JPH0372701A - 並列多段型帯域通過フィルタ - Google Patents
並列多段型帯域通過フィルタInfo
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- JPH0372701A JPH0372701A JP2103961A JP10396190A JPH0372701A JP H0372701 A JPH0372701 A JP H0372701A JP 2103961 A JP2103961 A JP 2103961A JP 10396190 A JP10396190 A JP 10396190A JP H0372701 A JPH0372701 A JP H0372701A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/0115—Frequency selective two-port networks comprising only inductors and capacitors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は自動車電話などの移動体通信システムの送信共
用装置のチャンネルフィルタ、移動機の送受信フィルタ
などに好適な並列多段型帯域通過フィルタに関する。
用装置のチャンネルフィルタ、移動機の送受信フィルタ
などに好適な並列多段型帯域通過フィルタに関する。
[従来の技術]
近年、自動車電話などの移動体通信システムにおいて、
セルラーシステムが広く使用されるようになってきた。
セルラーシステムが広く使用されるようになってきた。
また、利用者数の急激な増加により、セル半径の縮小お
よび基地局の増設が必要になってきている。それに伴な
って、基地局に使用する送信共用装置も小型、低損失、
低コスト化が第17図に示すように、複数のLC共振回
路7゜7、・・・の隣接するLC共振回路7.7どうし
が順次に互いに誘導結合された直列多段フィルタ回路8
である。この直列多段フィルタ回路8は、バンドパスフ
ィルタの設計のためのいわゆる設計回路であって、マイ
クロ波帯で実現しやすいという特徴を有している。
よび基地局の増設が必要になってきている。それに伴な
って、基地局に使用する送信共用装置も小型、低損失、
低コスト化が第17図に示すように、複数のLC共振回
路7゜7、・・・の隣接するLC共振回路7.7どうし
が順次に互いに誘導結合された直列多段フィルタ回路8
である。この直列多段フィルタ回路8は、バンドパスフ
ィルタの設計のためのいわゆる設計回路であって、マイ
クロ波帯で実現しやすいという特徴を有している。
上記で得られた設計回路である直列多段フィルタ回路8
を、実体化した実際のフィルタとして実現する方法とし
て、上記第17図のLC共振回路が直列に連なった3段
の各LC共振回路7を、実在の共振器、たとえばT E
o r aの誘電体共振器で置き換えて近似する方法
が用いられている。このような手法により、複数の誘電
体共振器からなり所定の周波数特性を有する直列多段フ
ィルタが実現される。
を、実体化した実際のフィルタとして実現する方法とし
て、上記第17図のLC共振回路が直列に連なった3段
の各LC共振回路7を、実在の共振器、たとえばT E
o r aの誘電体共振器で置き換えて近似する方法
が用いられている。このような手法により、複数の誘電
体共振器からなり所定の周波数特性を有する直列多段フ
ィルタが実現される。
このようにして実現された、直列多段フィルタの一例を
第18図に、またその等価回路を第19図に示す。
第18図に、またその等価回路を第19図に示す。
上記直列多段フィルタは、本願の発明者等が、アイ・イ
ー・イー・イー トランズアクションズオン マイクロ
ウェーブ セオリー アンド テクニクス、エム・ティ
ー・ティー−35巻、12号。
ー・イー・イー トランズアクションズオン マイクロ
ウェーブ セオリー アンド テクニクス、エム・ティ
ー・ティー−35巻、12号。
1987年12月(I E E E TRANSACT
IONS ONMICROWAVE THEORY A
ND TECHNIQUES、VOL、MTT−35゜
No、12.DECEMBER,1987)の第115
0頁から第1155頁にて、「セルラー基地局のための
クォーターカットTEo+−イメージ共振器を用いた誘
電体高電力帯域通過フィルタ(Dielectric
High −Power Bandpass F
ilter Using Quarter−Cut
TEo、aImage Re5onator fo
r’Ce1lular Ba5eStat 1ons
)」として提案したもので、もともとリング形状を有す
るT E o r aモードの誘電体共振器の1/4の
部分からなる、本願の発明者等が「クォーターカットT
Eo+aイメージ共振器」と呼んでいる複数の円弧状の
誘電体共振器12が、表面13に導電膜が形成されると
ともに、L字状に配置されて電気壁として作用している
セラミック基板14に所定間隔をおいて固定されている
。これらのセラミック基板14および上記誘電体共振器
12は、TEo+aモードのイメージ共振器として動作
する。上記セラミック基板14は金属製のハウジング1
5の壁に電気的および機械的に固定されている。これに
より、上記ハウジング15内は、TEo、、モード円形
カットオフ型導波管を1/4に分割したものに相当した
構造となる。上記誘電体共振器12は互いに誘導結合さ
れ、各端の誘電体共振器12は誘導的に外部負荷に結合
される。
IONS ONMICROWAVE THEORY A
ND TECHNIQUES、VOL、MTT−35゜
No、12.DECEMBER,1987)の第115
0頁から第1155頁にて、「セルラー基地局のための
クォーターカットTEo+−イメージ共振器を用いた誘
電体高電力帯域通過フィルタ(Dielectric
High −Power Bandpass F
ilter Using Quarter−Cut
TEo、aImage Re5onator fo
r’Ce1lular Ba5eStat 1ons
)」として提案したもので、もともとリング形状を有す
るT E o r aモードの誘電体共振器の1/4の
部分からなる、本願の発明者等が「クォーターカットT
Eo+aイメージ共振器」と呼んでいる複数の円弧状の
誘電体共振器12が、表面13に導電膜が形成されると
ともに、L字状に配置されて電気壁として作用している
セラミック基板14に所定間隔をおいて固定されている
。これらのセラミック基板14および上記誘電体共振器
12は、TEo+aモードのイメージ共振器として動作
する。上記セラミック基板14は金属製のハウジング1
5の壁に電気的および機械的に固定されている。これに
より、上記ハウジング15内は、TEo、、モード円形
カットオフ型導波管を1/4に分割したものに相当した
構造となる。上記誘電体共振器12は互いに誘導結合さ
れ、各端の誘電体共振器12は誘導的に外部負荷に結合
される。
[発明が解決しようとする課題]
ところで、上記のような直列多段フィルタ11は、通常
の空洞共振器を使用したものに比較して、形状を大幅に
小さくすることができるが、一般に、この種の直列結合
共振器は、各固有振動モードが、各周波数成分を受は持
つという構造を有しており、誘電体共振器12が直列に
接続されているため、各段の誘電体共振器12でエネル
ギー分布が異なるように構成されている。
の空洞共振器を使用したものに比較して、形状を大幅に
小さくすることができるが、一般に、この種の直列結合
共振器は、各固有振動モードが、各周波数成分を受は持
つという構造を有しており、誘電体共振器12が直列に
接続されているため、各段の誘電体共振器12でエネル
ギー分布が異なるように構成されている。
第7図に、従来の3段直列多段フィルタで得られる通過
特性と群遅延特性の一例を示す。
特性と群遅延特性の一例を示す。
この群遅延特性から明らかなように、直列多段フィルタ
では、通過帯域の全体に渡って平坦な群遅延特性を実現
することは困難で、その理由は、上述したように、各固
有振動モードが各周波数成分を分担することから、共振
器のパラメータを調節したとしても、すべての固有振動
モードに対する外部結合度が相関的に変更されるため、
各共振周波数における群遅延特性を任意に設定できない
からである。
では、通過帯域の全体に渡って平坦な群遅延特性を実現
することは困難で、その理由は、上述したように、各固
有振動モードが各周波数成分を分担することから、共振
器のパラメータを調節したとしても、すべての固有振動
モードに対する外部結合度が相関的に変更されるため、
各共振周波数における群遅延特性を任意に設定できない
からである。
そのうえ、この直列多段フィルタの群遅延特性は、通過
帯域の両端にピークを有するという特徴を有し、使用帯
域で平坦な群遅延特性を得るためには、設計帯域を広く
して、両端のピークが使用帯域の外側に位置するような
設計にせざるを得す、充分に選択性の良好な通過特性を
実現することが困難であるといった問題がある。
帯域の両端にピークを有するという特徴を有し、使用帯
域で平坦な群遅延特性を得るためには、設計帯域を広く
して、両端のピークが使用帯域の外側に位置するような
設計にせざるを得す、充分に選択性の良好な通過特性を
実現することが困難であるといった問題がある。
さらに、上記の如き群遅延特性では、現在急速に展開さ
れている伝送信号のデジタル化には、有効に対応するこ
とができず、平坦な群遅延特性を有する帯域通過フィル
タの実現が強く要請されている。
れている伝送信号のデジタル化には、有効に対応するこ
とができず、平坦な群遅延特性を有する帯域通過フィル
タの実現が強く要請されている。
ところで、上記のようにして実現された帯域通過フィル
タはあくまでも、ローパスフィルタの設計理論に基づい
て導かれたバンドパスフィルタの上記設計回路を、T
E 、、、モードの誘電体共振器12によって近似した
ものであって、上記設計回路が有している設計上の特性
と完全に合致するものではない。
タはあくまでも、ローパスフィルタの設計理論に基づい
て導かれたバンドパスフィルタの上記設計回路を、T
E 、、、モードの誘電体共振器12によって近似した
ものであって、上記設計回路が有している設計上の特性
と完全に合致するものではない。
そこで、上記のようにして実現された直列結合フィルタ
のシミュレーションを可能にするための、固有モード展
開法を応用した並列結合回路のシュミレーションモデル
が、許 瑞邦ほかにより、「固有モード展開法によるマ
イクロ波回路の合皮」と題する論文(電子通信学会 マ
イクロ波研究会資料 MW82−54.1982年)の
第9頁ないし第16頁において提案されている。
のシミュレーションを可能にするための、固有モード展
開法を応用した並列結合回路のシュミレーションモデル
が、許 瑞邦ほかにより、「固有モード展開法によるマ
イクロ波回路の合皮」と題する論文(電子通信学会 マ
イクロ波研究会資料 MW82−54.1982年)の
第9頁ないし第16頁において提案されている。
この並列結合回路のシミュレーションモデルは、第20
図に示すような回路構成を有するもので、マイクロ波フ
ィルタの減衰の非対称性およびスプリアスを含めたシミ
ュレーションを可能にするだめのモデルである。
図に示すような回路構成を有するもので、マイクロ波フ
ィルタの減衰の非対称性およびスプリアスを含めたシミ
ュレーションを可能にするだめのモデルである。
このモデルでは、直列多段フィルタがm個の固有振動モ
ードを有するとした場合に、各振動モードが、たとえば
n=3個の連続する共振器によって実現されると仮定し
、従って、全体では、(mxl)個の多段共振器によっ
て、m個の固有振動モードが得られるものとされる。こ
の場合、注目すべきなのは、たとえばn=3の場合、直
列結合された3個の共振器の相互のモード結合が生じる
ため、各固有振動モードの自由度は7となる。
ードを有するとした場合に、各振動モードが、たとえば
n=3個の連続する共振器によって実現されると仮定し
、従って、全体では、(mxl)個の多段共振器によっ
て、m個の固有振動モードが得られるものとされる。こ
の場合、注目すべきなのは、たとえばn=3の場合、直
列結合された3個の共振器の相互のモード結合が生じる
ため、各固有振動モードの自由度は7となる。
方、各共振器が独立であるとした場合の電気特性の自由
度は当然ながら9となる。
度は当然ながら9となる。
このシミュレーションモデルは、直列多段フィルタの固
有振動モードの解析に極めて有用であるが、これはあく
まで理論解析の手法であって、このモデルをそのまま実
際の帯域通過フィルタとして用いることはできるもので
はない。
有振動モードの解析に極めて有用であるが、これはあく
まで理論解析の手法であって、このモデルをそのまま実
際の帯域通過フィルタとして用いることはできるもので
はない。
本発明の最も基本的な目的は、通過帯域の全域に渡って
、平坦な正方向伝達係数の周波数特性及び平坦な群遅延
時間の周波数特性を実現することができる多段型帯域通
過フィルタを提供すること1 過フィルタは、それぞれ互いに異なりかつ近接する共振
周波数を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力端
との間に並列に電気的に接続されたことを特徴とする。
、平坦な正方向伝達係数の周波数特性及び平坦な群遅延
時間の周波数特性を実現することができる多段型帯域通
過フィルタを提供すること1 過フィルタは、それぞれ互いに異なりかつ近接する共振
周波数を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力端
との間に並列に電気的に接続されたことを特徴とする。
また、本発明に係る請求項2記載の並列多段型帯域通過
フィルタは、それぞれ第1と第2のポートを有し互いに
異なりかつ近接する共振周波数を有する複数の共振器を
備え、上記各共振器の第1のポートが第1のインピーダ
ンス整合手段を介して信号の入力端に電気的に接続され
、上記各共振器の第2のポートが第2のインピーダンス
整合手段を介して信号の出力端に電気的に接続されたこ
とを特徴とする。
フィルタは、それぞれ第1と第2のポートを有し互いに
異なりかつ近接する共振周波数を有する複数の共振器を
備え、上記各共振器の第1のポートが第1のインピーダ
ンス整合手段を介して信号の入力端に電気的に接続され
、上記各共振器の第2のポートが第2のインピーダンス
整合手段を介して信号の出力端に電気的に接続されたこ
とを特徴とする。
さらに、請求項3記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、請求項2記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記各共振器の第1のポートが誘導結合により上記第
1のインピーダンス整合手段を介して上記入力端に電気
的に接続され、上記各共振器の第2のポートが誘導結合
により上記第2のインピーダンス整合手段を介して上記
出力端にである。
、請求項2記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記各共振器の第1のポートが誘導結合により上記第
1のインピーダンス整合手段を介して上記入力端に電気
的に接続され、上記各共振器の第2のポートが誘導結合
により上記第2のインピーダンス整合手段を介して上記
出力端にである。
本発明のいまひとつの目的は、必要とする電気特性を容
易に得ることができる多段型帯域通過フィルタを提供す
ることである。
易に得ることができる多段型帯域通過フィルタを提供す
ることである。
本発明のさらにいま一つの目的は、個々の共振器の電気
特性をそのままフィルタの電気特性に寄与させることが
できる多段型帯域通過フィルタを提供することである。
特性をそのままフィルタの電気特性に寄与させることが
できる多段型帯域通過フィルタを提供することである。
[課題を解決するための手段]
本願の発明者等は、上記シミュレーション回路の一部、
例えば基準振動モード部分を新しいフィルタ回路とみた
て、この設計回路を実体化するために、上記シミュレー
ション回路の各LC共振回路を、例えばTEo+aモー
ドの誘電体共振器又は伝送線路などの実在の共振器によ
って置換することにより、並列多段型帯域通過フィルタ
