在以下的详细说明中,仅对发明人提出的实施本发明的最佳模式的说明,只表示和说明本发明的优选实施例。将会认识到,在不脱离本发明的情况下,本发明能在各个明显的方面加以改进。因此,实质上附图和说明书是为了说明,而不是限制发明。
LCD包括:传输扫描信号的多个选通线,十字交叉选通线并传输图像数据的多个数据线;和多个像素,其由选通线和数据线确定的区域构成,并经选通线和数据线相互连接;和开关元件。
LCD的每个像素作为介电体可以按照有液晶的电容器模型化,即,液晶电容器,图1表示LCD的像素的等效电路图。
如图所示,LCD像素包括TFT 10,TFT 10有连接到数据线Dm的源极,和连接到选通线Sn的栅极;连接在TFT 10的漏极与公用电压Vcom之间的液晶电容器C1;和连接到TFT 10的漏极的存储电容器Cst。
选通ON(导通)信号供到选通线Sn时,TFT 10导通,供到数据线的数据电压Vd经TFT 10提供到每个像素电极(没表示)。之后,相应于供给像素电极的像素电压Vp与公用电压Vcom之间的差的电场提供到液晶(图1所示的液晶电容器),因此,相应于电场强度的透射光透入过TFT。这时,像素电压Vp保持一个帧周期。按辅助方式利用存储电容器Cst,以保持提供到像素电极的像素电压Vp。
由于液晶有各向异性的介电常数,介电常数与液晶的方向有关。即,液晶的方向随提供到液晶上的电压改变时,介电常数也改变,并因此,液晶电容器的容量也变化。当TFT导通时,液晶电容器充电后,TFT截止。若液晶容量改变,在液晶处的像素电压Vp也改变,因为Q=CV。
关于常白型扭曲向列(TN)LCD的实例,当向像素提供的电压为0时,液晶电容量C(0V)变成ε⊥A/d,式中ε⊥是当液晶分子按平行于LCD基板的方向排列时,即,液晶分子按垂直于光的方向排列时的介电常数,“A”表示LCD基板的面积,“d”是基板之间的距离。若实现全黑的电压设定为5V,当5V电压提供到液晶时,液晶按垂直于基板的方向排列,因而,液晶电容量C(5V)变成ε//A/d。由于在液晶利用在TN型中的情况下的ε//-ε⊥>0,所以,提供到液晶上的像素电压越大,液晶电容量越大。
要使第n帧全黑的TFT必须的充电的电量是C(5V)×5V。但是,假设第(n-1)帧是全白(Vn-1=0V),由于在TFT导通的周期中液晶不再响应,因此,液晶电容量变成C(0V)。因此,甚至当第n帧5V将数据电压Vd供给像素时,供给像素的实际电荷量变成C(0V)×5V,由于C(0V)<C(5V),实际上提供到液晶的像素电压低于5V,例如是3.5V,因此,不实现全黑。因此,当第(n+1)帧加5V数据电压Vd则会实现全黑,供给液晶的电荷量变成C(3.5V)×5V,因此,供给液晶的电压Vp在3.5V至5V的范围内。重复上述的过程之后,几帧之后像素电压Vp达到所需的电压。
现在利用灰度级描述上述的说明。当供给像素的信号(像素电压)从较浅的灰度变成更深的灰度(或从更深的灰度变成较浅的灰度)时,由于先前帧的灰度影响当前帧的灰度,因此,在几帧之后当前帧的灰度达到所需的灰度。按同样的方式,由于当前帧的像素的介电常数受先前帧的像素的介电常数的影响,因此,几帧之后当前帧的像素的介电常数达到所需的值。
如果第(n-1)帧全黑,即,像素电压Vp是5V,第n帧供给5V数据电压,以实现全黑,由于液晶电容量是C(5V),因此,向像素充电的电荷量相应于C(5V)×5V,因此,液晶的像素电压变成5V。
因此,利用供给当前帧的数据电压以及先前帧的像素电压Vp确定实际供给液晶的像素电压Vp。
图2表示利用现有驱动方法供给的数据电压和像素电压。
如图所示,将相应于目标像素电压Vw的数据电压Vd通常供给每帧,而与先前帧的像素电压Vp无关。因此,由于如上所述的液晶电容量,供给液晶的实际像素电压Vp小于或大于目标像素电压相应于先前帧的像素电压。因此,在几帧之后像素电压Vp达到目标像素电压。
图3表示按现有驱动方法所述的LCD的透射。
如图所示,由于实际像素电压变成小于目标像素电压,即使当液晶响应时间在单帧之内时,几帧之后介电常数达到目标介电常数。
本发明的优选实施例中,当前帧的图像信号Sn与先前帧的图像信号Sn-1比较,以产生修改信号Sn',并把修改信号Sn'提供到每个像素。图像信号表示在模拟驱动方法情况下的数据电压。但是,由于在数字式的驱动方法中利用二进制灰度编码控制数据电压,因此,通过修改灰度信号来进行对提供到像素上的电压的实际修改。
首先,若当前帧的图像信号(灰度信号或数据信号)与先前帧的图像信号相同,则不进行修改。
