关频率fs下降时，无用功增加了，并且，电能转换效率显著地下降到，例如，大约为60％。
并且，由于电源电路900采用了其中两个开关元件以半桥连接方式连接的自激电流共振转换器结构，因此，需要形成包括两个自激振荡驱动电路的开关电路***。于是，部件的数量也相应地增加了，导致在降低电源电路板的尺寸和重量方面受到限制。
此外，电源电路900没有配备负载短路保护功能。具体地说，一旦负载被短路，流过驱动变压器PRT的控制线圈NC的控制电流(DC电流量)基本上降为零。因此，开关频率fs几乎降低到控制范围的低限，并且流过初级侧串联共振电路的初级侧串联共振电流I1趋向于增加。在这种状态下，开关元件Q1和Q2上开关损失引起的热效应增大到不能被忽略的程度，并且根据这此情况，存在着可能发生热致击穿和热致击穿毁坏开关元件Q1和Q2的可能性。因此，例如，如图9所示，有必要置入保险丝IL，以便在负载发生短路时，把次级侧DC输出电压E01与负载彼此切断。保险丝IL也使电路板的尺寸增大，并且降低了电能转换效率。
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本发明的目的是在满足相对低负载条件，以使负载功率Po比如为50W或更小的同时，提供一种体小、质轻和电能转换效率高的开关电源电路。
为了达到上述目的，根据本发明的开关电源电路包括：整流平滑电路，用于接收商用AC电源，生成其电平等于商用AC电源的电平的整流平滑电压，和输出整流平滑电压作为DC输入电压；绝缘转换器变压器，含有在其中不形成空隙以便可以获得所需耦合效率的铁芯、和绕制在铁芯上使其具有的极性能使得提供相加操作模式的初级线圈和次级线圈；开关电路，含有接通和断开DC输入电压以便输出到绝缘转换器变压器的初级线圈的开关元件；初级侧并联共振电路，由绝缘转换器变压器的初级线圈的漏电感成分和使电压共振型开关元件工作的并联共振电容器的电容构成；DC输出电压生成电路，用于接收在绝缘转换器变压器的次级线圈上获得的交流电压，和对该交流电压进行半波整流操作，以生成其电平基本上等于DC输入电压的电平的次级侧DC输出电压；和恒压控制电路，用于使开关元件的开关频率随次级侧DC输出电压的电平而改变，以控制初级侧并联共振电路的共振阻抗和开关元件的连续角，以便进行次级侧输出电压的恒压控制。
最好，为了满足比特定电平高的负载电平条件，次级侧并联共振电容器与绝缘转换器变压器的次级线圈并联，以便次级侧并联共振电路由绝缘转换器变压器的次级线圈的漏电感成分和次级侧并联共振电容器的电容构成。对于满足比特定电平低的负载电平条件，省略次级侧并联共振电容器。
最好，所述开关电路包括由至少是驱动线圈和共振电容器串联构成的串联共振电路。所述开关电源电路还包括自激振荡驱动电路，用于响应串联共振电路的共振输出，以自激方式驱动开关元件。恒压控制电路包括作为饱和电抗器的正交控制变压器，在其上面绕制着与绝缘转换器变压器的初级线圈串联的检测线圈和驱动线圈、以及其绕制方向与检测线圈和驱动线圈的绕制方向垂直的控制线圈。恒压控制电路把随次级侧DC输出电压的电平而改变的控制电流供应给控制线圈，改变驱动线圈的电磁感应，以便可控制地改变开关频率。
最好，检测线圈和驱动线圈由与用于控制线圈相同类型的材料构成。
开关电源电路可以这样构成，使开关电路包括以独立激发(separatelyexcited)方式驱动开关元件的独立激发驱动电路，并且，响应于次级侧DC输出电压的电平，恒压电路可控制地改变开关元件的接通时段，同时保持开关元件的断开时段固定，以便可控制地改变开关频率。
开关电路的开关元件可以由达林顿(Darlington)电路构成，达林顿电路包括双极晶体管、MOS(金属氧化物半导体)场效应晶体管、绝缘选通双极晶体管或静电感应闸流管。