を構威し、この並列多段型帯域通過フィルタが所定の通
過帯域で群遅延特性を容易に平坦にすることができるこ
とを見い出した。
例えば基準振動モード部分を新しいフィルタ回路とみた
て、この設計回路を実体化するために、上記シミュレー
ション回路の各LC共振回路を、例えばTEo+aモー
ドの誘電体共振器又は伝送線路などの実在の共振器によ
って置換することにより、並列多段型帯域通過フィルタ
を構威し、この並列多段型帯域通過フィルタが所定の通
過帯域で群遅延特性を容易に平坦にすることができるこ
とを見い出した。
本発明に係る請求項1記載の並列多段型帯域通2
電気的に接続されたことを特徴とする。
またさらに、請求項4記載の並列多段型帯域通過フィル
タは、請求項2記載の並列多段型帯域通過フィルタにお
いて、上記各共振器の第1のポートが容量結合により上
記第1のインピーダンス整合手段を介して上記入力端に
電気的に接続され、上記各共振器の第2のポートが容量
結合により上記第2のインピーダンス整合手段を介して
上記出力端に電気的に接続されたことを特徴とする。
タは、請求項2記載の並列多段型帯域通過フィルタにお
いて、上記各共振器の第1のポートが容量結合により上
記第1のインピーダンス整合手段を介して上記入力端に
電気的に接続され、上記各共振器の第2のポートが容量
結合により上記第2のインピーダンス整合手段を介して
上記出力端に電気的に接続されたことを特徴とする。
また、請求項5記載の並列多段型帯域通過フィルタは、
上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各共
振器は誘電体共振器であることを特徴とする。
上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各共
振器は誘電体共振器であることを特徴とする。
さらに、請求項6記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各
共振器は伝送線路であることを特徴とする。
、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各
共振器は伝送線路であることを特徴とする。
またさらに、請求項7記載の並列多段型帯域通過フィル
タは、請求項6記載の上記並列多段型帯域通過フィルタ
において、上記伝送線路はマイクロストリップ線路であ
ることを特徴とする。
タは、請求項6記載の上記並列多段型帯域通過フィルタ
において、上記伝送線路はマイクロストリップ線路であ
ることを特徴とする。
また、請求項8記載の並列多段型帯域通過フィルタは、
上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各共
振器のうち最高と最低の共振周波数をそれぞれ有する共
振器が略同一の負荷Qを有し、中間の共振周波数を有す
る他の共振器が上記略同一の負荷Qと略同一か、又は上
記略同一の負荷Qよりも小さい負荷Qを有することを特
徴とする。
上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各共
振器のうち最高と最低の共振周波数をそれぞれ有する共
振器が略同一の負荷Qを有し、中間の共振周波数を有す
る他の共振器が上記略同一の負荷Qと略同一か、又は上
記略同一の負荷Qよりも小さい負荷Qを有することを特
徴とする。
さらに、請求項9記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、請求項8記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記各共振器の無負荷Qが有限であるとき、上記帯域
通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係数の変
化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Qを設定し
たことを特徴とする。
、請求項8記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記各共振器の無負荷Qが有限であるとき、上記帯域
通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係数の変
化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Qを設定し
たことを特徴とする。
またさらに、請求項IO記載の並列多段型帯域通過フィ
ルタは、請求項8記載の並列多段型帯域通過フィルタに
おいて、上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群
遅延時間の周波数特性にお5 戊するn個の共振器が対応する各周波数帯域を受は持つ
ことができ、この事実によって、平坦な正方向伝達係数
の周波数特性と、平坦な群遅延時間の周波数特性を得る
ことができる(第5図参照)。
ルタは、請求項8記載の並列多段型帯域通過フィルタに
おいて、上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群
遅延時間の周波数特性にお5 戊するn個の共振器が対応する各周波数帯域を受は持つ
ことができ、この事実によって、平坦な正方向伝達係数
の周波数特性と、平坦な群遅延時間の周波数特性を得る
ことができる(第5図参照)。
また、本発明に係る請求項2記載の並列多段型帯域通過
フィルタにおいては、信号の入力端と出力端との間にそ
れぞれ上記第1のインピーダンス整合手段と上記第2の
インピーダンスを介して、上記各共振器を並列に電気的
に接続している。これによって、上述のように、平坦な
正方向伝達係数の周波数特性と、平坦な群遅延時間の周
波数特性を得ることができるとともに、上記信号の入力
端と出力端において入出力する信号をインピーダンス整
合状態で当該帯域通過フィルタに入出力させることがで
きる。
フィルタにおいては、信号の入力端と出力端との間にそ
れぞれ上記第1のインピーダンス整合手段と上記第2の
インピーダンスを介して、上記各共振器を並列に電気的
に接続している。これによって、上述のように、平坦な
正方向伝達係数の周波数特性と、平坦な群遅延時間の周
波数特性を得ることができるとともに、上記信号の入力
端と出力端において入出力する信号をインピーダンス整
合状態で当該帯域通過フィルタに入出力させることがで
きる。
さらに、上記請求項2記載の並列多段型帯域通過フィル
タにおいて、好ましくは、上記各共振器の第1のポート
が誘導結合又は容量結合により上記第1のインピーダン
ス整合手段を介して上記入力端に電気的に接続され、上
記各共振器の第2のいて生じる複数の変化点における各
変化量が略同一となるように上記各共振器の負荷Qを設
定したことを特徴とする。
タにおいて、好ましくは、上記各共振器の第1のポート
が誘導結合又は容量結合により上記第1のインピーダン
ス整合手段を介して上記入力端に電気的に接続され、上
記各共振器の第2のいて生じる複数の変化点における各
変化量が略同一となるように上記各共振器の負荷Qを設
定したことを特徴とする。
また、請求項11記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、請求項8記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時
間の周波数特性において生じる複数の変化点における各
変化量が略零となるように上記各共振器の負荷Qを設定
したことを特徴とする。
、請求項8記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時
間の周波数特性において生じる複数の変化点における各
変化量が略零となるように上記各共振器の負荷Qを設定
したことを特徴とする。
さらに、請求項12記載の並列多段型帯域通過フィルタ
は、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、隣接
する共振周波数を有する共振器を通過する各信号の、各
共振周波数における位相を互いに反転させることを特徴
とする。
は、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、隣接
する共振周波数を有する共振器を通過する各信号の、各
共振周波数における位相を互いに反転させることを特徴
とする。
[作用1
請求項1記載の並列多段型帯域通過フィルタの特徴は、
並列結合された個々の共振器の電気特性が帯域通過フィ
ルタの電気特性に独立に寄与することであり、換言すれ
ば、帯域通過フィルタを構6 ポートが誘導結合又は容量結合により上記第2のインピ
ーダンス整合手段を介して上記出力端に電気的に接続さ
れる。
並列結合された個々の共振器の電気特性が帯域通過フィ
ルタの電気特性に独立に寄与することであり、換言すれ
ば、帯域通過フィルタを構6 ポートが誘導結合又は容量結合により上記第2のインピ
ーダンス整合手段を介して上記出力端に電気的に接続さ
れる。
また、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上
記各共振器は好ましくは、誘電体共振器、又は伝送線路
型共振器であって、上記伝送線路型共振器は好ましくは
同軸型誘電体共振器、又はマイクロストリップ線路であ
る。
記各共振器は好ましくは、誘電体共振器、又は伝送線路
型共振器であって、上記伝送線路型共振器は好ましくは
同軸型誘電体共振器、又はマイクロストリップ線路であ
る。
さらに、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、
上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数をそれぞれ
有する共振器が略同一の負荷Qを有し、中間の共振周波
数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Qと略同一か
、又は上記略同一の負荷Qよりも小さい負荷Qを有する
ように構成することによって、より平坦な正方向伝達係
数の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波数特性
を得ることができる。
上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数をそれぞれ
有する共振器が略同一の負荷Qを有し、中間の共振周波
数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Qと略同一か
、又は上記略同一の負荷Qよりも小さい負荷Qを有する
ように構成することによって、より平坦な正方向伝達係
数の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波数特性
を得ることができる。
特に、上記各共振器の無負荷Qが有限であるとき、上記
帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係数
の変化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Qを設
定することによって、極めて平坦な正方向伝達係数の周
波数特性を得ることができる。また、特に、上記帯域通
過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間の周波数特
性において生じる複数の変化点における各変化量が略同
一となるように上記各共振器の負荷Qを設定することに
よって、より平坦であって良好な群遅延時間の周波数特
性を得ることができる。さらに、特に、上記帯域通過フ
ィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間の周波数特性に
おいて生じる複数の変化点における各変化量が略零とな
るように上記各共振器の負荷Qを設定することによって
、極めて平坦な群遅延時間の周波数特性を得ることがで
きる。
帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係数
の変化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Qを設
定することによって、極めて平坦な正方向伝達係数の周
波数特性を得ることができる。また、特に、上記帯域通
過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間の周波数特
性において生じる複数の変化点における各変化量が略同
一となるように上記各共振器の負荷Qを設定することに
よって、より平坦であって良好な群遅延時間の周波数特
性を得ることができる。さらに、特に、上記帯域通過フ
ィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間の周波数特性に
おいて生じる複数の変化点における各変化量が略零とな
るように上記各共振器の負荷Qを設定することによって
、極めて平坦な群遅延時間の周波数特性を得ることがで
きる。
さらに、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、
隣接する共振周波数を有する共振器を通過する各信号の
、各共振周波数における位相を互いに反転させるように
槽底することによって、隣接する2つの共振周波数の中
間付近の周波数において、正方向伝達係数の周波数特性
上で減衰極が9 いて、上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数をそ
れぞれ有する共振器が略同一の負荷Qを有し、中間の共
振周波数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Qと略
同一か、又は上記略同一の負荷Qよりも小さい負荷Qを
有するように構成することによって、より平坦な正方向
伝達係数の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波
数特性を得ることができるという利点がある。
隣接する共振周波数を有する共振器を通過する各信号の
、各共振周波数における位相を互いに反転させるように
槽底することによって、隣接する2つの共振周波数の中
間付近の周波数において、正方向伝達係数の周波数特性
上で減衰極が9 いて、上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数をそ
れぞれ有する共振器が略同一の負荷Qを有し、中間の共
振周波数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Qと略
同一か、又は上記略同一の負荷Qよりも小さい負荷Qを
有するように構成することによって、より平坦な正方向
伝達係数の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波
数特性を得ることができるという利点がある。
またさらに、上記並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、隣接する共振周波数を有する共振器を通過する各信号
の、各共振周波数における位相を互いに反転させるよう
に槽底することによって、隣接する2つの共振周波数の
中間付近の周波数において、正方向伝達係数の周波数特
性上で減衰極が生じることを防止することができるとい
う利点がある。
、隣接する共振周波数を有する共振器を通過する各信号
の、各共振周波数における位相を互いに反転させるよう
に槽底することによって、隣接する2つの共振周波数の
中間付近の周波数において、正方向伝達係数の周波数特
性上で減衰極が生じることを防止することができるとい
う利点がある。
[実施例]
以下、添付の図面を参照して本発明の詳細な説明する。
本発明に係る並列多段帯域通過フィルタは、そ生じるこ
とを防止することができる。
とを防止することができる。
[発明の効果]
本発明によれば、それぞれ互いに異なりかつ近接する共
振周波数を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力
端との間に並列に電気的に接続され、各共振器に信号の
周波数成分が分割されるので、各共振器に入力するエネ