其次,若当前帧的灰度信号(或数据电压)高于先前帧的灰度信号(或数据电压),则输出高于当前帧的灰度信号(数据电压)的修改灰度信号(数据电压),若当前帧的灰度信号(或数据电压)小于先前帧的灰度信号(或数据电压),则输出小于当前帧的灰度信号(数据电压)的修改灰度信号(数据电压)。这时,修改程度与当前帧灰度信号(数据电压)和先前帧灰度信号(数据电压)之间的差成正比。
以下将说明按优选实施例的数据电压的修改方法。
图4表示电压与LCD的介电常数之间的关系模型。
如图所示,水平轴表示像素电压,垂直轴表示在预定像素电压V的介电常数ε(V)与液晶按平行基板排列的时刻,即,当液晶按垂直于光的方向排列的时刻的介电常数ε⊥之间的比。
ε(V)/ε⊥的最大值,即ε///ε⊥的最大值假设是3,Vth是1V,Vmax是4V。这里Vth和Vmax分别表示全白和全黑(或反之)的像素电压。
当存储电容器的容量(以下其叫做存储电容量)设定为与液晶电容的平均值<Cst>相并行,LCD基板的面积和基板之间的距离分别设为“A”和“d”,存储电容量Cst可利用等式(1)表示。
等式1:
Cst=<C1>=(1/3)·(ε///+2ε⊥)·(A/d)=(5/3)·(ε⊥·A/d)=(5/3)·C0
式中,Co=ε⊥·A/d。
参照图4,ε(V)/ε⊥可利用等式2表示。
等式2:
ε(V)/ε⊥=(1/3)·(2V+1)
由于LCD的总电容量C(V)是液晶电容量和存储电容量之和,由等式(1)和(2),电容量C(V)可利用等式3表示。
等式3:
C(V)=C1+Cst=ε(V)·(A/d)+(5/3)·C0=(1/3)·(2V+1)·C0+(5/3)·C0=(2/3)·(V+3)·C0
由于保存了提供到象素的电荷Q,因此建立了等式4。
等式4:
Q=C(Vn-1)·Vn=C(Vf)·Vf
式中Vn是要提供到当前帧的数据电压(或反向驱动方法的数据电压的绝对值),C(Vn-1)是相应于先前帧(即第(n-1)帧)的像素电压的电容量,C(Vf)是相应于当前帧(即第n帧)的像素的实际电压Vf的电容量。
从等式3和4导出等式5。
等式5:
C(Vn-1)·Vn=C(Vf)·Vf=(1/3)·(Vn-1+3)·Vn=(2/3)·(Vf+3)·Vf
因此,实际像素电压Vf可利用等式6表示。
等式6:
正如等式6所清楚地表示的,实际像素电压Vf由提供到当前帧的数据电压Vn和提供到先前帧的像素电压Vn-1确定。
为了使像素电压达到在第n帧处的目标电压Vn,假设所加的数据电压设为Vn',从等式5,可把数据电压Vn'表示成等式7。
等式7:
(Vn-1+3)·Vn'=(Vn+3)·Vn
因此,数据电压Vn'可利用等式8表示。
等式8:
如上所述,当通过考虑当前帧的目标像素电压Vn和先前帧的像素电压Vn-1,利用等式8获得供到数据电压Vn'时,像素电压能直接达到目标像素电压Vn。
从图4和几个假设导出等式8,加到总LCD的数据电压Vn'可利用等式9表示。
等式9:
|Vn'=|Vn|+f(|Vn|-|Vn-1|)
式中函数f由LCD的特性决定。函数f有以下特性。
即,当|Vn|=|Vn-1|时,f=0;当|Vn|>|Vn-1|时,f>0,当|Vn|<|Vn-1|时,f<0。
以下说明按本发明第一优选实施例的数据电压的供给方法。
图5表示数据电压的供给方法。
如第一优选实施例所示,供给通对考虑当前帧的目标像素电压和先前帧的像素电压(数据电压)修正过的数据电压Vn',像素电压Vp达到目标电压。即,在当前帧的目标电压与先前帧的像素电压不同的情况下,提供比当前帧的目标电压高(或低)的电压作为修正数据电压,以达到在第单帧的目标电压电平,此后,供给目标电压作为后续帧的数据电压。因此,能提高液晶的响应速度。
此时,通对考虑先前帧像素电压确定的液晶电容量确定该修改数据电压(电荷)。即,通对考虑先前帧的像素电压电平供给电荷Q,以便直接达到在第单帧的目标电压。
图6表示按本发明第一优选实施例供到数据电压的情况下所述的LCD的介电常数。如图所示,由于按第一优选实施例供给修改数据电压,介电常数直接达到目标介电常数。
第二优选实施例中,向像素电压提供稍大于目标电压的修改电压Vn'。如图7所示,在液晶响应时间的一半之前,介电常数变得小于目标介电常数,此后,与目标值相比,介电常数变成过度补偿,因此,平均介电常数变成等于目标介电常数。
现在说明按本发明优选实施例所述的LCD。