在开关电源电路中，在初级侧配备了电压共振转换器，并且，绝缘转换器变压器存在松散耦合。在次级侧，由半波整流电路生成次级侧DC输出电压，把电能供应给负载。并且，在恒压控制的结构中，通过随次级侧DC输出电平改变开关频率，同时控制初级侧并联共振电路的共振阻抗和开关元件的连续角(continuity angle)。因此，通过这样的复合控制操作，实现了控制灵敏度的提高。
更具体地说，在形成开关电源电路的情况下，例如，为了满足负载功率为大约50W或更小的相对低负载条件，它包括配备在初级侧上的电压共振开关转换器和绝缘转换器变压器，绝缘转换器变压器包括绕制在上面以便它们之间的互感可以提供相加操作模式(+M；正向***)的初级线圈和次级线圈。并且，在次级侧配备半波整流电路，以便可以以相加操作模式，通过半波整流电路的半波整流操作从在次级线圈上获得的交流电压(激发电压)中获得次级侧DC输出电压。
并且，作为使次级输出电压稳定化的恒压控制的结构，初级侧的开关频率随次级侧输出电压电平而改变，从而复合地控制电源电路的共振阻抗和开关元件的连续角。
从上述的结构中，可以达到如下优点。
由于开关电源电路的开关转换器是电压共振型的，实现了产生比RCC***的开关电源低的噪声的开关操作。因此，与RCC***的开关电源不同，根据本发明的电源电路不需要复位电路或阻尼电路来抑制尖脉冲电压。于是，与RCC型的开关电源相比，本发明的开关电源电路实现了电能转换效率的显著提高。从其特性来看电流共振转换器被认为具有相对高电能转换效率，当在这样的电流共振转换器上，以最大负载功率进行操作时，本发明的开关电源电路也表现出电能转换效率的显著提高。
电流共振转换器由两个开关元件的半桥连接构成。由于本发明的开关电源电路可以这样构成，使得因为它是电压共振转换器，所以利用单个开关元件就可以获得基本相等的负载功率，因此，部件的数量也相应地减少，并且促进了电路尺寸、重量和成本的降低。
并且，由于本发明的开关电源电路是这样构成，使得它改变开关频率来控制开关输出的共振阻抗和开关元件的连续角，从而进行恒压控制，因此，控制灵敏度提高了并且可控角扩大了。于是，可以在更窄的开关频率控制范围上实现次级侧输出电压的稳定性。开关频率控制范围的这种降低归功于绕制在变压器上形成电源电路的匝数的变少和各个部件和设备的尺寸的最小化。
在把驱动开关元件的自激电路***配备在恒压控制电路中的情况下，配备了在上面绕制着控制线圈、驱动线圈和检测线圈的正交控制变压器。在这种情况中，如果检测线圈和驱动线圈由与用于控制线圈相同类型的材料构成，那么，正交控制变压器的产出效率得到提高。
在次级侧并联共振电容器与次级线圈并联形成并联共振电路的情况下，次级侧的半波整流电路接收作为并联共振电路的共振输出的交流电压，以获得次级侧DC输出电压。因此，负载功率提高了。换言之，只要***次级侧并联共振电容器，开关电源电路就可以处理比特定电平更高的负载功率。在把开关电源电路应用于例如备用电源之类的应用设备并且只要求开关电源电路处理比特定电平更低的负载功率的情况下，可以省略次级侧并联共振电容器。因此，仅通过***或移去次级侧并联共振电容器，就可以进行基于所需负载功率条件的调整。
并且，由于在次级侧配备了并联共振电路，即使负载出现短路，也可以在次级侧获得并联共振电压。因此，甚至在负载短路的时候，开关频率也不会下降。简而言之，开关电源电路具有防止负载短路的保护功能。于是，借助于本发明的开关电源电路，消除了把IC熔丝状保险丝等***次级侧输出端中的必要性。因此，可以促进电能转换效率的提高和电路尺寸和重量的降低。
在开关电源电路中，开关元件可以由达林顿电路构成，达林顿电路包括双极晶体管、MOS场效应晶体管、绝缘选通双极晶体管、或静电感应闸流管。因此，在例如单个双极晶体管开关元件上可以进一步提供电能转换效率。
这样，根据本发明，对于在初级侧上包括电压共振转换器和为相对低负载而准备的电源电路，促进了成本、尺寸和重量的降低、和电能转换效率之类的特性的提高。
通过结合相同部件或元件用相同标号表示的附图，对本发明进行如下描述，本发明的上面和其它目的、特征和优点将更加清楚。