ルギー分布が均一となり、各共振器の電気特性を調整す
ることにより、平坦な正方向伝達係数の周波数特性と、
平坦な群遅延時間の周波数特性を容易に得ることができ
る。
振周波数を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力
端との間に並列に電気的に接続され、各共振器に信号の
周波数成分が分割されるので、各共振器に入力するエネ
ルギー分布が均一となり、各共振器の電気特性を調整す
ることにより、平坦な正方向伝達係数の周波数特性と、
平坦な群遅延時間の周波数特性を容易に得ることができ
る。
また、信号の入力端と出力端との間にそれぞれ上記第1
のインピーダンス整合手段と上記第2のインピーダンス
を介して、上記各共振器を並列に電気的に接続している
ので、平坦な正方向伝達係数の周波数特性と、平坦な群
遅延時間の周波数特性を得ることができるとともに、上
記信号の入力端と出力端において入出力する信号をイン
ピーダンス整合状態で当該帯域通過フィルタに入出力さ
せることができる。
のインピーダンス整合手段と上記第2のインピーダンス
を介して、上記各共振器を並列に電気的に接続している
ので、平坦な正方向伝達係数の周波数特性と、平坦な群
遅延時間の周波数特性を得ることができるとともに、上
記信号の入力端と出力端において入出力する信号をイン
ピーダンス整合状態で当該帯域通過フィルタに入出力さ
せることができる。
さらに、上記並列多段型帯域通過フィルタにお0
れぞれ互いに異なり近接するる共振周波数を有する複数
の共振器が信号の入力端と出力端との間に並列に電気的
に接続されていることを特徴としている。この帯域通過
フィルタにおいて、上記複数の共振器が入力端及び出力
端と誘導結合により接続された当該フィルタを第1の実
施例に示し、また、上記複数の共振器が入力端及び出力
端と容量結合により接続された当該フィルタを第2の実
施例に示す。
の共振器が信号の入力端と出力端との間に並列に電気的
に接続されていることを特徴としている。この帯域通過
フィルタにおいて、上記複数の共振器が入力端及び出力
端と誘導結合により接続された当該フィルタを第1の実
施例に示し、また、上記複数の共振器が入力端及び出力
端と容量結合により接続された当該フィルタを第2の実
施例に示す。
第1の実施例
本発明に係る第1の実施例である誘導結合型並列多段帯
域通過フィルタの基本回路を第1図に示す。
域通過フィルタの基本回路を第1図に示す。
第1図において、信号の入力端TIは直列接続された3
個のインダクタL31+ L32+ L33を介してア
ースに接続され、また、信号の出力端T2は直列接続さ
れた3個のインダクタL。+ L42+ Ll、を介し
てアースに接続される。21.22.23は共振器の直
列共振回路であって、直列共振回路21は直列接続され
た2個のインダクタL lr +L2□とキャパシタC
1からなり、また、直列共振回路22は直列接続された
2個のインダクタL + 2 +L22とキャパシタC
2からなり、さらに、直列共振回路23は直列接続され
た2個のインダクタLL3+L23とキャパシタC3か
らなる。
個のインダクタL31+ L32+ L33を介してア
ースに接続され、また、信号の出力端T2は直列接続さ
れた3個のインダクタL。+ L42+ Ll、を介し
てアースに接続される。21.22.23は共振器の直
列共振回路であって、直列共振回路21は直列接続され
た2個のインダクタL lr +L2□とキャパシタC
1からなり、また、直列共振回路22は直列接続された
2個のインダクタL + 2 +L22とキャパシタC
2からなり、さらに、直列共振回路23は直列接続され
た2個のインダクタLL3+L23とキャパシタC3か
らなる。
ここで、インダクタL12とLllは誘導結合により電
気的に接続され、インダクタL32とL12は誘導結合
により電気的に接続され、インダクタL33とLl3は
誘導結合により電気的に接続される。また、インダクタ
L2□とLlは誘導結合により電気的に接続され、イン
ダクタL2□とL4□は誘導結合により電気的に接続さ
れ、インダクタL23とLl3は誘導結合により電気的
に接続される。
気的に接続され、インダクタL32とL12は誘導結合
により電気的に接続され、インダクタL33とLl3は
誘導結合により電気的に接続される。また、インダクタ
L2□とLlは誘導結合により電気的に接続され、イン
ダクタL2□とL4□は誘導結合により電気的に接続さ
れ、インダクタL23とLl3は誘導結合により電気的
に接続される。
さらに、直列共振回路21,22.23は互いに異なり
かつ近接する共振周波数を有するように構成され、各直
列共振回路21,22.23は上記共振周波数を通過帯
域の中心周波数とする帯域通過フィルタとして構成され
ている。従って、第1図に図示された並列多段帯域通過
フィルタは、上記各直列共振回路21,22.23の通
過帯域3 長がλg/4に設定され、伝送線路TL、□における伝
送線路T L r側の接続点からインダクタL52を介
してアース短絡点までの電気長がλg/4に設定され、
伝送線路TL+3における入力端Tl側の接続点からイ
ンダクタL12を介してアース短絡点までの電気長がλ
g/4に設定される。なお、λgは、例えばこの帯域通
過フィルタの中心周波数である周波数T2における各伝
送線路上の伝搬波長である。
かつ近接する共振周波数を有するように構成され、各直
列共振回路21,22.23は上記共振周波数を通過帯
域の中心周波数とする帯域通過フィルタとして構成され
ている。従って、第1図に図示された並列多段帯域通過
フィルタは、上記各直列共振回路21,22.23の通
過帯域3 長がλg/4に設定され、伝送線路TL、□における伝
送線路T L r側の接続点からインダクタL52を介
してアース短絡点までの電気長がλg/4に設定され、
伝送線路TL+3における入力端Tl側の接続点からイ
ンダクタL12を介してアース短絡点までの電気長がλ
g/4に設定される。なお、λgは、例えばこの帯域通
過フィルタの中心周波数である周波数T2における各伝
送線路上の伝搬波長である。
一方、信号の出力端T2は、所定の電気長を有する伝送
線路TL、□とインダクタL61とを介してアースに接
続されるとともに、それぞれλg/2の電気長を有する
伝送線路TL、及びTL3と、所定の電気長を有する伝
送線路T1、2、と、インダクタL12sとを介してア
ースに接続される。またさらに、伝送線路TL、と伝送
線路TL、との間の接続点は、所定の電気長を有する伝
送線路TL22とインダクタL12とを介してアースに
接続される。
線路TL、□とインダクタL61とを介してアースに接
続されるとともに、それぞれλg/2の電気長を有する
伝送線路TL、及びTL3と、所定の電気長を有する伝
送線路T1、2、と、インダクタL12sとを介してア
ースに接続される。またさらに、伝送線路TL、と伝送
線路TL、との間の接続点は、所定の電気長を有する伝
送線路TL22とインダクタL12とを介してアースに
接続される。
ここで、伝送線路TE01における出力端T2側の接続
点からインダクタL12を介してアース短絡点まを重ね
あわせた通過帯域を有する。
点からインダクタL12を介してアース短絡点まを重ね
あわせた通過帯域を有する。
第2図(a)に、第1図の基本回路をマイクロ波帯にお
いて実現した帯域通過フィルタ20aを示す。第2図(
a)において、第1図と同一のものについては同一の符
号を付している。
いて実現した帯域通過フィルタ20aを示す。第2図(
a)において、第1図と同一のものについては同一の符
号を付している。
第2図(’a)において、直列共振回路21,22.2
3はそれぞれ第1図と同様に構成され、それぞれ共振周
波数fl+ f2+ T3(f+<T2<fs)を
有する。
3はそれぞれ第1図と同様に構成され、それぞれ共振周
波数fl+ f2+ T3(f+<T2<fs)を
有する。
信号の入力端Tlは、それぞれλg/2の電気長を有す
る伝送線路TL、及びTL2と、所定の電気長を有する
伝送線路TLllと、インダクタL12とを介してアー
スに接続されるとともに、所定の電気長を有する伝送線
路T L l 3とインダクタL63とを介してアース
に接続される。また、伝送線路TL、と伝送線路TL2
との間の接続点は、所定の電気長を有する伝送線路TL
、□とインダクタL62とを介してアースに接続される
。ここで、伝送線路T L + +における伝送線路T
L2側の接続点からインダクタL61を介してアース短
絡点までの電気4 での電気長がλg/4に設定され、伝送線路TL、2に
おける伝送線路TL、側の接続点からインダクタL62
を介してアース短絡点までの電気長がλg/4に設定さ
れ、伝送線路TL23における伝送線路TL3側の接続
点からインダクタL12を介してアース短絡点までの電
気長がλg/4に設定される。
る伝送線路TL、及びTL2と、所定の電気長を有する
伝送線路TLllと、インダクタL12とを介してアー
スに接続されるとともに、所定の電気長を有する伝送線
路T L l 3とインダクタL63とを介してアース
に接続される。また、伝送線路TL、と伝送線路TL2
との間の接続点は、所定の電気長を有する伝送線路TL
、□とインダクタL62とを介してアースに接続される
。ここで、伝送線路T L + +における伝送線路T
L2側の接続点からインダクタL61を介してアース短
絡点までの電気4 での電気長がλg/4に設定され、伝送線路TL、2に
おける伝送線路TL、側の接続点からインダクタL62
を介してアース短絡点までの電気長がλg/4に設定さ
れ、伝送線路TL23における伝送線路TL3側の接続
点からインダクタL12を介してアース短絡点までの電
気長がλg/4に設定される。
上記インダクタL1□とインダクタL12+は誘導結合
体数十Mで誘導結合により電気的に接続され、インダク
タL1□とインダクタL12は誘導結合体数十Mで誘導
結合により電気的に接続され、インダクタL13とイン
ダクタL63は誘導結合体数十Mで誘導結合により電気
的に接続される。また、上記インダクタL21とインダ
クタL、は誘導結合体数十Mで誘導結合により電気的に
接続され、インダクタL2□とインダクタl−62は誘
導結合係数−Mで誘導結合により電気的に接続され、イ
ンダクタL2、とインダクタL63は誘導結合体数十M
で誘導結合により電気的に接続される。
体数十Mで誘導結合により電気的に接続され、インダク
タL1□とインダクタL12は誘導結合体数十Mで誘導
結合により電気的に接続され、インダクタL13とイン
ダクタL63は誘導結合体数十Mで誘導結合により電気
的に接続される。また、上記インダクタL21とインダ
クタL、は誘導結合体数十Mで誘導結合により電気的に
接続され、インダクタL2□とインダクタl−62は誘
導結合係数−Mで誘導結合により電気的に接続され、イ
ンダクタL2、とインダクタL63は誘導結合体数十M
で誘導結合により電気的に接続される。
以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタの入
力端Tl側においては、伝送線路TL、。
力端Tl側においては、伝送線路TL、。
における伝送線路fl2側の接続点からインダクタL、
を介してアース短絡点側を見たときのインピーダンスと
、伝送線路TL、2における伝送線路TL□側の接続点
からインダクタl−52を介してアース短絡点側を見た
ときのインピーダンスと、伝送線路TL、3における入
力端Tl側の接続点からインダクタtssを介してアー
ス短絡点側を見たときのインピーダンスはそれぞれ無限
大となるように設定され、インダクタL51とインダク
タL5□とインダクタL63はそれぞれ、インピーダン
ス整合手段として動作する伝送線路TL、、T1、2、
TL++、TL+□、TL+sを介して入力端Tlに並
列に接続されている。
を介してアース短絡点側を見たときのインピーダンスと
、伝送線路TL、2における伝送線路TL□側の接続点
からインダクタl−52を介してアース短絡点側を見た
ときのインピーダンスと、伝送線路TL、3における入
力端Tl側の接続点からインダクタtssを介してアー
ス短絡点側を見たときのインピーダンスはそれぞれ無限
大となるように設定され、インダクタL51とインダク
タL5□とインダクタL63はそれぞれ、インピーダン
ス整合手段として動作する伝送線路TL、、T1、2、
TL++、TL+□、TL+sを介して入力端Tlに並
列に接続されている。
一方、出力端T2側においては、伝送線路TL2、にお
ける出力端T2側の接続点からインダクタL61を介し
てアース短絡点側を見たときのインピーダンスと、伝送
線路fl22における伝送線路TL、側の接続点からイ
ンダクタL62を介してアース短絡点側を見たときのイ
ンピーダンスと、伝送7 周波数を有する信号成分であり、共振回路23を通過す
る信号は共振周波数f3及びその付近の周波数を有する
信号成分である。従って、入力端Tlと出力端T2との
間の正方向伝達係数の周波数特性は、各共振回路21,
22.23の正方向伝達係数の周波数特性を重ね合わせ
た特性となる。
ける出力端T2側の接続点からインダクタL61を介し
てアース短絡点側を見たときのインピーダンスと、伝送
線路fl22における伝送線路TL、側の接続点からイ
ンダクタL62を介してアース短絡点側を見たときのイ
ンピーダンスと、伝送7 周波数を有する信号成分であり、共振回路23を通過す
る信号は共振周波数f3及びその付近の周波数を有する
信号成分である。従って、入力端Tlと出力端T2との
間の正方向伝達係数の周波数特性は、各共振回路21,
22.23の正方向伝達係数の周波数特性を重ね合わせ
た特性となる。
この帯域通過フィルタ20aにおいては、第2図(a)
に図示するように、インダクタL22とり、2との間の
誘導結合係数を−Mとし、他の2つのインダクタ間の誘
導結合係数を十Mとしている。
に図示するように、インダクタL22とり、2との間の
誘導結合係数を−Mとし、他の2つのインダクタ間の誘
導結合係数を十Mとしている。
すなわち、3つの共振周波数f□、f2.f3のうち2
つの共振周波数11.fsの中間に位置する共振周波数
f2を有する共振回路22を通過する信号の位相を、他
の共振回路21.23を通過する信号の位相に対して反
転させて出力端T2において合成している。これは、も
し反転させない場合、共振周波数flとf2の間の略中
央付近の周波数fl2において、共振回路21を通過す
る信号の位相θ21と共振回路22を通過する信号の位
相θ22との関係が例えばθ2.−−022のように反
転関係に線路TLxsにおける伝送線路fl3側の接続
点からインダクタL63を介してアース短絡点側を見た
ときのインピーダンスはそれぞれ無限大となるように設
定され、インダクタL61とインダクタL6□とインダ
クタL63はそれぞれ、インピーダンス整合手段として
動作する伝送線路TL3.TL、、TL2+、fl12
.fl23を介して出力端T2に並列に接続されている
。
つの共振周波数11.fsの中間に位置する共振周波数
f2を有する共振回路22を通過する信号の位相を、他
の共振回路21.23を通過する信号の位相に対して反
転させて出力端T2において合成している。これは、も
し反転させない場合、共振周波数flとf2の間の略中
央付近の周波数fl2において、共振回路21を通過す
る信号の位相θ21と共振回路22を通過する信号の位
相θ22との関係が例えばθ2.−−022のように反
転関係に線路TLxsにおける伝送線路fl3側の接続
点からインダクタL63を介してアース短絡点側を見た
ときのインピーダンスはそれぞれ無限大となるように設
定され、インダクタL61とインダクタL6□とインダ
クタL63はそれぞれ、インピーダンス整合手段として
動作する伝送線路TL3.TL、、TL2+、fl12
.fl23を介して出力端T2に並列に接続されている
。
従って、各直列共振回路21,22.23はそれぞれ信
号の入力端Tlと出力端T2との間に、上記インピーダ
ンス整合手段を介して並列に接続されている。
号の入力端Tlと出力端T2との間に、上記インピーダ
ンス整合手段を介して並列に接続されている。
以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタ20
aの入力端TIにマイクロ波信号を入力したとき、上記
マイクロ波信号は3分配されて各共振回路21,22.