图8表示按本发明优选实施例所述的LCD。按优选实施例所述的LCD利用数字式驱动方法。
如图所示,LCD包括LCD平板100,选通驱动器200,数据驱动器300和数据灰度信号修改装置400。
在LCD平板100上形成用于传输选通ON信号的多个选通线S1,S2……,Sn,和用于传输修改数据电压的多个数据线D1,D2…,Dn。选通线和数据线包围的面积构成像素,像素包括TFT 10,TFT 10有连接到选通线的栅极,连接到数据线的源极,连接到TFT 110的漏电极的像素电容器C1和存储电容器Cst。
选通驱动器200把选通ON(导通)电压顺序供到选通线,以便使栅极连接到提供了选通ON电压的选通线的TFT导通。
数据灰度信号修改装置400接收来自数据灰度信号源(例如,图形信号控制器)的n-位数据灰度信号Gn,并通过考虑当前帧和先前帧的m-位数据灰度信号,输出m-位修改数据灰度信号Gn'。此时,数据灰度信号修改装置400可以是单独存在的装置,也可以集成到图形卡或LCD模块中。
数据驱动器300把从数据灰度信号修改装置400收到的修改灰度信号Gn'变换成相应的灰度电压(数据电压)以将其供到数据线。
图9表示图8所示的数据灰度信号修改装置400的详细方框图。
如图所示,数据灰度信号修改装置400包括:组合器410,帧存储装置420,控制器430,数据灰度信号的变换器440和分频器450。组合器410接收来自数据灰度信号源的灰度信号,并把数据流的频率转换成能利用数据灰度信号修改装置400处理的速度。例如,从数据灰度信号源发送出利用65MHz频率同步的24-位数据,因此,数据灰度信号修改装置400的元件处理速度限制在50MHz之内,组合器410把24-位灰度信号逐2个地组合成48-位灰度信号Gm之后,将其传输到帧存储装置420。
按照控制器430的控制过程,组合的灰度信号Gm把储存在预定地址中的前灰度信号Gm-1输出到数据信号变换器440,并把组合器410发送的灰度信号Gm连续存储在上述地址中。数据灰度信号变换器440接收组合器输出的当前帧灰度信号Gm和帧存储装置420输出的先前帧灰度信号Gm-1,和通过处理当前帧和先前帧的灰度信号,产生修改的灰度信号Gm'。
分频器450分频由数据灰度信号变换器440输出的48-位修改数据灰度信号Gm',并输出24-位修改灰度信号Gn'。
本发明的优选实施例中,由于与数据灰度信号同步的时钟频率与访问帧存储装置420的频率不同,所以,需要组合器410和分频器450,但是,在同步于数据灰度信号的时钟频率和访问帧存储装置420的频率相同的情况下,不需要组合器426和分频器450。
能满足上述等式9的任何数字电路均能制成为数据灰度信号变换器440。
此外,在制成了查询表并存入只读存储器(ROM)中的情况下,可通过访问查询表来修改灰度信号。
由于修改灰度电压Vn'和先前帧的数据电压Vn-1与先前帧的电压Vn之间电压差不只成正比,因此,还与它们各自的绝对值有关,与计算过程相比,查询表的结构配置使电路更容易。
为了修改按本发明优选实施例的数据电压,必须利用比实际利用的灰度范围宽的动态范围。在模拟电路中,利用高压集成电路能解决该问题,但在数字电路中,对灰度数量有限制。例如在6-位灰度情况下,64灰度级的一部分没指定用于表示实际的灰度,但可指定用于修改电压。即灰度级的一部分应指定用于电压的修改,因此,减小了要表示的灰度数。
为防止灰度数减小,可引入截顶(truncation)概念。例如,假设当在1V至4V的电压下激励液晶,并考虑该修改电压时,则所需要的电压是0V至8V。这时为了进行全修改,当把0V至8V的电压分成64级时,可实际表示的灰度数最多约为30。因此,在电压范围变成1V至4V和修改电压Vn'变成大于4V时,如果把全部修改电压截短至4V,则灰度数能减小。
图10表示了查询表的结构,该表中引入了该本发明的优选实施例的截顶概念。
本发明的优选实施例中,介绍的是LCD利用数字式方法驱动,但本发明也可用于利用模拟方法驱动所述的LCD。
这种情况下,需要其功能相应于图8所示的数据灰度信号修改装置的数据灰度信号修改装置。利用能满足等式9的模拟电路能实现该数据灰度信号修改装置。
如上所述,当数据电压修改时像素电压达到目标电压电平,修改的数据电压供给像素。因此,不需要改变TFT-LCD板的结构,并能提高液晶的响应速度。
图11表示按本发明第二优选实施例的数据灰度信号修改装置400的详细方框图。