                            附图简述
为了更全面地理解本发明，请参考如下描述和附图，在附图中：
图1是显示本发明所应用的电源电路的结构的电路图；
图2是显示配备在图1所示的电源电路中的正交控制变压器的结构的透视图；
图3是显示配备在图1所示的电源电路中的绝缘转换器变压器的结构的透视图；
图4A和4B是显示线圈之间的互感分别是+M和-M时，图3所示的绝缘转换器变压器的操作的电路图；
图5A至5J是显示图1所示的电源电路的几个部件的操作的波形图；
图6是显示图1所示的电源电路的开关频率与次级侧DC输出电压之间的相互关系的示意图；
图7是显示传统电源电路的结构的电路图；
图8A至8C是显示图7所示的电源电路的几个部件的操作的波形图；
图9是显示另一种传统电源电路的结构的电路图；和
图10A至10H是显示图9所示的电源电路的几个部件的操作的波形图。
                    实现本发明的最佳模式
图1显示了根据本发明的电源电路的结构。如图1所示，电源电路100包括与电源电路700和900共同的几个部件。请注意，为了避免累赘，在这里省略了对这样共同部件的描述。
参照图1，电源电路100在它的初级侧105上包括含有开关元件Q1的电压共振型自激开关转换器。具有抗高压特性的双极晶体管(BJT：结型晶体管)适用于开关元件Q1。
开关元件Q1的基极通过串联基极电流限制电阻RB和起动电阻RS连接到平滑电容器Ci(整流平滑电压Ei)的正电极，以便一旦起动就可以从整流平滑线路中获得基极电流。并且用于自激振荡驱动的共振电路(自激振荡驱动电路)连接在开关元件Q1的基极与地之间，并且，由包括基极电流限制电阻RB、共振电容器CB、和驱动线圈NB的串联电路构成。在利用户起动电流起动之后，利用从自激振荡驱动电路施加到开关元件Q1的基极的驱动电流进行开关，驱动开关元件Q1。
箝位二极管DD被置在开关元件Q1的基极与平滑电容器Ci的负电极(初级侧的地)之间，并且形成在开关元件Q1断开时让阻尼电流流过的路径。开关元件Q1的集电极与绝缘转换器变压器PIT的初级线圈N1的一端相连接，开关元件Q1的发射极接地。因此，开关元件Q1的开关输出传输到初级线圈N1。
并联共振电容器Cr并联在开关元件Q1的集电极和发射极之间。根据并联共振电容器Cr的电容和绝缘转换器变压器PIT的初级线圈N1的漏电感L1，并联共振电容器Cr形成对开关元件Q1进行电压共振开关的初级侧并联共振电路。尽管在这里省略了详细描述，但是，当开关元件Q1断开时，通过并联共振电路使共振电容器Cr两端的电压Vcr实际表现出正弦波形的脉冲波的作用，获得电压共振操作。
如图1所示的正交控制变压器PRT是包括检测线圈ND、驱动线圈NB、和控制线圈NC的饱和电抗器。
如图2所示，正交控制变压器PRT含有3个三维铁芯200，每个三维铁芯200由通过在它的磁腿(magnetic leg)末端上相互链接2个双通道状铁芯201和202构成，每个双通道状铁芯具有4条磁腿。检测线圈ND和驱动线圈NB沿着相同绕制方向绕制在三维铁芯200的2条预定磁腿上，而控制线圈NC则沿着与检测线圈ND和驱动线圈NB绕制方向垂直的方向绕制。
在这种情况中，正交控制变压器PRT的检测线圈被串联地置在平滑电容器Ci的正电极与绝缘转换器变压器PIT的初级线圈N1之间，以便开关元件Q1的开关输出通过初级线圈N1传输到检测线圈ND。在正交控制变压器PRT中，驱动线圈NB由在检测线圈ND上获得的开关输出激发，以便在驱动线圈NB中生成交流电压。将交流电压作为驱动电压源输出到自激振荡驱动电路。
图1所示的控制电路1进行操作，响应于输入到其中的次级侧DC输出电压E01的电平，改变施加给控制线圈NC的控制电流(DC电流)的电平。请注意，控制电路1可以具有象，例如，上面参照图9所述的控制电路9的内部结构那样的内部结构。