23を通過した後、合成されて出力端T2に出力される
。なお、共振回路21を通過する信号は共振周波数fl
及びその付近の周波数を有する信号成分であり、共振回
路22を通過する信号は共振周波数f2及びその付近の
8 なり、同様に、共振周波数f2とf3の間の略中央付近
の周波数123において、共振回路22を通過する信号
の位相と共振回路23を通過する信号の位相が反転関係
になり、これによって、当該帯域通過フィルタにおける
正方向伝達係数の周波数特性の上記周波数fl2とf2
3において減衰極が生じ、その結果当該周波数特性が略
平坦にならなくなるからである。これを回避するため、
上述のように隣接する周波数毎に誘導結合係数の符号を
反転させている。
aの入力端TIにマイクロ波信号を入力したとき、上記
マイクロ波信号は3分配されて各共振回路21,22.
23を通過した後、合成されて出力端T2に出力される
。なお、共振回路21を通過する信号は共振周波数fl
及びその付近の周波数を有する信号成分であり、共振回
路22を通過する信号は共振周波数f2及びその付近の
8 なり、同様に、共振周波数f2とf3の間の略中央付近
の周波数123において、共振回路22を通過する信号
の位相と共振回路23を通過する信号の位相が反転関係
になり、これによって、当該帯域通過フィルタにおける
正方向伝達係数の周波数特性の上記周波数fl2とf2
3において減衰極が生じ、その結果当該周波数特性が略
平坦にならなくなるからである。これを回避するため、
上述のように隣接する周波数毎に誘導結合係数の符号を
反転させている。
本実施例では、隣接する周波数毎に誘導結合係数の符号
を反転させているが、これに限らず、伝送線路の電気長
を調整して、隣接する2つの共振周波数を有する共振回
路を通過する各信号の、各共振周波数にお−ける位相が
反転関係になるようにしてもよい。ここで、共振回路が
一般に複数n段である場合も同様である。
を反転させているが、これに限らず、伝送線路の電気長
を調整して、隣接する2つの共振周波数を有する共振回
路を通過する各信号の、各共振周波数にお−ける位相が
反転関係になるようにしてもよい。ここで、共振回路が
一般に複数n段である場合も同様である。
さらに、入力端Tlを、伝送線路TL2とTL。
1との間の接続点又は伝送線路TL、と伝送線路TL2
との間の接続点とせず、伝送線路TL、と伝送線路TL
、、との間の接続点としているのは、各共振回路21,
22.23を通過する各信号の伝送損失を略一定にする
ためである。
との間の接続点とせず、伝送線路TL、と伝送線路TL
、、との間の接続点としているのは、各共振回路21,
22.23を通過する各信号の伝送損失を略一定にする
ためである。
第3図(a)に、第2図(a)の共振器としてTE、、
、モードの誘電体共振器を用いて構成した並列多段帯域
通過フィルタ30aを示し、また、この帯域通過フィル
タ30aの等価回路を第4図(a)に示す。第3図(a
)及び第4図(a)において、第2図(a)と同一のも
のについては同一の符号を付している。
、モードの誘電体共振器を用いて構成した並列多段帯域
通過フィルタ30aを示し、また、この帯域通過フィル
タ30aの等価回路を第4図(a)に示す。第3図(a
)及び第4図(a)において、第2図(a)と同一のも
のについては同一の符号を付している。
上記並列多段帯域通過フィルタ30aは、第16図を参
照して説明したセルラーシステムの基地局に使用される
送信共用装置に組み込まれているチャンネルフィルタ2
に適用したものである。
照して説明したセルラーシステムの基地局に使用される
送信共用装置に組み込まれているチャンネルフィルタ2
に適用したものである。
上記チャンネルフィルタ2を構成する第3図(a)の並
列多段フィルタ30aは、3つの誘電体共振器21a、
22a、23aからなり、コレラ各誘電体共振器21a
、22a、23’aは、入力側同軸ケーブル31と出力
側同軸ケーブル32を介して、入力端TIと出力端T2
との間に並列に接続されている。ここで、入力側同軸ケ
ーブル31は伝送線路T L + 、 T L 2 、
T L r r 、 T L l 2 、 T Ll
、に対応しており、出力側同軸ケーブル32は伝送線路
T L s 、 T L 4 、 T L 21 、
T L 22. T L x sに対応している。
列多段フィルタ30aは、3つの誘電体共振器21a、
22a、23aからなり、コレラ各誘電体共振器21a
、22a、23’aは、入力側同軸ケーブル31と出力
側同軸ケーブル32を介して、入力端TIと出力端T2
との間に並列に接続されている。ここで、入力側同軸ケ
ーブル31は伝送線路T L + 、 T L 2 、
T L r r 、 T L l 2 、 T Ll
、に対応しており、出力側同軸ケーブル32は伝送線路
T L s 、 T L 4 、 T L 21 、
T L 22. T L x sに対応している。
また、各誘電体共振器21a、22a、23aは、シー
ルド空胴33内の中央部にて、円筒形状を有するT E
、、、モードの誘電体共振器34を、それと同じ線膨
張係数を有する支持台35の上に取り付けてなるもので
ある。上記シールド空胴33は、誘電体共振器34と同
じ線膨張係数を有するセラミックにてなる直方体形状の
筐体の外表面に、銀電極を焼き付けたものからなる。
ルド空胴33内の中央部にて、円筒形状を有するT E
、、、モードの誘電体共振器34を、それと同じ線膨
張係数を有する支持台35の上に取り付けてなるもので
ある。上記シールド空胴33は、誘電体共振器34と同
じ線膨張係数を有するセラミックにてなる直方体形状の
筐体の外表面に、銀電極を焼き付けたものからなる。
インダクタLSIを構成する例えばlターンのコイルと
、インダクタL、を構成する例えば1ターンのコイルと
が、誘電体共振器21aのシールド空洞33内に、T
E o r−モードの誘電体共振器34の磁界と結合す
るように設けられる。インダクタLSIのコイルの一端
は同軸ケーブル31の中心導体に接続され、その他端は
同軸ケーブル31の1 接地導体に接続される。また、インダクタL6.のコイ
ルの一端は同軸ケーブル32の中心導体に接続され、そ
の他端は同軸ケーブル32の接地導体に接続される。さ
らに、インダクタLSIとtszをそれぞれ構成する2
つのコイルが同様に、誘電体共振器22aのシールド空
洞33内に設けられ、インダクタLSIとl−5sをそ
れぞれ構成する2つのコイルが同様に、誘電体共振器2
3aのシールド空洞33内に設けられる。
、インダクタL、を構成する例えば1ターンのコイルと
が、誘電体共振器21aのシールド空洞33内に、T
E o r−モードの誘電体共振器34の磁界と結合す
るように設けられる。インダクタLSIのコイルの一端
は同軸ケーブル31の中心導体に接続され、その他端は
同軸ケーブル31の1 接地導体に接続される。また、インダクタL6.のコイ
ルの一端は同軸ケーブル32の中心導体に接続され、そ
の他端は同軸ケーブル32の接地導体に接続される。さ
らに、インダクタLSIとtszをそれぞれ構成する2
つのコイルが同様に、誘電体共振器22aのシールド空
洞33内に設けられ、インダクタLSIとl−5sをそ
れぞれ構成する2つのコイルが同様に、誘電体共振器2
3aのシールド空洞33内に設けられる。
また、TEaraモードの誘電体共振器34の内部に配
置されている小さい円筒形状の誘電体36は、共振周波
数のチューニングのために設けられ、誘電体共振器34
の電場の勾配中において移動させることにより、各誘電
体共振器34の共振周波数を変化させることができる。
置されている小さい円筒形状の誘電体36は、共振周波
数のチューニングのために設けられ、誘電体共振器34
の電場の勾配中において移動させることにより、各誘電
体共振器34の共振周波数を変化させることができる。
、さらに、3つのTE orbモード誘電体共振器34
の各チューニング用の誘電体36は、1本のシャフト3
7に固定されており、このシャフト37を矢印A、で示
す方向に移動させることによって、上記3つのT E
o 18モ一ド誘電体共振器34の共振周波数を同時に
2 調整することができる。
の各チューニング用の誘電体36は、1本のシャフト3
7に固定されており、このシャフト37を矢印A、で示
す方向に移動させることによって、上記3つのT E
o 18モ一ド誘電体共振器34の共振周波数を同時に
2 調整することができる。
なお、第4図(a)に図示した並列多段帯域通過フィル
タ30aの等価回路l二おいて、各誘電体共振器34は
それぞれ、2個のインダクタL 、、。
タ30aの等価回路l二おいて、各誘電体共振器34は
それぞれ、2個のインダクタL 、、。
I−z+と可変キャパシタvC1と損失抵抗R1が互い
に並列に接続された並列共振回路、2gIのインダクタ
L1□+L2□と可変キャパシタVC2と損失抵抗R2
が互いに並列に接続された並列共振回路、2個のインダ
クタLl1.Lzsと可変キャパシタVC1と損失抵抗
R8が互いに並列に接続された並列共振回路により構成
されている。
に並列に接続された並列共振回路、2gIのインダクタ
L1□+L2□と可変キャパシタVC2と損失抵抗R2
が互いに並列に接続された並列共振回路、2個のインダ
クタLl1.Lzsと可変キャパシタVC1と損失抵抗
R8が互いに並列に接続された並列共振回路により構成
されている。
以上のように構成されたチャンネルフィルタの帯域通過
フィルタ30aにおいては、例えば300kHzの帯域
幅のパワースペクトラムを有する入力信号がほぼ均等に
、各共振周波数に応じて入力端Tlから入力側同軸ケー
ブル3Iを介して3つの誘電体共振器21a、22a、
23aに分配されて入力される。そして、分配された入
力信号は、上記出力側同軸ケーブル32を介して各接続
点にて合成された後、出力端T2から出力される。
フィルタ30aにおいては、例えば300kHzの帯域
幅のパワースペクトラムを有する入力信号がほぼ均等に
、各共振周波数に応じて入力端Tlから入力側同軸ケー
ブル3Iを介して3つの誘電体共振器21a、22a、
23aに分配されて入力される。そして、分配された入
力信号は、上記出力側同軸ケーブル32を介して各接続
点にて合成された後、出力端T2から出力される。
第3図(a)の並列多段帯域通過フィルタ30aの正方
向伝達係数の周波数特性100と、各共振器34の正方
向伝達係数の周波数特性101゜102.103と、当
該帯域通過フィルタ30aの群遅延時間の周波数特性1
04を第5図に示す。
向伝達係数の周波数特性100と、各共振器34の正方
向伝達係数の周波数特性101゜102.103と、当
該帯域通過フィルタ30aの群遅延時間の周波数特性1
04を第5図に示す。
この帯域通過フィルタ30aは、300kHzの通過帯
域幅を有し、その中心周波数は955.0MHzである
。また、当該並列多段帯域通過フィルタ30aを構成し
ている3つの共振器34の各共振周波数f1.f2.f
3、負荷Q(QL)及び無負荷Q (Q、)は次の通り
である。
域幅を有し、その中心周波数は955.0MHzである
。また、当該並列多段帯域通過フィルタ30aを構成し
ている3つの共振器34の各共振周波数f1.f2.f
3、負荷Q(QL)及び無負荷Q (Q、)は次の通り
である。
(a)第1の共振器21aを構成する誘電体共振器34
共振周波数f r= 954.8MHzQL= 430
0、Q、= 22000(b)第2の共振器22aを構
成する誘電体共振器34 共振周波数f2=955.0MHz QL−3400,Qo−22000 (c)第3の共振器23aを構成する誘電体共振5 周波数f2を有する共振器の負荷Q(QL)を、最低と
最高の共振周波数f、、f3を有する共振器の負荷Q(
QL)よりもわずかに小さくなるように設定している。
0、Q、= 22000(b)第2の共振器22aを構
成する誘電体共振器34 共振周波数f2=955.0MHz QL−3400,Qo−22000 (c)第3の共振器23aを構成する誘電体共振5 周波数f2を有する共振器の負荷Q(QL)を、最低と
最高の共振周波数f、、f3を有する共振器の負荷Q(
QL)よりもわずかに小さくなるように設定している。
これは、中間の共振周波数f2における正方向伝達係数
の特性が、隣接する両側の共振周波数f、、f3の共振
器の正方向伝達係数の周波数特性のすそのによって影響
を受け、これによって当該伝達係数が増大するので、各
共振器の正方向伝達係数の周波数特性の重ね合わせであ
る当該帯域通過フィルタの周波数特性を平坦にするため
に、上述のように各共振器の負荷Q(QL)が設定され
る。
の特性が、隣接する両側の共振周波数f、、f3の共振
器の正方向伝達係数の周波数特性のすそのによって影響
を受け、これによって当該伝達係数が増大するので、各
共振器の正方向伝達係数の周波数特性の重ね合わせであ
る当該帯域通過フィルタの周波数特性を平坦にするため
に、上述のように各共振器の負荷Q(QL)が設定され
る。
この各共振器の負荷Q(QL)の設定と各周波周波数特
性との関係は共振器の共振周波数などの設定に依存する