如图所示,数据灰度信号修改装置400包括:帧存储装置460,控制器470,和数据灰度信号变换器480,并接收来自数据灰度信号源的分别表示红(R)、绿(G)、和蓝(B)的n-位灰度信号。因此,发送到数据灰度信号变换器480的灰度信号的总位数变成了(3×n)位。这里,本领域的技术人员可以把来自数据灰度信号源的(3×n)位灰度信号并行供到数据灰度信号修改装置480,或者,把各个n-位R、G和B灰度信号顺序供到数据灰度信号修改装置480。
参照图11,帧存储装置460固定要修改的灰度信号的位。帧存储装置460接收来自数据灰度信号源的n-位R、G和B灰度信号中的m位,并将其存储在相应于R、G和B的预定地址中,在单帧延迟后将其输到数据灰度信号变换器480。即,帧存储装置460接收当前帧的m-位灰度信号Gn,并输出先前帧的m-位灰度信号Gn-1。
数据灰度信号变换器480接收(n-m)位没经修改的当前帧灰度信号Gn、用于修改的接收到的当前帧m位灰度信号和被帧存储装置460延迟过的先前帧的m-位灰度信号Gn-1,并通过考虑当前帧和先前帧的m位产生修改灰度信号Gn'。
现在将参考图12对以上内容进一步说明。
图12概念性地表示按本发明第一优选实施例的数据灰度信号修改装置的操作。假设来自数据灰度信号源的发送到数据灰度信号修改装置400的R、G和B灰度信号分别是8-位信号。
发送到数字灰度信号修改装置400的8位灰度信号中从LSB开始的两位(当前帧的位数)不修改,它们输入数据灰度信号变换器480。剩余的当前帧的6位输到数据灰度信号变换器480用于修改,并并行存入帧存储装置460的预定地址中。
这里,由于帧存储装置460存储在单个帧周期内的当前帧的位并将其输出,因此,先前帧的6-位灰度信号输入到数据灰度信号变换器480。
数据灰度信号变换器480接收当前帧的6-位灰度信号和先前帧的6位R灰度信号,并通过考虑先前帧和当前帧的6-位R灰度信号产生修改灰度信号,并将产生的6-位灰度信号和当前帧的2-位LSB灰度信号相加,并输出最终的修改8-位灰度信号Gn'。
按与R灰度信号相同的方式,通过考虑当前帧和先前帧的6-位灰度信号,数据灰度信号变换器480输出修改的8-位G和B灰度信号。数据驱动器把8-位修改的灰度信号转变成相应的电压并提供到数据线上。
这里,6-位R、G和B灰度信号储存在帧存储装置460的所建立的地址中。本领域的技术人员可利用信号帧存储装置460指定用于转换R、G和B的地址,或者,利用分别用于对应R、G和B的3帧存储装置作为单帧。
通过参照图12说明,当8-位灰度信号从数据灰度信号源输入时,在SXGA(1280×1024)的情况下,先前帧存储装置存储8-位R、G和B灰度信号,因此,至少需要30Mb存储器,但是,按本发明优选实施例的帧存储装置460只存储6-位灰度信号。因此,减少了所需的存储器容量。
这里,与现有技术相比,帧存储装置460中存储的灰度信号的总位数变得越来越小,所需的存储容量变得越来越小。
现在将说明按本发明第二优选实施例的数据灰度信号修改装置。
图13概念地表示按本发明第二优选实施例的数据灰度信号修改装置的操作。为了容易理解,利用一个帧存储装置和一个数据灰度信号变换器设计数据灰度信号修改装置。因此,帧存储装置和数据灰度信号变换器的数量可根据LCD板的级别和灰度信号的位数和设计者的意图而改变。例如,构成帧存储装置和数据灰度信号变换器的3个存储器能用于处理R、G和B。
本领域的技术人员可通过利用用于处理相应于各个R、G和B灰度信号的读和写过程的第一和第二存储器构成帧存储装置,以提高处理速度。
即,当灰度信号顺序输入帧存储装置时,奇数灰度信号存储进第一存储器中,偶数灰度信号储存在第二存储器中,当奇数灰度信号存储在第一存储器中时,第二存储器读第一存储器,当偶数灰度信号存储在第二存储器中时,第一存储器读第二存储器,因此,以在较短的时间内能对帧存储装置写/读数据。
参照图13,数据灰度信号修改装置400的结构与第一优选实施例的数据灰度信号修改装置相同。但是,按第二优选实施例的数据灰度信号修改装置400与按第一优选实施例的数据灰度信号修改装置不同是,与输入的灰度信号的位数相比,按第二优选实施例的数据灰度信号修改装置400减小了输出灰度信号的位数。现在说明数据灰度信号修改装置400的操作。
当数据灰度信号源供给8位R、G和B灰度信号时,不修改8-位R灰度信号中的下3位,并通过图中的虚线,当前帧的剩余的5-位输入到数据灰度信号变换器480和帧存储装置460。