当通过控制电路1的操作，响应于次级侧DC输出电压E01电平的改变，改变施加给控制线圈NC的控制电流(DC电流)的电平时，绕制在正交控制变压器PRT上的驱动线圈NB的电感LB也可控制地随之改变。因此，在包括驱动线圈NB的电感LB的、用于开关元件Q1的自激振荡驱动电路中，串联共振电路的共振条件发生改变。这就是如下面参照图5所述那样，改变开关元件Q1的开关频率的操作，并且这种操作起到使次级侧DC输出电压E01稳定化的作用。
电源电路100的绝缘转换器变压器PIT如图3所示。如图3所示，绝缘转换器变压器PIT包括由2个E状铁芯301和302构成的EE状铁芯300，2个E状铁芯301和302由铁氧体材料制成，并且组合在一起，以便它们的磁极彼此相反。利用其绕制部分对于初级线圈和次级线圈来说是***的***式(split)绕线管，把初级线圈N1和次级线圈N2(和另一个初级线圈N2A)彼此分开地绕制在EE状铁芯300的中央磁腿上。根据这个实施例，在E状铁芯301和302的中央磁腿之间不形成空隙。因此，建立起了获得所需饱和条件的松散耦合条件。耦合***k是，例如，k＝0.90。
此时，在绝缘转换器变压器PIT中，响应于传输到初级线圈N1的开关输出，在次级线圈N2中激发交流电压。
在电源电路100的绝缘转换器变压器PIT中，如图1所示，为次级线圈N2配备了一个抽头，并且整流二极管D01的阳极与次级线圈N2的抽头输出串联。整流二极管D01的阴极与平滑电容器C01的正电极相连接，平滑电容器C01的负电极接地。简而言之，整流二极管D01和平滑电容器C01形成半波整流电路，这个半波整流电路接收从次级线圈N2的抽头输出获得的交流电压，并且对该交流电压进行半波整流，以获得次级侧DC输出电压E01。把次级侧DC输出电压E01供应给负载(未示出)，并且作为检测电压输入到如上所述的控制电路1。
并且，整流二极管D02的阳极连接到次级线圈N2的线圈起始端，而整流二极管D02的阴极则连接到平滑电容器C02的正电极，从而形成由整流二极管D01和平滑电容器C01组成的半波整流电路。由整流二极管D01和平滑电容器C01组成的半波整流电路产生另一个次级侧DC输出电压E02，并且将其作为工作功率供应给控制电路1。
在图3所示的绝缘转换器变压器PIT中，取决于初级线圈N1和次级线圈N2的极性(绕制方向)与整流二极管D01和D02的连接之间的相互关系，初级线圈N1的电感L1与次级线圈N2的电感L2之间的互感M可以具有值+M(相加模式：正向***)或另一个值-M(相减模式：反向***)。
例如，在假设所述的部件具有图4A所示的连接结构的操作中，互感M是+M，但在假设所述的部件具有图4B所示的那样连接结构的另一种操作中，互感M是-M。在电路100中，初级线圈N1和次级线圈N2的极性表现为相加模式。
并且，在电源电路100中，为次级线圈N2配备了次级侧并联共振电容器C2。因此，并联共振电路由次级线圈N2的漏电感L2和次级侧并联共振电容器C2的电容构成。并联共振电路把在次级线圈N2中激发的交流电压转换成共振电压。于是，在次级侧110上进行电压共振操作。因此，电源电路100包括配备在初级侧105上进行电压共振型开关操作的并联共振电路，和配备在次级侧由次级线圈N2和并联共振电容器C2构成的另一种并联共振电路。请注意，在本说明书中，其结构对于初级侧和次级侧两者来说以这种方式包括共振电路的开关转换器被适当地称为“复合共振开关转换器”。
在以上述方式为次级线圈N2配备次级侧并联共振电容器C2的情况下，由于次级侧110上依赖于整流操作的功率通过次级侧并联共振电路的共振操作而增加，因此可以增加适合于电源电路的负载功率。例如，作为***次级侧并联共振电容器C2的结果，电源电路100可以处理1W至50W的负载功率。但是，在负载功率条件是1W或更小的情况下，譬如，当电源电路100用作备用电源时，不***次级侧并联共振电容器C2去调整负载功率。