が、一般に好ましくは、上記各共振器のうち最高と最低
の共振周波数をそれぞれ有する共振器が略同一の負荷Q
を有し、中間の共振周波数を有する他の共振器が上記略
同一の負荷Qと略同一か又は小さい負荷Qを有するよう
に構成する。これによって、より平坦な正方向伝達係数
器34 共振周波数f s= 955−2MHzQL=4300
、Q、=22000 この第5図から、上記帯域通過フィルタ30aでは、そ
の通過帯域内における群遅延時間の周波数特性104の
変化量は、はぼl 920nsecから1980 n5
ecの60nsecの範囲内にあることがわかる。
性との関係は共振器の共振周波数などの設定に依存する
が、一般に好ましくは、上記各共振器のうち最高と最低
の共振周波数をそれぞれ有する共振器が略同一の負荷Q
を有し、中間の共振周波数を有する他の共振器が上記略
同一の負荷Qと略同一か又は小さい負荷Qを有するよう
に構成する。これによって、より平坦な正方向伝達係数
器34 共振周波数f s= 955−2MHzQL=4300
、Q、=22000 この第5図から、上記帯域通過フィルタ30aでは、そ
の通過帯域内における群遅延時間の周波数特性104の
変化量は、はぼl 920nsecから1980 n5
ecの60nsecの範囲内にあることがわかる。
さらに、上記帯域通過フィルタ30aで3チヤンネルの
送信共用装置を構成したときの、各チャンネルでの正方
向伝達係数の周波数特性ill。
送信共用装置を構成したときの、各チャンネルでの正方
向伝達係数の周波数特性ill。
112.113及び群遅延時間の周波数特性121.1
22.123を第6図に示す。なお、チャンネル1の中
心周波数は954.4MHzであり、チャンネル2の中
心周波数は955.0MHzであり、チャンネル3の中
心周波数は955.6MHzである。
22.123を第6図に示す。なお、チャンネル1の中
心周波数は954.4MHzであり、チャンネル2の中
心周波数は955.0MHzであり、チャンネル3の中
心周波数は955.6MHzである。
なお、各共振器の負荷Q (QL)は、上述のように、
最低と最高の共振周波数f、、f、を有する共振器の負
荷Q(QL)を同一とし、中間の共振6 の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波数特性を
得ることができる。
最低と最高の共振周波数f、、f、を有する共振器の負
荷Q(QL)を同一とし、中間の共振6 の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波数特性を
得ることができる。
ここで、各共振器の負荷Qの設定について詳細に説明す
る。
る。
いま、3段の並列多段帯域通過フィルタについて考え、
各共振器が第5図に図示した共振周波数f+、f2+
fsと同一の無負荷Q(Q、)=22000を有する
と仮定し、各共振器の負荷Q(以下、共振周波数flの
共振器の負荷QをQL+とし、共振周波数f2の共振器
の負荷QをQ f2とし、共振周波数f3の共振器の負
荷QをQL3とする。)を以下のように設定する。
各共振器が第5図に図示した共振周波数f+、f2+
fsと同一の無負荷Q(Q、)=22000を有する
と仮定し、各共振器の負荷Q(以下、共振周波数flの
共振器の負荷QをQL+とし、共振周波数f2の共振器
の負荷QをQ f2とし、共振周波数f3の共振器の負
荷QをQL3とする。)を以下のように設定する。
設定例1
QL、=4300.QLz=3400乃至4300、よ
り好ましくは3500、QL3=4300設定例2 QL、=4300、QL2=3350乃至3450、よ
り好ましくは3400.QL、=4300設定例3 QL+=4300、QL2=2400乃至それ以下、Q
L3=4300 設定例4 QL、=3000、QL2=2350乃至2450、よ
り好ましくは2400.QL、=3000上記設定例1
は、本発明の請求項9の場合に対応し、上記各共振器の
無負荷Qが有限であるときに、上記帯域通過フィルタの
所定の通過帯域内の正方向伝達係数の変化量が小さくな
るように上記各共振器の負荷Qを設定している。これに
よって、極めて平坦な正方向伝達係数の周波数特性を得
ることができる。
り好ましくは3500、QL3=4300設定例2 QL、=4300、QL2=3350乃至3450、よ
り好ましくは3400.QL、=4300設定例3 QL+=4300、QL2=2400乃至それ以下、Q
L3=4300 設定例4 QL、=3000、QL2=2350乃至2450、よ
り好ましくは2400.QL、=3000上記設定例1
は、本発明の請求項9の場合に対応し、上記各共振器の
無負荷Qが有限であるときに、上記帯域通過フィルタの
所定の通過帯域内の正方向伝達係数の変化量が小さくな
るように上記各共振器の負荷Qを設定している。これに
よって、極めて平坦な正方向伝達係数の周波数特性を得
ることができる。
上記設定例2は、本発明の請求項IOの場合に対応し、
上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間
の周波数特性において生じる複数の変化点における各変
化量が略同一となるように上記各共tM器の負荷Qを設
定している。これによって、より平坦であって良好な群
遅延時間の周波数特性を得ることができる。
上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間
の周波数特性において生じる複数の変化点における各変
化量が略同一となるように上記各共tM器の負荷Qを設
定している。これによって、より平坦であって良好な群
遅延時間の周波数特性を得ることができる。
上記設定例3は、従来のチエビシエフ型帯域通過フィル
タの群遅延時間の周波数特性と同様の特性を得るための
上記各共振器の負荷Qの設定を示している。
タの群遅延時間の周波数特性と同様の特性を得るための
上記各共振器の負荷Qの設定を示している。
上記設定例4は、本発明の請求項11の場合に対応し、
上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間
の周波数特性において生じる複数の変化点における各変
化量が略零となるように上記各共振器の負荷Qを設定し
ている。これによって、極めて平坦な群遅延時間の周波
数特性を得ることができる。
上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間
の周波数特性において生じる複数の変化点における各変
化量が略零となるように上記各共振器の負荷Qを設定し
ている。これによって、極めて平坦な群遅延時間の周波
数特性を得ることができる。
さらに、4段の並列多段帯域通過フィルタの場合におい
ては、好ましくは、互いに異なる4つの共振周波数のう
ち中間の2つの共振周波数の共振器の負荷Q(QL)を
、最低と最高の共振周波数の共振器の負荷Q(QL)と
略同一か又は小さく設定すればよい。さらに、5段の並
列多段帯域通過フィルタの場合においては、好ましくは
、互いに異なる5つの共振周波数のうち中間の3つの共
振周波数の共振器の負荷Q(QL)を、最低と最高の共
振周波数の共振器の負荷Q(QL)と略同一か又は小さ
く設定し、かつ上記中間の3つの共39− 振周波数のうちそれらの中間の共振周波数の共振器の負
荷Q(QL)を他の共振器の負荷Q(QL)と略同一か
又は小さく設定すればよい。以下、6段以上の並列多段
帯域通過フィルタについても、同様に各共振器の負荷Q
(QL)が設定される。
ては、好ましくは、互いに異なる4つの共振周波数のう
ち中間の2つの共振周波数の共振器の負荷Q(QL)を
、最低と最高の共振周波数の共振器の負荷Q(QL)と
略同一か又は小さく設定すればよい。さらに、5段の並
列多段帯域通過フィルタの場合においては、好ましくは
、互いに異なる5つの共振周波数のうち中間の3つの共
振周波数の共振器の負荷Q(QL)を、最低と最高の共
振周波数の共振器の負荷Q(QL)と略同一か又は小さ
く設定し、かつ上記中間の3つの共39− 振周波数のうちそれらの中間の共振周波数の共振器の負
荷Q(QL)を他の共振器の負荷Q(QL)と略同一か
又は小さく設定すればよい。以下、6段以上の並列多段
帯域通過フィルタについても、同様に各共振器の負荷Q
(QL)が設定される。
上述の並列多段帯域通過フィルタ30aに対して、第1
7図に図示した従来の直列多段帯域通過フィルタ8につ
いて、上記第5図及び第6図に対応する特性を示せば、
第7図および第8図に示すようになる。なお、第7図に
おいて、130は当該帯域通過フィルタ8の正方向伝達
係数の周波数特性であり、131はその群遅延時間の周
波数特性である。また、第8図において、141,14
2.143はそれぞれ各チャンネルにおける正方向伝達
係数の周波数特性であり、151,152゜153はそ
れぞれ各チャンネルにおける群遅延時間の周波数特性で
ある。
7図に図示した従来の直列多段帯域通過フィルタ8につ
いて、上記第5図及び第6図に対応する特性を示せば、
第7図および第8図に示すようになる。なお、第7図に
おいて、130は当該帯域通過フィルタ8の正方向伝達
係数の周波数特性であり、131はその群遅延時間の周
波数特性である。また、第8図において、141,14
2.143はそれぞれ各チャンネルにおける正方向伝達
係数の周波数特性であり、151,152゜153はそ
れぞれ各チャンネルにおける群遅延時間の周波数特性で
ある。
この第7図および第8図から明らかなように、従来の直
列多段帯域通過フィルタ8においては、群遅延時間が当
該帯域通過フィルタ8の通過帯域40− 内で約130 n5ec程度ないしはそれ以上の変化量
を有していることが分かる。また、第3図(a)に図示
した本実施例の帯域通過フィルタ30aにおいては、群
遅延時間特性が従来の帯域通過フィルタ8に比較して、
大幅に群遅延時間特性が改善され、より平坦な周波数特
性を得ることができることが分かる。
列多段帯域通過フィルタ8においては、群遅延時間が当
該帯域通過フィルタ8の通過帯域40− 内で約130 n5ec程度ないしはそれ以上の変化量
を有していることが分かる。また、第3図(a)に図示
した本実施例の帯域通過フィルタ30aにおいては、群
遅延時間特性が従来の帯域通過フィルタ8に比較して、
大幅に群遅延時間特性が改善され、より平坦な周波数特
性を得ることができることが分かる。
第3図(b)に、第3図(a)に図示された並列多段帯
域通過フィルタ30aの変形例30bを示し、その等価
回路を第4図(b)に示す。第3図(b)及び第4図(
b)において、第3図(a)及び第4図(a)と同一の
ものについては同一の符号を付している。
域通過フィルタ30aの変形例30bを示し、その等価
回路を第4図(b)に示す。第3図(b)及び第4図(
b)において、第3図(a)及び第4図(a)と同一の
ものについては同一の符号を付している。
第3図(b)に図示された並列多段帯域通過フィルタに
おいては、第1図の基本回路と同様に、各誘電体共振器
34の入力側のインダクタL++、 L+2+Lllと
誘導結合によりそれぞれ結合されるインダクタLs++
Ls2* L3sが入力端Tlとアースとの間に直列
に接続され、各誘電体共振器34の出力側のインダクタ
L2□L2□、1、2、と誘導結合によりそれぞれ結合
されるインダクタLSI+ L42+L43が出力端T
2とアースとの間に直列に接続されている。その他の構
成は、第3図(a)に図示された並列多段帯域通過フィ
ルタと同様である。
おいては、第1図の基本回路と同様に、各誘電体共振器
34の入力側のインダクタL++、 L+2+Lllと
誘導結合によりそれぞれ結合されるインダクタLs++
Ls2* L3sが入力端Tlとアースとの間に直列
に接続され、各誘電体共振器34の出力側のインダクタ
L2□L2□、1、2、と誘導結合によりそれぞれ結合
されるインダクタLSI+ L42+L43が出力端T
2とアースとの間に直列に接続されている。その他の構
成は、第3図(a)に図示された並列多段帯域通過フィ
ルタと同様である。
第2図(b)に、第2図(a)の並列多段帯域通過フィ
ルタ20aの変形例20bを示す。第2図(b)におい
て、第2図(a)と同一のものについては同一の符号を
付している。
ルタ20aの変形例20bを示す。第2図(b)におい
て、第2図(a)と同一のものについては同一の符号を
付している。
第2図(b)において、入力端Tlは、伝送線路TLl
、とインダクタLSIを介してアースに接続されるとと
もに、伝送線路TLl2とインダクタL、2を介してア
ースに接続される。また、入力端Tlは伝送線路T L
s 3とインダクタl−5sを介してアースに接続さ
れる。ここで、伝送線路T L s rの入力端Tl側
からインダクタLSIを介してアース短絡点までの電気
長はλg/4に設定され、伝送線路T L s 2の入
力端Tl側からインダクタL、2を介してアース短絡点
までの電気長はλg/4に設定され、伝送線路T L
s sの入力端Tl側からインダクタL63を介してア
ース短絡点までの電気長はλ3 T L s rにおける入力端Tl側の接続点からイン