当前帧的5-位R灰度信号输入到帧存储装置460并存储在预定的地址中,之后,在下单帧输出。先前帧的5-位R灰度信号输出到数据灰度信号变换器480。之后,数据灰度信号变换器480接收当前帧和先前帧Gn和Gn-1的5位灰度信号,并产生与当前帧的先前帧的灰度信号之差成正比的修改灰度信号Gn',并将其输出。此时,修改的R灰度信号Gn'是修改的5位和没修改的3位相加而得到的8位信号。
8位G灰度信号的2位经虚线通过,剩余的6位灰度信号Gn输入到数据灰度信号变换器480和帧存储装置460。这里,帧存储装置460把当前帧的6-位G灰度信号存入预定地址,并输出先前帧Gn-1的6-位G灰度信号。因此,数据灰度信号变换器480利用当前帧和先前帧的6-位G灰度信号输出修改的灰度信号Gn'。此时,修改的6位和没修改的2位相加得到修改的G灰度信号Gn'。
最后,8位B灰度信号中的3位经虚线通过,剩余的5位灰度信号Gn输入到数据灰度信号变换器480和帧存储装置460。这里,帧存储装置460把当前帧的5位G灰度信号存入预定的地址中,并输出先前帧Gn-1的5位G灰度信号。因此,数据灰度信号变换器480利用当前帧和先前帧的5位G灰度信号输出修改的灰度信号Gn'。此时,修改的G灰度信号Gn'是修改的5位和没修改的5位相加得到的8位。
如上所述,8位R、G和B灰度信号中通过的位最好从LSB开始,本领域的技术人员能改变通过的位数。因此,本领域的技术人员能改变帧存储装置的容量和数量和修改数据灰度信号变换器。
能满足等式9的数字电路能制成按优选实施例的数据灰度信号变换器480,或构成查询表,之后,存入只读存储器(ROM)中并访问以便修改灰度信号。由于修改的数据电压Vn'不仅与先前帧和当前帧的数据电压Vn-1和Vn之间的差成正比,因此,还与数据电压的绝对值有关,查询表使电路结构比计算简单。
参照图12和13,说明LCD板是SXGA(1280×1024)型和提供8位灰度信号情况下的实例。
通常,这种情况下,帧存储装置要求至少是30Mb,当控制器470输出控制信号中的每个时钟信号处理两个R、G和B像素时,数据灰度信号变换器要求512kb×6,每个时钟信号处理一个R、G和B像素时,数据灰度信号变换器要求512kb×3。
详细说,每个时钟信号处理两个像素的情况下,数据灰度信号修改装置400接收48位信号。由于存储器的总线大小按×4,×8,×16和×32构成,利用3个16位宽的存储器构成48位总线。
但是,在优选实施例中由于n位中从LSB至i(i=1、2、…、n-1)的位修改,剩余的部分不修改,因此,可减小帧存储装置和数据灰度信号变换器的容量。
例如,当n=8,i=2时,由于6MSB要修改,剩余的两位不要修改,帧存储装置只需要1284×1024×6位=22.5Mb的容量,由于数据灰度信号变换器可利用6位代替8位灰度信号存储器(512kb),在每个时钟信号处理一个像素时,尺寸可大大减小到24kb,在每个时钟信号处理两个像素时,可减小到6×24kb。
优选实施例中,由于人们的眼睛对运动图像的敏感度不如对静图形的敏感度高,在灰度信号修改中可省去许多修改位,并因此希望省去在肉眼不能分辨运动图像的灰度信号的变化的范围内的修改位数。
由于人们的眼睛对R、G和B的敏感度不同,希望不同地省去有关相应的颜色的灰度信号的修改位。即,由于人们的眼睛对绿色最敏感,对蓝色最不敏感,希望修改位“i”的数量按G,R,B的顺序。
按本发明,修改数据电压,并把修改的数据电压供给像素,因此,像素电压达到目标电压电平。因此,能提高液晶的响应速度而不改变TFT-LCD板的结构。
因此,由于只利用n-位灰度信号中的“m”位,因此,能减小修改数据电压所需的存储器的数量和容量。由此,能提高板的生产率和降低成本。
如上所述,图9和11表示了用于提高液晶响应速度的图像信号修改电路。
特别是,为了降低图像信号修改电路的成本,修改除LSB部分之外的灰度信号,该算法简单因此,容易应利用。
但是,当修改8位灰度中的4位时,会有以下的量化引起的两个问题。
假设,在208(11010000)灰度级(Gn-1)转换成192(11000000)灰度级(Gn)时,当168(10101000)灰度级(Gn')定为DCC修改值时,响应速度变成最大化。8位完全修改不会产生问题,但是,为了降低成本而修改MSB4位时,值168不能供给灰度查询表。因此代之输入176(10110000)或160(10100000)的值到查询表。即,产生的修改误差大到省去所述的LSB位。这可能会按以下的间隔产生更大的问题。
表1