图5A至5J是显示电源电路100的操作的波形图。更具体地说，图5A至5E显示了当负载功率处在最大负载功率(Pomax＝50W)并且AC输入电压VAC处在最小AC输入电压(VACmin＝80V)时，在电源电路100的不同部分上的工作波形，并且，图5F至5J显示了当负载功率处在最小负载功率(Pomim(＝0W))并且AC输入电压VAC处在最大AC输入电压(VACmax)时，在与图5A至5E的那些部分相同的部分上的工作波形。并且，图5B、5C、5D和5E中虚线指示的波形显示了省略掉次级侧并联共振电容器C2的操作。图5B、5C、5D和5E中实线指示的波形显示了连接上次级侧并联共振电容器C2的操作。
由于开关电源电路Q1进行开关操作，因此，出现在开关元件Q1的集电极与发射极之间的共振电压Vcr具有这样的波形，从图5A或5F可看出，它在开关元件Q1接通的时段TON期间表现为零电平，而在开关元件Q1断开的时段TOFF期间表现为正弦波形的脉冲。并且，正如通过图5A和5F所示的共振电压Vcr之间的比较所认识到的，通过如上所述的恒压控制操作，开关频率被控制成当负载功率处在最小负载功率(Pomim＝0W)并且AC输入电压VAC处在最大AC输入电压(VACmax＝288V)时的值大于负载功率处在最大负载功率(Pomax＝50W)并且AC输入电压VAC处在最小AC输入电压(VACmin＝80V)时的值。
据此，如图5B和5G所示，流入开关元件Q1的集电极的集电极电流Icp在时段TON期间表现为流入开关元件Q1的集电极的波形，而在时段TOFF期间表现为零电平。并且，流过初级线圈N1的开关输出电流具有基本上与开关频率相对应的交变电流的形式，并且通过初级侧并联共振电路的作用，具有近似正弦波的波形。
正如上面参照图4所述的，电源电路100的次级侧110的整流操作是相加模式(正向***)。如图5E和5J所示，它被显示成使整流二极管D01和D02导通和整流电流I2基本上与开关元件Q1接通的时段TON相对应地流动的操作。同时，在次级侧并联共振电路中生成的次级侧并联共振电压V2表现为这样的波形，致使当整流二极管D01和D02未导通(断开)时，它是负正弦波，而当整流二极管D01和D02导通(接通)时，它被箝位在极性为正的DC输出电压E0(E01或E02)的电平上。
请注意，在没有***并联共振电容器C2的情况下，当负载功率处在最大负载功率(Pomax＝50W)并且AC输入电压VAC处在最小AC输入电压(VACmin＝80V)时，开关工作波形(Icp、I1、V2和I2)按照图5B至5E的虚线波形所示的那样变化。
从上面的描述中可以认识到，电源电路100被构造成复合共振开关转换器，它包括配备在初级侧105上的电压共振转换器(并联共振电路)和配备在初级侧110上的并联共振电路和半波整流电路。
图6显示了电源电路100中开关频率fs与次级侧DC输出电压E0(E01)之间的相互关系。在图6中，横轴表示开关频率，和纵轴表示次级侧DC输出电压E0的电平。
从实线所示的共振曲线可以看出，在电源电路100的情况下，例如，为了使次级侧DC输出电压E0抗负载的变化或AC输入电压VAC的变化，稳定在所需电平(例如，近似5V)上，把开关频率fs控制在从100KHz到200KHz的范围(即，100KHz的范围)内。
相比之下，例如，在使用电源电路700的情况下，为了把次级侧DC输出电压E01转换成恒定电压，如上所述，开关频率fs应该被控制在，例如，从25KHz到250KHz的范围(即，225KHz的范围)内。
现在描述对于电源电路100来说开关频率fs的控制范围变窄的原因。