ダクタLSIを介してアース短絡点側を見たときのイン
ピーダンスと、伝送線路TLl2における入力端Tl側
の接続点からインダクタL、2を介してアース短絡点側
を見たときのインピーダンスと、伝送線路TL33にお
ける入力端Tl側の接続点からインダクタl−5sを介
してアース短絡点側を見たときのインピーダンスはそれ
ぞれ無限大となるように設定され、インダクタLSIと
インダクタLSIとインダクタLssはそれぞれインピ
ーダンス整合手段として動作する伝送線路T L s
+ 、 T L s x 、 T L s sを介して
入力端Tlに並列に接続されている。
、とインダクタLSIを介してアースに接続されるとと
もに、伝送線路TLl2とインダクタL、2を介してア
ースに接続される。また、入力端Tlは伝送線路T L
s 3とインダクタl−5sを介してアースに接続さ
れる。ここで、伝送線路T L s rの入力端Tl側
からインダクタLSIを介してアース短絡点までの電気
長はλg/4に設定され、伝送線路T L s 2の入
力端Tl側からインダクタL、2を介してアース短絡点
までの電気長はλg/4に設定され、伝送線路T L
s sの入力端Tl側からインダクタL63を介してア
ース短絡点までの電気長はλ3 T L s rにおける入力端Tl側の接続点からイン
ダクタLSIを介してアース短絡点側を見たときのイン
ピーダンスと、伝送線路TLl2における入力端Tl側
の接続点からインダクタL、2を介してアース短絡点側
を見たときのインピーダンスと、伝送線路TL33にお
ける入力端Tl側の接続点からインダクタl−5sを介
してアース短絡点側を見たときのインピーダンスはそれ
ぞれ無限大となるように設定され、インダクタLSIと
インダクタLSIとインダクタLssはそれぞれインピ
ーダンス整合手段として動作する伝送線路T L s
+ 、 T L s x 、 T L s sを介して
入力端Tlに並列に接続されている。
一方、出力端T2側においては、伝送線路TL6.にお
ける出力端T2側の接続点からインダクタL6□を介し
てアース短絡点側を見たときのインピーダンスと、伝送
線路TLl2における出力端T2側の接続点からインダ
クタL62を介してアース短絡点側を見たときのインピ
ーダンスと、伝送線路TLl3における出力端T2側の
接続点からインダクタl−43を介してアース短絡点側
を見たときのイg/4に設定される。
ける出力端T2側の接続点からインダクタL6□を介し
てアース短絡点側を見たときのインピーダンスと、伝送
線路TLl2における出力端T2側の接続点からインダ
クタL62を介してアース短絡点側を見たときのインピ
ーダンスと、伝送線路TLl3における出力端T2側の
接続点からインダクタl−43を介してアース短絡点側
を見たときのイg/4に設定される。
また、出力端T2は、伝送線路TLl、とインダクタL
0を介してアースに接続されるとともに、伝送線路TL
l、とインダクタL6□を介してアースに接続される。
0を介してアースに接続されるとともに、伝送線路TL
l、とインダクタL6□を介してアースに接続される。
また、出力端T2は伝送線路TL4、とインダクタLS
Isを介してアースに接続される。
Isを介してアースに接続される。
ここで、伝送線路T L 41の出力端T2側からイン
ダクタLSIを介してアース短絡点までの電気長はλg
/4に設定され、伝送線路TLl2の出力端T2側から
インダクタL62を介してアース短絡点までの電気長は
λg/4に設定され、伝送線路TL1.の出力端T2側
からインダクタLssを介してアース短絡点までの電気
長は、λg/4に設定される。
ダクタLSIを介してアース短絡点までの電気長はλg
/4に設定され、伝送線路TLl2の出力端T2側から
インダクタL62を介してアース短絡点までの電気長は
λg/4に設定され、伝送線路TL1.の出力端T2側
からインダクタLssを介してアース短絡点までの電気
長は、λg/4に設定される。
共振回路21.22.23は第2図(b)と同様に構成
され、また、各インダクタ間の結合は第2図(b)と同
様に誘導結合により電気的に接続される。
され、また、各インダクタ間の結合は第2図(b)と同
様に誘導結合により電気的に接続される。
以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタ20
bの入力端Tl側においては、伝送線路4 ンピーダンスはそれぞれ無限大となるように設定され、
インダクタL0とインダクタLSIとインダクタl−5
sはそれぞれ、インピーダンス整合手段として動作する
伝送線路T L 41 、 T L 42 、 T L
a sを介して出力端T2に並列に接続されている。
bの入力端Tl側においては、伝送線路4 ンピーダンスはそれぞれ無限大となるように設定され、
インダクタL0とインダクタLSIとインダクタl−5
sはそれぞれ、インピーダンス整合手段として動作する
伝送線路T L 41 、 T L 42 、 T L
a sを介して出力端T2に並列に接続されている。
従って、各直列共振回路’21,22.23はそれぞれ
信号の入力端TIと出力端T2との間に、上記インピー
ダンス整合手段を介して並列に接続されている。
信号の入力端TIと出力端T2との間に、上記インピー
ダンス整合手段を介して並列に接続されている。
以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタ20
bは第2図(a)に図示された帯域通過フィルタ20a
と同様の作用と効果を有する。
bは第2図(a)に図示された帯域通過フィルタ20a
と同様の作用と効果を有する。
第3図(a)を参照して説明した帯域通過フィルタ30
aでは、3つのTEo+−モード誘電体共振器34の各
チューニング用の円筒形状の誘電体36を、1本のシャ
フト37によって、上記3つのTEo+−モード誘電体
共振器21a、22a。
aでは、3つのTEo+−モード誘電体共振器34の各
チューニング用の円筒形状の誘電体36を、1本のシャ
フト37によって、上記3つのTEo+−モード誘電体
共振器21a、22a。
23aの共振周波数を同時に調整するようにしたが、第
1O図(a)、第10図(b)及び第1O図(c)に示
すように、3つのT F o r 1モード誘電体共振
器21a、22a、23aの共振周波数をそれぞれに設
けた合計3本のシャツ)41.428よび43により、
矢印A2で示すように、独立して調整することができる
ように構成してもよい。この並列多段帯域通過フィルタ
は、第10図(b)からも分かるように、互いに平行に
配置された入力側同軸ケーブル44と出力側同軸ケーブ
ル45の上に、上述した第3図(b)の各TEo。
1O図(a)、第10図(b)及び第1O図(c)に示
すように、3つのT F o r 1モード誘電体共振
器21a、22a、23aの共振周波数をそれぞれに設
けた合計3本のシャツ)41.428よび43により、
矢印A2で示すように、独立して調整することができる
ように構成してもよい。この並列多段帯域通過フィルタ
は、第10図(b)からも分かるように、互いに平行に
配置された入力側同軸ケーブル44と出力側同軸ケーブ
ル45の上に、上述した第3図(b)の各TEo。
、モード誘電体共振器21a、22a、23aを配置し
たものである。この並列多段帯域通過フィルタにおいて
は、各TE、、、モード誘電体共振器21a、22a、
23aの各シャフト41,42゜43を動かすことによ
って、TE、、モード誘電体共振器21a、22a、2
3aの共振周波数を独立して変化させることができると
いう利点がある。
たものである。この並列多段帯域通過フィルタにおいて
は、各TE、、、モード誘電体共振器21a、22a、
23aの各シャフト41,42゜43を動かすことによ
って、TE、、モード誘電体共振器21a、22a、2
3aの共振周波数を独立して変化させることができると
いう利点がある。
(以下余白)
7−
る。従って、第11図に図示された並列多段帯域通過フ
ィルタは、上記各共振器51,52.53の通過帯域を
重ね合わせた通過帯域を有する。
ィルタは、上記各共振器51,52.53の通過帯域を
重ね合わせた通過帯域を有する。
第12図(a)に、共振器として伝送線路を用いた容量
結合型並列多段帯域通過フィルタを示す。
結合型並列多段帯域通過フィルタを示す。
第12図(a)において、共振器51として電気長λg
/2の伝送線路TL+o+を用い、共振器52として電
気長λgの伝送線路TL、。2を用い、共振器53とし
て電気長λg/2の伝送線路TL103を用いている。
/2の伝送線路TL+o+を用い、共振器52として電
気長λgの伝送線路TL、。2を用い、共振器53とし
て電気長λg/2の伝送線路TL103を用いている。
ここで、各伝送線路TL、。1゜T L lo 2.
T L +。3はそれぞれ電気長λg/2の共振器を構
成している。
T L +。3はそれぞれ電気長λg/2の共振器を構
成している。
また、第11図の基本回路に比較し、入力端Tl側にお
いて、インピーダンス整合のために、入力端T1とキャ
パシタC1□との間に電気長λg/2の伝送線路TL、
、が挿入されるとともに、入力端T1とキャパシタC3
,との間に電気長λg/2の伝送線路TLs2が挿入さ
れている。また、出力端f2側において、インピーダン
ス整合のために、出力端T2とキャパシタC1□との間
に電気長2g第2の実施例 本発明に係る第2の実施例である容量結合型並列多段帯
域通過フィルタの基本回路を第11図に示す。
いて、インピーダンス整合のために、入力端T1とキャ
パシタC1□との間に電気長λg/2の伝送線路TL、
、が挿入されるとともに、入力端T1とキャパシタC3
,との間に電気長λg/2の伝送線路TLs2が挿入さ
れている。また、出力端f2側において、インピーダン
ス整合のために、出力端T2とキャパシタC1□との間
に電気長2g第2の実施例 本発明に係る第2の実施例である容量結合型並列多段帯
域通過フィルタの基本回路を第11図に示す。
第11図において、信号の入力端Tlは、結合用キャパ
シタC1、と特性インピーダンスZaと共振周波数fl
を有する共振器51と結合用キャパシタC1□とを介し
て出力端T2に接続されるとともに、結合用キャパシタ
C21と特性インピーダンスZaと共振周波数f2を有
する共振器52と結合用キャパシタC22とを介して出
力端T2に接続される。また、入力端TIは、結合用キ
ャパシタC31と特性インピーダンスZaと共振周波数
f。
シタC1、と特性インピーダンスZaと共振周波数fl
を有する共振器51と結合用キャパシタC1□とを介し
て出力端T2に接続されるとともに、結合用キャパシタ
C21と特性インピーダンスZaと共振周波数f2を有
する共振器52と結合用キャパシタC22とを介して出
力端T2に接続される。また、入力端TIは、結合用キ
ャパシタC31と特性インピーダンスZaと共振周波数
f。
を有する共振器53と結合用キャパシタC32とを介し
て出力端T2に接続される。
て出力端T2に接続される。
ここで、各共振器51.52.53の共振周波数f、、
f2.t、は互いに異なりかつ近接するように、第1の
実施例と同様に設定され、各共振器51.52.53は
上記共振周波数を通過帯域の中心周波数とする帯域通過
フィルタとして動作す8 f2の伝送線路TL、、が挿入されるとともに、出力端
T2とキャパシタC12との間に電気長λg/2の伝送
線路T L s 4が挿入されている。
f2.t、は互いに異なりかつ近接するように、第1の
実施例と同様に設定され、各共振器51.52.53は
上記共振周波数を通過帯域の中心周波数とする帯域通過
フィルタとして動作す8 f2の伝送線路TL、、が挿入されるとともに、出力端
T2とキャパシタC12との間に電気長λg/2の伝送
線路T L s 4が挿入されている。
なお、中間の共振周波数f2を有する伝送線路TLIQ
2の電気長をλgとし、他の共振周波数firf、を有
する伝送線路T L sor、 T L to3の電気
長をλg/2としているのは、第1の実施例と同様に、
伝送線路TL+ozを通過する信号の位相を他の伝送線
路TL+o1.TL□。、を通過する信号の位相に比較
し反転させるためである。
2の電気長をλgとし、他の共振周波数firf、を有
する伝送線路T L sor、 T L to3の電気
長をλg/2としているのは、第1の実施例と同様に、
伝送線路TL+ozを通過する信号の位相を他の伝送線
路TL+o1.TL□。、を通過する信号の位相に比較
し反転させるためである。
以上のように構成された帯域通過フィルタにおいて、共
振器として動作する各伝送線路TL、。、。
振器として動作する各伝送線路TL、。、。
TL、。、、TL、。3はそれぞれ、信号の入力端Tl
と出力端T2との間に、結合用のキャパシタC1□。
と出力端T2との間に、結合用のキャパシタC1□。
C12,C2++ C2□+ C31+ C32及びイ
ンピーダンス整合用の伝送線路TLs+、 TLs2.
TLS3. TLS4を介して並列に接続されている
。
ンピーダンス整合用の伝送線路TLs+、 TLs2.