Gn′ |
Gn-1 |
Gn | 32 |
133 |
1633 |
3232 |
4830 |
6428 |
8026 |
9624 |
11222 |
12820 |
14416 |
16012 |
1769 |
1929 |
2089 |
2240 |
2400 |
2550 |
按该间隔,逐渐进行修改。只利用4位构成该间隔的情况下,其变成以下情形。
表2
Gn′ |
Gn-1 |
Gn | 32 |
032 |
1632 |
3232 |
4832 |
6432 |
8032 |
9632 |
11216 |
12816 |
14416 |
16016 |
17616 |
1920 |
2080 |
2240 |
2400 |
2550 |
第二个问题如下。
按与前例类似的方式,假设,当208灰亮级转换成192灰度级时,一176灰度级利用作修改值,当207灰度级转换成192灰亮级时,必须提供176或175灰度级以获得最大的液晶响应速度。
但是,在只修改4位的情况下,由于207(11001111)的MSB4位和192(11000000)的MSB4位相同,不进行修改,192输出。
特别是,在运动图像情况下,209和207灰度级的灰度分布在208灰度级的均匀荧屏上,尽管208和207灰度级之间的差是1,补偿程度变得更大,显表示来的某些疵点看来是被扩大了。
上述的两个问题叫做量化误差,当大量所述的LSB不修改的省去的量增大时,量化误差就变得严重了。
现在说明用于减小量化误差所述的LCD。
图14表示按本发明第3优选实施例的数据灰度信号修改装置,利用相同的标号指示与图9重复的部分并不再说明。
参照图14,数据灰度信号修改装置的数据灰度信号变换器460包括查询表462和计算器464。
利用组合器410提供当前帧的MSB 4位灰度数据Gm(0∶3)和先前帧的MSB 4位灰度数据Gm-1(0∶3)时,提取存在查询表中的f、a和b值,并供给计算器464。
计算器464接收来自组合器410的当前帧所述的LSB 4位灰度数据Gm(4∶7)和来自帧存储装置420的先前帧所述的LSB 4位灰度数据Gm-1(4∶7),和来自查询表的用于修改运动图像的变量f、a和b值。并执行预定的计算,和把第一修改灰度数据Gm'(0∶7)输出到分频器450。
对供给分频器450的第一修改的36位灰度数据分频,修改的24位灰度数据Gn'输出到数据驱动器300。
图8所示的本发明的优选实施例中,要求利用数字式方法驱动LCD,因此,本发明也可利用在利用模拟方法驱动所述的LCD中。
按本发明第二优选实施例,现在将详细说明减小量化误差的作用。
首先,若总灰度级设定为x位,利用灰度查询表修改x位中的MSB y位,剩下z位,即,通过计算要修改的是(x-y)位。
以x=8和y=4为例来说明。
为便于说明,以下将规定[A]n是不大于A的最大的2n的倍数。例如,[207]4=[206]4=[205]4=…=[193]4=[192]4=192。
即[A]n代表供给A的全部LSBn位的值是0,m[A]代表供给A的全部MSBm位的值是0,m[A]n是代表供给A的全部LSBn位和MSBm位的值是0,当按用于修改的灰度查询表的映像(mapping)设定为f(Gn,Gn-1)时,本发明修改如下。
等式10
式中[Gn)]4表示供给Gn的全部LSB 4位的是0,[Gn-1]4表示供给Gn-1的全部LSB 4位的是0,4[Gn]表示供给Gn的全部MSB 4位的是0,a和b是整数。
按等式10,利用灰度查询表能减小量化误差。
f,a和b给出如下
f([Gn]4,[Gn-1]4)=Gn'([Gn]4,[Gn-1]4)
a([Gn]4,[Gn-1]4)=Gn'([Gn]4+16[Gn-1]4)-Gn'([Gn]4,[Gn-1]4)
b([Gn]4,[Gn-1]4)=Gn'([Gn]4,[Gn-1]4)-Gn'([Gn]4,[Gn-1]4+16)
假设获得了表3所示的用于修改的灰度查询表。
表3
Gn′ |
Gn-1 |
64 |
80 |
Gn |
128 |
140 |
136 |
144 |
160 |
158 |
例如,若设定[Gn]4=128,[Gn-1]4=64,之后,其变成f([Gn]4,[Gn-1]4)=140,a([Gn]4,[Gn-1]4)=160-140=20,和b([Gn]4,[Gn-1]4)=140-136=4。但是,这些值不是绝对的,确定这些值,使得按16×16间隔的值可以接近最小误差。