在电源电路100中，通过操作由如上所述的控制电路1和正交控制变压器PRT组成的恒压控制电路***，可控制地改变开关元件Q1的开关频率，提供了恒压控制作用。这种操作也被显示在图5A至5J中。例如，从图5A和5B与图5F和5G的波形(Vcp和Icp)之间的比较中可以认识到，为了改变开关频率，电源电路100可控制地改变开关元件Q1接通的时段TON，同时保持开关元件Q1断开的时段TOFF固定。换言之，可以认为，作为电源电路100的恒压控制操作，电源电路100进行操作，可控制地改变开关频率，实现开关输出的共振阻抗控制，并且，在开关时段内同时进行开关元件Q1的连续角控制(PWM控制)。这种复合控制操作是由单个控制电路***实现的。
实际上，当与图5F和5G所示的工作波形相对应的Pomin＝0和VAC＝288V时，时段TON与当与图5A和5B所示的工作波形相对应的Pomax＝50和VAC＝80V时的时段TON相比，随着开关频率缩短了。因此，从电流I1从图5C的样子到图5H的样子的过渡可以看出，从平滑电容器Ci流入电压共振转换器的电流I1的电流量也受到限制。因此，控制灵敏度提高了。
并且，在图6中，显示了关于开关频率fs的、初级侧并联共振电路的并联共振频率fo1和次级侧并联共振电路的并联共振频率fo2。这里，例如，如图6所示，如果选择电感和电容，以便并联共振频率fo1和并联共振频率fo2可以在80KHz上或附近彼此相等，那么，通过如上所述的开关频率控制操作(恒压控制操作)实现了同时控制两个并联共振电路的共振阻抗，以便可控制地改变次级侧输出电压的操作。这种操作也显著地提高了控制灵敏度。
通过以如上所述的方式提高控制灵敏度，利用电源电路100扩大了基本控制范围。因此，与电源电路700和900中的开关频率相比，可以使开关频率的变化宽度变窄。
因为电压共振转换器的初级侧上并联共振电路的阻抗影响到DC输入电压(整流平滑电压)Ei，所以生成在时段TOFF内的、如图5A或5F所示的、作为共振电压Vcr获得的脉冲。共振电压Vcr的脉冲的电平Lvcr由下面的式子来表达：
           Lvcr＝Ei{1+(π/2)(TON/TOFF)}    ……(1)此处，Ei是整流平滑电压电平，TOFF和TON分别是在开关元件Q1的一个开关周期内断开时段和接通时段的时间长度。
在这里假设，当供应商用AC电源时，电源电路100可与AC 100V和AC 200V一起共同使用。在使用AC 100V(VAC＝80V)的情况下，DC输入电压(整流平滑电压)Ei是110V，并且，在使用AC 200V(VAC＝288V)的情况下，DC输入电压(整流平滑电压)Ei是400V。因此，AC 200V的DC输入电压(整流平滑电压)Ei在大约是AC 100V的DC输入电压(整流平滑电压)Ei的范围的3.6倍的范围内变化。
如上所述，通过可控制地改变开关元件Q1接通的时段TON，同时保持开关元件Q1断开的时段TOFF固定，电源电路100的恒压控制改变开关频率。换言之，电源电路是这样操作的，随着DC输入电压(整流平滑电压)Ei不断增加，它相应地使时段TON缩短。
如果使这种操作与上面给出的表达式(1)相对应，那么，即使AC 200V的DC输入电压Ei具有AC 100V的DC输入电压Ei变化宽度的3.6倍的变化宽度，共振电压Vcr的电平Lvcr也不随着整流平滑电压Ei的升高而成比例地增加，但是上升比受到了抑制。实际上，从图5A和5F可以看出，当AC输入电压VAC从VAC＝80V改变到VAC＝288V(即，整流平滑电压Ei的变化)时，共振电压Vcr的电平Lvcr从Lvcr＝550Vp改变到Lvcr＝715Vp。因此，电平Lvcr的上升比被抑制到大约1.3倍。因此，对于施加了共振电压Vcr的脉冲的开关元件Q1和并联共振电容器Cr，可以有选择地使用具有可以抵抗，例如，900V的抗压特性的器件。因此，廉价的器件可以被选来用作开关元件Q1和并联共振电容器Cr。尤其对于作为双极晶体管的开关元件Q1，可以有选择地使用在饱和电压VCE(SAT)、存储时段tSTG、下降时间tf、电流放大因子hFE等方面具有更好特性的器件。