TLS3. TLS4を介して並列に接続されている
。
この帯域通過フィルタの入力端Tlにマイクロ波信号を
入力したとき、上記マイクロ波信号は3分配されて伝送
線路T L r o r 、 T L□。2.TL□。
入力したとき、上記マイクロ波信号は3分配されて伝送
線路T L r o r 、 T L□。2.TL□。
。
を通過した後、合成されて出力端T2に出力される。こ
の帯域通過フィルタは、第2図(a)及び(b)に図示
した帯域通過フィルタと同様の作用と効果を有する。
の帯域通過フィルタは、第2図(a)及び(b)に図示
した帯域通過フィルタと同様の作用と効果を有する。
第12図(a)に図示した並列多段帯域通過フィルタの
正方向伝達係数の周波数特性200と、共振器として動
作する伝送線路TL1oI、TLlo2゜TLrosの
正方向伝達係数の周波数特性201゜202.203と
、当該帯域通過フィルタの群遅延時間の周波数特性20
4を第15図に示す。
正方向伝達係数の周波数特性200と、共振器として動
作する伝送線路TL1oI、TLlo2゜TLrosの
正方向伝達係数の周波数特性201゜202.203と
、当該帯域通過フィルタの群遅延時間の周波数特性20
4を第15図に示す。
この帯域通過フィルタは、移動通信システムの移動機の
受信フィルタに用いられるものであって、25MHzの
通過帯域幅を有し、その中心周波数は947.5MHz
である。また、当該並列多段帯域通過フィルタを構成し
ている3つの伝送線路TL+o1.TL+ox、TLI
ozの各共振周波数fr。
受信フィルタに用いられるものであって、25MHzの
通過帯域幅を有し、その中心周波数は947.5MHz
である。また、当該並列多段帯域通過フィルタを構成し
ている3つの伝送線路TL+o1.TL+ox、TLI
ozの各共振周波数fr。
f2.f3、負荷Q(、QL)及び無負荷Q(Q、)は
次の通りである。
次の通りである。
(a)伝送線路TL、。1
共振周波数f += 936 、85MHzQ、−65
、Qo= 430 (b)伝送線路TLIo2 共振周波数f2=94L 5MHz Q、=25、Q、= 430 (C)伝送線路T L 、、。
、Qo= 430 (b)伝送線路TLIo2 共振周波数f2=94L 5MHz Q、=25、Q、= 430 (C)伝送線路T L 、、。
共振周波数fs=958.15MHz
QL=65、Q、= 430
この第15図から、第12図(a)に図示した上記帯域
通過フィルタは、所定の通過帯域幅25MHz内におい
て、正方向伝達係数の周波数特性は概ね平坦であり、群
遅延時間の周波数特性204の変化量は、約2 n5e
cであることがわかる。
通過フィルタは、所定の通過帯域幅25MHz内におい
て、正方向伝達係数の周波数特性は概ね平坦であり、群
遅延時間の周波数特性204の変化量は、約2 n5e
cであることがわかる。
第13図(a)及び第13図(b)に、共振器として同
軸型誘電体共振器71,72.73を用い、インピーダ
ンス整合用の伝送線路としてマイクロストリップ線路M
51.MS2.M53.M54を用いた場合の並列多段
帯域通過フィルタを示す。
軸型誘電体共振器71,72.73を用い、インピーダ
ンス整合用の伝送線路としてマイクロストリップ線路M
51.MS2.M53.M54を用いた場合の並列多段
帯域通過フィルタを示す。
第13図(a)及び第13図(b)において、裏面全面
に接地導体が形成された誘電体基板621− 上に、入力111flTIから分岐する電気長λg/2
のマイクロストリップ線路M51と、電気長λg/2の
マイクロストリップ線路M52が形成される。
に接地導体が形成された誘電体基板621− 上に、入力111flTIから分岐する電気長λg/2
のマイクロストリップ線路M51と、電気長λg/2の
マイクロストリップ線路M52が形成される。
この各マイクロストリップ線路M51.M52の端部か
ら所定間隔離れて導体MIOl、MIO3が形成され、
入力端Tlの導体から所定間隔離れて導体MIO2が形
成される。ここで、各導体Mlol、MIO2,MIO
3は互いに同一の間隔だけ離れてl直線上に配列される
ように形成されている。また、この誘電体基板62にお
いて、マイクロストリップ線路M51の端部と導体MI
Olとの間にキャパシタC11が形成され、入力端T1
の導体と導体MIO2との間にキャパシタC21が形成
され、マイクロストリップ線路M52の端部と導体MI
O3との間にキャパシタC31が形成される。なお′、
誘電体基板62は複数の支持棒83によって支持されて
いる。
ら所定間隔離れて導体MIOl、MIO3が形成され、
入力端Tlの導体から所定間隔離れて導体MIO2が形
成される。ここで、各導体Mlol、MIO2,MIO
3は互いに同一の間隔だけ離れてl直線上に配列される
ように形成されている。また、この誘電体基板62にお
いて、マイクロストリップ線路M51の端部と導体MI
Olとの間にキャパシタC11が形成され、入力端T1
の導体と導体MIO2との間にキャパシタC21が形成
され、マイクロストリップ線路M52の端部と導体MI
O3との間にキャパシタC31が形成される。なお′、
誘電体基板62は複数の支持棒83によって支持されて
いる。
また、裏面全面に接地導体61が形成された誘電体基板
60上に、出力端T2から分岐する電気長λg/2のマ
イクロストリップ線路M53と、2− 電気長λg/2のマイクロストリップ線MM54が形成
される。この各マイクロストリップ線路M53、M54
の端部から所定間隔離れて導体Mlll、Ml13が形
成され、出力端T2の導体から所定間隔離れて導体Ml
12が形成される。ここで、各導体Ml l l、Ml
12.Ml 13は互いに同一の間隔だけ離れてl直
線上に配列されるように形成されている。また、この誘
電体基板60において、マイクロストリップ線路M53
の端部と導体Millとの間にキャパシタC,。が形成
され、出力端T2の導体と導体Ml12との間にキャパ
シタC22が形成され、マイクロストリップ線路M54
の端部と導体M113との間にキャパシタC32が形成
される。なお、誘電体基板60は複数の支持棒84によ
って支持されている。
60上に、出力端T2から分岐する電気長λg/2のマ
イクロストリップ線路M53と、2− 電気長λg/2のマイクロストリップ線MM54が形成
される。この各マイクロストリップ線路M53、M54
の端部から所定間隔離れて導体Mlll、Ml13が形
成され、出力端T2の導体から所定間隔離れて導体Ml
12が形成される。ここで、各導体Ml l l、Ml
12.Ml 13は互いに同一の間隔だけ離れてl直
線上に配列されるように形成されている。また、この誘
電体基板60において、マイクロストリップ線路M53
の端部と導体Millとの間にキャパシタC,。が形成
され、出力端T2の導体と導体Ml12との間にキャパ
シタC22が形成され、マイクロストリップ線路M54
の端部と導体M113との間にキャパシタC32が形成
される。なお、誘電体基板60は複数の支持棒84によ
って支持されている。
同軸型誘電体共振器71は、電気長λg/2を有する比
誘電率εrlの円筒形状の誘電体80の内周面に内周導
体81を形成し、その外周面に外周導体82を形成して
構成され、共振周波数f。
誘電率εrlの円筒形状の誘電体80の内周面に内周導
体81を形成し、その外周面に外周導体82を形成して
構成され、共振周波数f。
を有する。内周導体81には、共振器71の両端面から
突出するピンpHとP21がハンダ付けにより接続され
ており、各ピンMll、M21はそれぞれ上記導体MI
OI、Millにハンダ付けにより接続される。また、
同軸型誘電体共振器72は、誘電体共振器71と同様に
構成され、内周導体81に接続されたピンP12.P2
2がそれぞれ上記導体M102.M112にハンダ付け
により接続される。さらに、同軸型誘電体共振器73は
、誘電体共振器71.72と同様に構成され、内周導体
81に接続されたピンP13.P23がそれぞれ上記導
体M103.Ml13にハンダ付けにより接続される。
突出するピンpHとP21がハンダ付けにより接続され
ており、各ピンMll、M21はそれぞれ上記導体MI
OI、Millにハンダ付けにより接続される。また、
同軸型誘電体共振器72は、誘電体共振器71と同様に
構成され、内周導体81に接続されたピンP12.P2
2がそれぞれ上記導体M102.M112にハンダ付け
により接続される。さらに、同軸型誘電体共振器73は
、誘電体共振器71.72と同様に構成され、内周導体
81に接続されたピンP13.P23がそれぞれ上記導
体M103.Ml13にハンダ付けにより接続される。
なお、各同軸型誘電体共振器71,72.73はそれぞ
れ同一の電気長λg/2を有するが、同軸型誘電体共振
器72は、第1の実施例と同様に、誘電体共振器72を
通過する信号を他の誘電体共振器71.73を通過する
信号に対して反転させるように、他の誘電体共振器71
.73とは異なる比誘電率εr2を有している。
れ同一の電気長λg/2を有するが、同軸型誘電体共振
器72は、第1の実施例と同様に、誘電体共振器72を
通過する信号を他の誘電体共振器71.73を通過する
信号に対して反転させるように、他の誘電体共振器71
.73とは異なる比誘電率εr2を有している。
第14図に、共振器としてマイクロストリップ5
TL□□3を用いている。ここで、各伝送線路TL。
+1+ TL、、、、TL++sはそれぞれ電気長λg
/4の共振器を構成している。
/4の共振器を構成している。
また、第12図(a)に図示した帯域通過フィルタの回
路に比較し、結合用キャパシタC1□とC12とを直接
に接続し、この接続点に他端が接地された伝送線路T
L r r +を接続し、また、結合用キャパシタC2
1と02□とを直接に接続し、この接続点に他端が接地
された伝送線路T L r + 2を接続し、さらに、
結合用キャパシタC31とC3□とを直接に接続し、こ
の接続点に他端が接地された伝送線路T L r 1s
を接続している。さらに、キャパシタC22と出力端T
2との間に、第1の実施例と同様に信号の位相反転のた
めに、電気長λg/2を有する伝送線路TLssを挿入
している。
路に比較し、結合用キャパシタC1□とC12とを直接
に接続し、この接続点に他端が接地された伝送線路T
L r r +を接続し、また、結合用キャパシタC2
1と02□とを直接に接続し、この接続点に他端が接地
された伝送線路T L r + 2を接続し、さらに、
結合用キャパシタC31とC3□とを直接に接続し、こ
の接続点に他端が接地された伝送線路T L r 1s
を接続している。さらに、キャパシタC22と出力端T
2との間に、第1の実施例と同様に信号の位相反転のた
めに、電気長λg/2を有する伝送線路TLssを挿入
している。
以上のように構成された第12図(b)の帯域通過フィ
ルタは、共振器として電気長λg/4の共振器である伝
送線路TL、、工、TL、、□、TL、。
ルタは、共振器として電気長λg/4の共振器である伝
送線路TL、、工、TL、、□、TL、。
、を用いることを除いて、第12図(a)の帯域通過フ
ィルタと同様の作用と効果を有する。
ィルタと同様の作用と効果を有する。
線路MIOI、M102.M103を用いた容量結合型
並列多段帯域通過フィルタを示す。第14図において、
第13図(a)と同一のものについては同一の符号を付
している。
並列多段帯域通過フィルタを示す。第14図において、
第13図(a)と同一のものについては同一の符号を付
している。
第14図において、裏面全面に接地導体91が形成され
た誘電体基板90上にマイクロストリップ線路M51.
M52.M53.M54.MIOl、M2O3,Ml
03が形成されている。ここで、マイクロストリップ線
路MIO1,M102゜M2O3はそれぞれ第12図(
a)における伝送線路TL1o++ TLll+ TL
103に対応している。
た誘電体基板90上にマイクロストリップ線路M51.
M52.M53.M54.MIOl、M2O3,Ml
03が形成されている。ここで、マイクロストリップ線
路MIO1,M102゜M2O3はそれぞれ第12図(
a)における伝送線路TL1o++ TLll+ TL
103に対応している。
第12図(b)に、第12図(a)に図示した容量結合
型並列多段帯域通過フィルタの変形例を示す。
型並列多段帯域通過フィルタの変形例を示す。
第12図(b)において、共振器51として一端がアー
スに短絡された電気長λg/4の伝送線路T L r
+ +を用い、また、共振器52として一端がアースに
短絡された電気長λg/4の伝送線路TL、□2を用い
、さらに、共振器53として一端がアースに短絡された
電気長λg/4の伝送線路6 以上で説明した本発明に係る本実施例の並列多段帯域通
過フィルタが有している特徴と従来の直列多段帯域通過
フィルタが有している特徴との比較を第9図に示す。第
9図において、電気特性の自由度とは、独立して設定す
ることのできる共振回路の共振周波数の数と、当該帯域
通過フィルタの入出力間において存在する結合の数の和
と定義する。
スに短絡された電気長λg/4の伝送線路T L r
+ +を用い、また、共振器52として一端がアースに
短絡された電気長λg/4の伝送線路TL、□2を用い
、さらに、共振器53として一端がアースに短絡された
電気長λg/4の伝送線路6 以上で説明した本発明に係る本実施例の並列多段帯域通
過フィルタが有している特徴と従来の直列多段帯域通過
フィルタが有している特徴との比較を第9図に示す。第
9図において、電気特性の自由度とは、独立して設定す
ることのできる共振回路の共振周波数の数と、当該帯域
通過フィルタの入出力間において存在する結合の数の和
と定義する。
この第9図から明らかなように、例えば3段の直列多段
帯域通過フィルタでは、共振周波数の数が3であり結合
の数が4であるので、電気特性の自由度が7となる。一
方、3段の並列多段帯域通過フィルタでは、共振周波数
の数が3であり結合の数が6であるので、電気特性の自
由度は9となる。従って、3段の並列多段帯域通過フィ
ルタでは、3段の直列多段帯域通過フィルタよりも、電
気特性の自由度が2だけ大きくなっている。これによっ
て、群遅延特性等の当該帯域通過フィルタの周波数特性
の調整の自由度が大きくなり、例えば、群遅延特性の周
波数特性を従来に比較し容易に、より平坦にすることが
できるという利点がある。
帯域通過フィルタでは、共振周波数の数が3であり結合
の数が4であるので、電気特性の自由度が7となる。一
方、3段の並列多段帯域通過フィルタでは、共振周波数
の数が3であり結合の数が6であるので、電気特性の自
由度は9となる。従って、3段の並列多段帯域通過フィ
ルタでは、3段の直列多段帯域通過フィルタよりも、電
気特性の自由度が2だけ大きくなっている。これによっ
て、群遅延特性等の当該帯域通過フィルタの周波数特性
の調整の自由度が大きくなり、例えば、群遅延特性の周
波数特性を従来に比較し容易に、より平坦にすることが
できるという利点がある。
なお、従来技術の項において記述した並列結合回路のシ
ミュレーションモデルにおいては、各共振器間で振動モ
ードが互いに結合しているが、本発明に係る本実施例の
並列多段帯域通過フィルタにおいては、各共振器間の振
動モードは互いに結合せず、それぞれ独立している。従
って、当該帯域通過フィルタの周波数特性は、当該帯域
通過フィルタを構成する各共振器(それぞれ帯域通過フ
ィルタとして動作する。)の通過帯域特性を重ね合わせ
たものとなる。
ミュレーションモデルにおいては、各共振器間で振動モ
ードが互いに結合しているが、本発明に係る本実施例の
並列多段帯域通過フィルタにおいては、各共振器間の振
動モードは互いに結合せず、それぞれ独立している。従
って、当該帯域通過フィルタの周波数特性は、当該帯域
通過フィルタを構成する各共振器(それぞれ帯域通過フ
ィルタとして動作する。)の通過帯域特性を重ね合わせ
たものとなる。
このことが従来の並列結合回路のシミュレーションモデ
ルと本実施例の並列多段帯域通過フィルタとの相違点で
あり、これによって、上述のような電気特性の自由度を
得ることができ、従来に比較し容易に、正方向伝達係数
及び群遅延時間の各周波数特性を通過帯域内において平
坦にすることが9 タル変調されて伝送されるデジタル移動通信システムに
おいては、アナログ移動通信システムに比較し、より広
く平坦な通過帯域と、より広く平坦な群遅延時間の周波
数特性を有する帯域通過フィルタが要求されるので、本
発明に係る帯域通過フィルタは、このデジタル移動通信
システムの一部を構成する帯域通過フィルタに特に有用
である。
ルと本実施例の並列多段帯域通過フィルタとの相違点で
あり、これによって、上述のような電気特性の自由度を
得ることができ、従来に比較し容易に、正方向伝達係数
及び群遅延時間の各周波数特性を通過帯域内において平
坦にすることが9 タル変調されて伝送されるデジタル移動通信システムに
おいては、アナログ移動通信システムに比較し、より広
く平坦な通過帯域と、より広く平坦な群遅延時間の周波
数特性を有する帯域通過フィルタが要求されるので、本
発明に係る帯域通過フィルタは、このデジタル移動通信
システムの一部を構成する帯域通過フィルタに特に有用
である。
第1図は本発明に係る第1の実施例の誘導結合型並列多
段帯域通過フィルタの基本回路を示す回路図、 第2図(a)及び第2図(b)はそれぞれ第1図の基本
回路をマイクロ波帯において実現した帯域通過フィルタ
の一例を示す回路図、 第3図(a)及び第3図(b)はそれぞれ第2図(a)
及び第2図(b)における共振器をTE。、モードの誘
電体共振器で構成した並列多段帯域通過フィルタの一例
を示す説明図、 第4図(a)及び第4図(b)はそれぞれ第3図(a)
及び第3図(b)の並列多段帯域通過フイできる。 他の実施例 以上の実施例において、共振器としてT E o 1−
モードの誘電体共振器、同軸型誘電体共振器、並びに、
伝送線路で構成された共振器、すなわち伝送線路型共振
器を用いているが、本発明はこれに限らず、他の発振モ
ードを用いる誘電体共振器、空洞共振器、半同軸型共振
器、LC共振器、ヘリカル共振器などの他の種類の共振