例如,利用等式10接近Gn=144和Gn-1=80的情况时,由于Gn'=140+20×16/16-4×16/16=156,该值与实际测到的158不同。该误差可以忽略不计,但是,如果误差变得更大,可精确调节f、a和b使按16×16间隔的值的误差达到最小。
例外的情况是[Gn]4=[Gn-1]4的数据块。该情况下,由于必须保持Gn'=Gn的状态,固定f=[Gn]4的状态,按照该状态调节a和b的值。若等式10中Gn=Gn-1,当其变成a-b=16时,满足Gn'=Gn的状态。
将要说明的实例是为了说明利用等式10计算出的修改的灰度数据。
例如,在当前灰度数据Gn-1是72灰度级,现灰度数据Gn是136灰度级时,由于表3的灰度查询表无上述的灰度数据,必须利用预定的计算得出这些值,如图15(a)所示。
即由于f([Gn]4,[Gn-1]4)=f([136]4,[72]4),其满足f(128,64)=140,a([Gn]4,[Gn-1]4)=160-140=20,和b([Gn]4,[Gn-1]4)=140-136=4。
因此,当减等式10的值时,其变成Gn'=140+20×(136-128)/16-4×(72-64)/16=148。
此外,为了减小存在查询表中的位数,可利用后面的等式11。
等式11
式中规定f'=f([Gn]4,[Gn-1]4)-[Gn]4,[Gn]4表示供给Gn的全部LSB 4值的是0,[Gn-1]4表示供给Gn-1的全部LSB 4位的是0,4[Gn]表示供给Gn的全部MSB 4位的是0,a和b是正整数。
要说明的实例是为了说明利用等式11计算出的修改的灰度数据。
例如,先前灰度数据Gn-1是72灰度级和当前灰度数据Gn是136灰度级时,由于表3的灰度查询表没有上述的灰度数据,必须利用预定的计算得出这些值,如图15(c)所示。
即f'=f([Gn]4,[Gn-1]4)-[Gn]4=f([136]4,[72]4)-128=f(128,64)-128=140-128=12,a"([Gn]4,[Gn-1]4)=a'([Gn]4,[Gn-1]4)+24=4+16=20,和b([Gn]4,[Gn-1]4)=4。
因此,当减去关于等式11的值时,变为Gn'=128+12+20×(136-128)/16-4×(72-64)/16=148。
此外,为了减小存在查询表中的位数,可利用以下的等式12。
等式12
其中,规定f'=f-Gn,[Gn]4表示供给Gn的全部LSB 4位的是0,[Gn-1]4表示供给Gn-1的全部LSB 4位的是0,4[Gn]表示供给Gn的全部MSB 4位的是0,值a'是整数,值b是正整数。
即,其变成a'·([Gn]4,[Gn-1]4)=a([Gn]4,[Gn-1]4)-24。
要说明的实例是为了说明利用等式12算出的修改的灰度数据。
例如,先前灰度数据Gn-1是72灰度级和当前灰度数据Gn是136灰度级时,由于表3的灰度查询表中没有上述的灰度数据,要预先算出这些值,如图15(b)所示。
即,由于f([Gn]4,[Gn-1]4)=f([136]4,[72]4)=f(128,64)=140,其满足f'=([G4]4,[Gn-1]4)=140-128=12,Gn=136,a'([Gn],[Gn-1]4)=a'-16=4和b([Gn]4,[Gn- 1]4)=4。
因此,当减去关于等式12的值时,其变成Gn'=132+12+4×(136-128)/16-4×(72-6)/16=148。
这种情况下,由于a'值变得减小,指定为(-16)a'的位数能减小,但是按某些间隔,a'可能是负值,因此,必须指出附加的符号。
如上所述,按照等式10、11和12的顺序用于修改灰度数据的查询表的尺寸变小,顺序相反则增加逻辑复杂化。
按上述情况,要求修改8位。
但是,当帧存储装置的容量和输入/输出引脚的数量减小时,不可能存储8位数据。
例如,由于DARM的尺寸包括×4,×8,×16和×32,应该利用×32的尺寸,以便存储各个R、G和B的24-位颜色信息,但其价格太贵,因此可利用×16的尺寸代替×32的尺寸,因此,只能存5位R,6-位G和5位B,下面介绍这种情况下执行的修改。
即,在6位的情况下,修改灰度值输出如下。
等式13
其中规定[Gn]表示供给Gn的全部LSB 4位的是0,[Gn-1]4表示供给Gn-1的全部LSB 4位的是0,4[Gn]表示供给Gn的全部MSB 4位的是0,a和b的值是正整数,4[Gn]>>2的作用是计算出的4[Gn]2的二进制数据沿右方向移2位,结果,其起到被22除的作用。