并且，如果同一种导线材料用于配备在电源电路100中的正交控制变压器PRT的控制线圈NC、检测线圈ND、和驱动线圈NB，那么，简化了各部分的管理和生产过程，并且提高了生产效率。
此外，由于电源电路100包括了次级侧并联共振电路，因此，即使负载发生了短路，也可以通过次级侧并联共振电路的并联共振操作，获得在其中生成次级侧并联共振电压V2的状态。
因此，尽管次级侧DC输出电压E01从，例如，可以在正常操作期间出现的15V下降到10V，但是仍然可以维持次级侧输出电压E01对控制电路1的供应。因此，电源电路100被构造成，一旦负载发生短路，就短路控制电路1中涉及误差放大的IC，以便维持供应给正交控制变压器PRT的控制线圈NC的DC电流，以防止开关频率下降。结果是，初级侧串联共振电流I1和流入开关元件Q1的集电极的集电极电流Icp的增加受到抑制，因此，防止了开关元件Q1的热致击穿。
简而言之，电源电路100在其中含有负载短路防止功能，并且即使负载发生了短路，也可以继续它的稳定开关操作。因此，电源电路100消除了对诸如IC熔丝式保险丝之类的保护部分的需要。
在测试电源电路100性能的实验中，当负载功率Po是Pomax＝50W并且AC输入电压VAC是VAC＝100V时，获得大约90％的电能转换效率。当负载功率Po是Pomin＝10W并且AC输入电压VAC是VAC＝240V时，获得大约80％的电能转换效率。因此，实验表明，电源电路100的电能转换效率，尤其在负载功率处在最小负载功率的情况下，在交流电源电路上表现为大约20％的提高。
虽然电源电路100被构造成在初级侧105上配备了自激电压共振转换器，但是，可以对其进行修改，例如，以IC(集成电路)的形式把振荡驱动电路包括正来，取代自激振荡驱动电路，以便由振荡驱动电路来驱动电压共振转换器的开关元件。
在这种情况中，作为恒压控制，振荡驱动电路生成的驱动信号波形随着次级侧输出电压电平E01可控制地变化着。在这种控制中，可以生成驱动信号波形，使得开关元件断开的时段TOFF是固定的，而开关元件接通的时段TON则随次级侧输出电压电平E01的上升而缩短。通过刚才所述的控制，电源电路100与上面参照图5A至5J所述相似地进行操作。应该注意到，在采用如刚才所述那样的独立激发结构的情况下，省略了正交控制变压器PRT。
并且，在采用上述独立激发结构的情况下，可以采用以达林顿连接方式连接两个双极晶体管(BJT)的达林顿电路，来取代单个双极晶体管(BJT)作为开关元件Q1。此外，也可以使用MOSFET(MOS场效应晶体管；金属氧化物薄膜半导体)、IGBT(insulated gate bipolar transistor，绝缘选通双极晶体管)或SIT(electrostatic induction thyristor，静电感应闸流管)，来取代单个双极晶体管(BJT)。在达林顿电路或上述器件之一用作开关元件Q1的情况下，可以达到更高的效率。
在这些器件的任何一种用作开关元件Q1的情况下，尽管未示出，但是，应该修改用于开关元件Q1的驱动电路的结构，以便满足要取代BJT实际采用的器件的特性。例如，如果MOSFET用作开关元件Q1，那么用于开关元件Q1的驱动电路可以被构造成以独立激发方式驱动开关元件Q1。
因此，可以看出，在前面描述中使其清楚明白了的那些目的当中，在上面列出的那些目的可以有效地得以实现，并且，由于可以对所述的结构作某些改变，而不偏离本发明的精神和范围，因此，应当明白，包含在上述之中的和显示在附图之中的所有内容将被视为示范性的，而非限制性的。
还应该明白，本申请的权利要求书意在涵盖在本文所述的本发明的所有一般的和具体的特征，以及在措辞上可以被认为落在其中的本发明范围的所有陈述。
                        工业可应用性