器を用いてもよい。 以上の実施例において、3個の共振器を並列に接続して
帯域通過フィルタを構成しているが、本発明はこれに限
らず、2個又は4個以上の複数の共振器を並列に接続し
て帯域通過フィルタを構成してもよい。 以上の実施例で述べた並列多段帯域通過フィルタを、移
動通信システムの送信共用装置のチャンネルフィルタ、
移動機の送受信フィルタに限らず、他の用途の帯域通過
フィルタに広く適用することができる。特に、音声信号
又はデータ信号がデジ0 ルタの等何回路を示す回路図、 第5図は第3図(a)の並列多段帯域通過フィルタの減
衰度の周波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示すグ
ラフ、 第6図は第3図(a)の並列多段帯域通過フィルタラ移
動通信システムの3つのチャンネルに適用した場合の各
チャンネルの帯域通過フィルタの減衰度の周波数特性及
び群遅延時間の周波数特性を示すグラフ、 第7図は従来の直列多段帯域通過フィルタの減衰度の周
波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示すグラフ、 第8図は従来の直列多段フィルタを移動通信システムの
3つのチャンネルに適用した場合の各チャンネルの帯域
通過フィルタの減衰度の周波数特性及び群遅延時間の周
波数特性を示すグラフ、第9図は本願発明に係る並列多
段帯域通過フィルタが有している特徴と従来の直列多段
帯域通過フィルタが有している特徴との比較を示す説明
図、第1O図(a)、第1O図(b)および第10図(
c)はそれぞれ第3図(a)の並列多段帯域通過フィル
タの変形例の構造説明図、 第11図は本発明に係る第2の実施例の容量結合型並列
多段帯域通過フィルタの基本回路を示す回路図、 第12図(a)及び第12図(b)はそれぞれ第11図
の基本回路をマイクロ波帯において実現した帯域通過フ
ィルタの一例を示す回路図、第13図(a)は第12図
における共振器を誘電体同軸共振器で構成した並列多段
帯域通過フィルタを示す平面図、 第13図(b)は第13図(a)に図示した並列多段帯
域通過フィルタの側面図、 第14図は第12図(a)における共振器をマイクロス
トリップ線路で構成した並列多段帯域通過フィルタを示
す斜視図、 第15図は第12図(a)の並列多段帯域通過フィルタ
の減衰度の周波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示
すグラフ、 第16図はセルラーシステムの基地局に使用さ3 TLbx−TLss、 TLs4. TLIol、
TLIo2. TL ros、 T L +++
、 T L 112. T L ++s”’伝送線路、
T1・・・入力端、 T2・・・出力端、 +M、−M・・・誘導結合係数、 C,、、C□、、C,、、C,2,C,□、C82・・
・結合用キャパシタ、 M51.M52.M53.M54.Ml 01゜Ml
02.M2O3・・・マイクロストリップ線路。
段帯域通過フィルタの基本回路を示す回路図、 第2図(a)及び第2図(b)はそれぞれ第1図の基本
回路をマイクロ波帯において実現した帯域通過フィルタ
の一例を示す回路図、 第3図(a)及び第3図(b)はそれぞれ第2図(a)
及び第2図(b)における共振器をTE。、モードの誘
電体共振器で構成した並列多段帯域通過フィルタの一例
を示す説明図、 第4図(a)及び第4図(b)はそれぞれ第3図(a)
及び第3図(b)の並列多段帯域通過フイできる。 他の実施例 以上の実施例において、共振器としてT E o 1−
モードの誘電体共振器、同軸型誘電体共振器、並びに、
伝送線路で構成された共振器、すなわち伝送線路型共振
器を用いているが、本発明はこれに限らず、他の発振モ
ードを用いる誘電体共振器、空洞共振器、半同軸型共振
器、LC共振器、ヘリカル共振器などの他の種類の共振
器を用いてもよい。 以上の実施例において、3個の共振器を並列に接続して
帯域通過フィルタを構成しているが、本発明はこれに限
らず、2個又は4個以上の複数の共振器を並列に接続し
て帯域通過フィルタを構成してもよい。 以上の実施例で述べた並列多段帯域通過フィルタを、移
動通信システムの送信共用装置のチャンネルフィルタ、
移動機の送受信フィルタに限らず、他の用途の帯域通過
フィルタに広く適用することができる。特に、音声信号
又はデータ信号がデジ0 ルタの等何回路を示す回路図、 第5図は第3図(a)の並列多段帯域通過フィルタの減
衰度の周波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示すグ
ラフ、 第6図は第3図(a)の並列多段帯域通過フィルタラ移
動通信システムの3つのチャンネルに適用した場合の各
チャンネルの帯域通過フィルタの減衰度の周波数特性及
び群遅延時間の周波数特性を示すグラフ、 第7図は従来の直列多段帯域通過フィルタの減衰度の周
波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示すグラフ、 第8図は従来の直列多段フィルタを移動通信システムの
3つのチャンネルに適用した場合の各チャンネルの帯域
通過フィルタの減衰度の周波数特性及び群遅延時間の周
波数特性を示すグラフ、第9図は本願発明に係る並列多
段帯域通過フィルタが有している特徴と従来の直列多段
帯域通過フィルタが有している特徴との比較を示す説明
図、第1O図(a)、第1O図(b)および第10図(
c)はそれぞれ第3図(a)の並列多段帯域通過フィル
タの変形例の構造説明図、 第11図は本発明に係る第2の実施例の容量結合型並列
多段帯域通過フィルタの基本回路を示す回路図、 第12図(a)及び第12図(b)はそれぞれ第11図
の基本回路をマイクロ波帯において実現した帯域通過フ
ィルタの一例を示す回路図、第13図(a)は第12図
における共振器を誘電体同軸共振器で構成した並列多段
帯域通過フィルタを示す平面図、 第13図(b)は第13図(a)に図示した並列多段帯
域通過フィルタの側面図、 第14図は第12図(a)における共振器をマイクロス
トリップ線路で構成した並列多段帯域通過フィルタを示
す斜視図、 第15図は第12図(a)の並列多段帯域通過フィルタ
の減衰度の周波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示
すグラフ、 第16図はセルラーシステムの基地局に使用さ3 TLbx−TLss、 TLs4. TLIol、
TLIo2. TL ros、 T L +++
、 T L 112. T L ++s”’伝送線路、
T1・・・入力端、 T2・・・出力端、 +M、−M・・・誘導結合係数、 C,、、C□、、C,、、C,2,C,□、C82・・
・結合用キャパシタ、 M51.M52.M53.M54.Ml 01゜Ml
02.M2O3・・・マイクロストリップ線路。
Claims (12)
- (1) それぞれ互いに異なりかつ近接する共振周波数
を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力端との間
に並列に電気的に接続されたことを特徴とする並列多段
型帯域通過フィルタ。 - (2) それぞれ第1と第2のポートを有し互いに異な
りかつ近接する共振周波数を有する複数の共振器を備え
、上記各共振器の第1のポートが第1のインピーダンス
整合手段を介して信号の入力端に電気的に接続され、上
記各共振器の第2のポートが第2のインピーダンス整合
手段を介して信号の出力端に電気的に接続されたことを
特徴とする並列多段型帯域通過フィルタ。 - (3) 上記各共振器の第1のポートが誘導結合により
上記第1のインピーダンス整合手段を介して上記入力端
に電気的に接続され、上記各共振器の第2のポートが誘
導結合により上記第2のインピーダンス整合手段を介し
て上記出力端に電気的に接続されたことを特徴とする請
求項2記載の並列多段型帯域通過フィルタ。 - (4) 上記各共振器の第1のポートが容量結合により
上記第1のインピーダンス整合手段を介して上記入力端
に電気的に接続され、上記各共振器の第2のポートが容
量結合により上記第2のインピーダンス整合手段を介し
て上記出力端に電気的に接続されたことを特徴とする請
求項2記載の並列多段型帯域通過フィルタ。 - (5) 上記各共振器は誘電体共振器であることを特徴
とする請求項1、2、3又は4記載の並列多段型帯域通
過フィルタ。 - (6) 上記各共振器は伝送線路型共振器であることを
特徴とする請求項1、2、3又は4記載の並列多段型帯
域通過フィルタ。 - (7) 上記伝送線路型共振器は同軸型誘電体共振器又
はマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求
項6記載の並列多段型帯域通過フィルタ。 - (8) 上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数を
それぞれ有する共振器が略同一の負荷Qを有し、中間の
共振周波数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Qと
略同一か、又は上記略同一の負荷Qよりも小さい負荷Q
を有することを特徴とする請求項1、2、3、4、5、
6又は7記載の並列多段型帯域通過フィルタ。 - (9) 上記各共振器の無負荷Qが有限であるとき、上
記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係
数の変化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Qを
設定したことを特徴とする請求項8記載の並列多段型帯
域通過フィルタ。 - (10) 上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の
群遅延時間の周波数特性において生じる複数の変化点に
おける各変化量が略同一となるように上記各共振器の負
荷Qを設定したことを特徴とする請求項8記載の並列多
段型帯域通過フィルタ。 - (11) 上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の
群遅延時間の周波数特性において生じる複数の変化点に
おける各変化量が略零となるように上記各共振器の負荷
Qを設定したことを特徴とする請求項8記載の並列多段
型帯域通過フィルタ。 - (12) 隣接する共振周波数を有する共振器を通過す
る各信号の、各共振周波数における位相を互いに反転さ
せることを特徴とする請求項1、2、3、4、5、6、
7、8、9、10又は11記載の並列多段型帯域通過フ
ィルタ。
Priority Applications (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2103961A JPH0812961B2 (ja) | 1989-05-02 | 1990-04-19 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
US07/517,248 US5097236A (en) | 1989-05-02 | 1990-05-01 | Parallel connection multi-stage band-pass filter |
ES90108335T ES2112245T3 (es) | 1989-05-02 | 1990-05-02 | Filtro de paso de banda de multiples etapas de conexion en paralelo. |
AT90108335T ATE162020T1 (de) | 1989-05-02 | 1990-05-02 | Bandpass-filter mit mehreren parallel geschalteten stufen |
DE69031881T DE69031881T2 (de) | 1989-05-02 | 1990-05-02 | Bandpass-Filter mit mehreren parallel geschalteten Stufen |
FI902185A FI98671C (fi) | 1989-05-02 | 1990-05-02 | Rinnankytketty moniasteinen kaistanpäästösuodatin |
EP90108335A EP0396123B1 (en) | 1989-05-02 | 1990-05-02 | Parallel connection multi-stage band-pass filter |
DK90108335T DK0396123T3 (da) | 1989-05-02 | 1990-05-02 | Parallelforbundet flertrinsbåndpasfilter |
US07/750,614 US5184096A (en) | 1989-05-02 | 1991-08-27 | Parallel connection multi-stage band-pass filter comprising resonators with impedance matching means capacitively coupled to input and output terminals |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11392789 | 1989-05-02 | ||
JP1-113927 | 1989-05-02 | ||
JP2103961A JPH0812961B2 (ja) | 1989-05-02 | 1990-04-19 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0372701A true JPH0372701A (ja) | 1991-03-27 |
JPH0812961B2 JPH0812961B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=26444521
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2103961A Expired - Fee Related JPH0812961B2 (ja) | 1989-05-02 | 1990-04-19 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5097236A (ja) |
EP (1) | EP0396123B1 (ja) |
JP (1) | JPH0812961B2 (ja) |
AT (1) | ATE162020T1 (ja) |
DE (1) | DE69031881T2 (ja) |
DK (1) | DK0396123T3 (ja) |
ES (1) | ES2112245T3 (ja) |
FI (1) | FI98671C (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US6914497B2 (en) | 2002-08-30 | 2005-07-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Parallel multistage band-pass filter |
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JP5620549B1 (ja) * | 2013-07-16 | 2014-11-05 | 八重洲無線株式会社 | 帯域通過フィルタ及びそれを用いた無線受信機 |
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WO2018087802A1 (ja) * | 2016-11-08 | 2018-05-17 | 三菱電機株式会社 | マルチバンドフィルタ |
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---|---|---|---|---|
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US5307036A (en) * | 1989-06-09 | 1994-04-26 | Lk-Products Oy | Ceramic band-stop filter |
FI86673C (fi) * | 1991-04-12 | 1992-09-25 | Lk Products Oy | Keramiskt duplexfilter. |
DE69630546T2 (de) * | 1995-05-16 | 2004-08-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband |
US6107898A (en) * | 1998-04-30 | 2000-08-22 | The United State Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Microwave channelized bandpass filter having two channels |
US6337610B1 (en) | 1999-11-22 | 2002-01-08 | Comsat Corporation | Asymmetric response bandpass filter having resonators with minimum couplings |
JP2001345601A (ja) * | 2000-03-30 | 2001-12-14 | Toshiba Corp | フィルタ回路 |
DE10208666A1 (de) * | 2002-02-28 | 2003-09-04 | Marconi Comm Gmbh | Bandpassfilter mit parallelen Signalwegen |
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