此外,在5位的情况下,修改灰度值输出如下。
等式14:
其中规定[Gn]4表示供给Gn的全部LSB 4位的是0,[Gn-1]4表示供给Gn-1的全部LSB 4位的是0,4[Gn]表示供给Gn的全部MSB 4位的是0,a和b的值是正整数,4[Gn]>>3的作用是计算出的4[Gn]2的二进制数据沿右移3位,结果,它的作用是被23除。
当像素按照清晰度频率变得更高,难于高速计算的情况下,甚至当前帧的灰度数据Gn能通过省去一些LSB来修改。修改各个Gn和Gn-1的6位的情况下的变换如下所述。
等式15
如上所述,利用p位的灰度查询表,在只修改q位Gn和r位Gn-1的情况下,如下式所示,(q,r>p)
等式16 现在说明有运动图像修改功能所述的LCD的操作。
如上所述,为了清除运动图像滞后的影响,与先前帧的图像信号Gn-1相比,修改当前帧的图像信号Gn。利用等式17至20,
等式17:Gn'=Gn,若Gn=Gn-1
等式18:Gn'>Gn,若Gn>Gn-1
等式19:Gn'<Gn,若Gn<Gn-1
等式20:Gn'- Gn∝Gn-Gn-1
即,当当前帧供给的图像信号与先前帧提供的图像信号相并行,不执行修改,如等式17所示,当当前灰度信号(或灰度电压)变成大于先前灰度信号(或灰度电压)时,修改电路升高当前灰度信号(或灰度电压),并将其输出,如等式18所示,当前灰度信号(或灰度电压)变成小于先前灰度信号(或灰度电压)时,修改电路降低当前灰度信号(或灰度电压),并将其输出,如等式19所示。此时,修改状态与当前灰度信号(或灰度电压)与先前灰度信号(或灰度电压)之差的电压差成正比,如等式20所示。
通过上述的修改过程,LCD板的响应速度变得更快,其原因如下。
首先,提供所需的电压。即,若人们希望给液晶单元(cell)提供5V电压,提供到单元上的是5V实际电压。当液晶对电场起反作用时,液晶的偶极矩方向变了,电容量也变了,因此,与先前电压不同的电压供给液晶。
即,甚至当液晶的响应速度在单帧之内时(16.7ms,60Hz),按上述机理,常规的AMLCD驱动方法不能提供精确的电压,但是能提供在先前电压与当前电压之间的电压,因此,LCD板的实际响应速度延迟单帧以上。
因此,按信号修改产生所需的电压并产生正确的响应。此时,通过执行过度补偿能补偿液晶响应时间中的透射(transmission)误差。
第二,随着电压的更大变化,液晶材料的响应速度通常变得更快。例如,在上升的情况下,电压从1V变到3V的响应速度比电压从1V变到2V时的响应速度快,在下降的情况下,电压从3V变到1V的响应速度比电压从3V变到2V时的响应速度要快。
大多数情况下会出现这种倾向,随液晶或LCD的驱动方法不同而有些差别。例如,在扭曲向列型液晶的情况下,电压差变成更大时,上升的响应速度变成快15倍,下降的响应速度变成快1.5倍。
第三,液晶的响应速度大于单帧(16.7ms)的情况下,利用强制提升(traction)法,响应时间能减小到单帧。假设,当电压从1V变到2V时液晶的响应时间是30ms。换句话说,供给2V的电压时,为了得到相应于2V的透射,则需30ms的时间。
当假设对于同样的液晶从1V到达3V所需的时间也是30ms时,(大多数情况下所需时间的该情况下的时间短),在30ms之前透射达到它的相应于2V的目标透射。即,当时提供3V时,为了得到所需的相应于2V的透射,在短于30ms的时间后,透射达到它的相应于2V的目标透射。
顺序供给3V时,液晶达到3V,因此,电压达到2V时,存取(access)电压截止,当提供2V时,在短于30ms的时间内液晶达到2V。时间到电压截止,即,帧转换时电压转换。因此,若在单帧(16.7ms)后液晶电压达到2V,例如,提供3V电压,在后单帧其变成2V。响应时间变成16.7ms。这种情况下,利用补偿法可消除液晶的响应时间(例如16.7ms)中的透射误差。
按本发明的上述实施例,如上所述,通过修改数据电压和向像素供给修改的数据电压,能使像素电压达到目标电压电平。因此,能提高液晶响应速度而不修改TFT LCD板的结构。
此外,驱动LCD的情况下,特别在实现运动图像的情况下,能减小用于提高液晶响应速度的图像修改电路的灰度查询表的尺寸,并能消除量化误差。
尽管已结合被认为是最实用的优选实施例说明了发明,但应了解发明不限于公开的实施例,相反,各种改进和等效排列均包括在所附权利要求书要求保护的范围内。