如上所述，根据本发明的开关电源电路包括绝缘转换器变压器，它由无空隙的铁芯和绕制在铁芯上的初级线圈和次级线圈构成，初级线圈和次级线圈被绕制在铁芯上使得它们之间的互感表现为相加模式。半波整流电路配备在电路的次级侧，并且以相加模式进行整流操作，以便获得次级侧DC输出电压。在使次级侧输出电压稳定化的恒压控制电路中，开关元件的开关频率随次级侧输出电压电平而改变，以便复合地控制初级侧并联共振电路的共振阻抗和开关元件的连续角。因此，可以提供体小、质轻、和电能转换效率高的开关电源电路。

Claims (9)

1.一种开关电源电路，包括：
平滑整流器，用于接收AC电源，生成和输出其电平等于该AC电源的电平的整流平滑DC输入电压；
绝缘转换器变压器，含有用于获得预定耦合效率的无空隙铁芯、和绕制在所述铁芯上使其具有的极性能使得提供相加操作模式的初级线圈和次级线圈；
开关电路，用于接通和断开DC输入电压和把开关电压输出到所述绝缘转换器变压器的所述初级线圈，从而在所述绝缘转换器变压器的所述次级线圈上建立起交流电压；
初级侧并联共振电路，由所述绝缘转换器变压器的所述初级线圈的漏电感成分和以电压共振型操作方式操作所述开关元件的并联共振电容器的电容构成；
DC输出电压电路，用于接收在所述绝缘转换器变压器的所述次级线圈上的交流电压，和对该交流电压进行半波整流操作，以生成其电平基本上等于DC输入电压的电平的次级侧DC输出电压；和
恒压控制电路，用于使所述开关元件的开关频率随次级侧DC输出电压的电平而改变，以控制所述初级侧并联共振电路的共振阻抗和改变所述开关电路的连续角，以便进行次级侧DC输出电压的恒压控制。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括次级侧并联共振电容器，与所述绝缘转换器变压器的所述次级线圈并联，以便次级侧并联共振电路由所述绝缘转换器变压器的所述次级线圈的漏电感成分和所述次级侧并联共振电容器的电容构成，以便满足比预定电平高的负载功率条件。
3.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，
所述恒压控制电路包括作为饱和电抗器的正交控制变压器，含有与所述绝缘转换器变压器的所述初级线圈串联的检测线圈和驱动线圈、以及其绕制方向与所述检测线圈和所述驱动线圈的绕制方向垂直的控制线圈；并且，通过响应次级侧DC输出电压的电平改变到所述控制线圈的控制电流，以便改变所述驱动线圈的电磁感应，可控制地改变开关频率，
所述开关电路包括由至少是所述驱动线圈和共振电容器串联构成的串联共振电路，和
所述开关电源电路还包括自激振荡驱动电路，用于响应所述串联共振电路，以自激方式驱动所述开关电路。
4.根据权利要求3所述的开关电源电路，其中，所述检测线圈和所述驱动线圈由与用于所述控制线圈相同类型的材料构成。
5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述开关电路包括以独立激发方式驱动所述开关电路的独立激发驱动电路，并且，所述恒压控制电路响应次级侧DC输出电压的电平，可控制地改变所述开关电路的接通时段，同时保持所述开关电路的断开时段固定，以便可控制地改变开关频率。
6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述开关电路包括达林顿电路，所述达林顿电路包括双极晶体管。
7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述开关电路包括MOS场效应晶体管。
8.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述开关电路包括绝缘选通双极晶体管。
9.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述开关电路包括静电感应闸流管。
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