JPH0372701A - 並列多段型帯域通過フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は自動車電話などの移動体通信システムの送信共
用装置のチャンネルフィルタ、移動機の送受信フィルタ
などに好適な並列多段型帯域通過フィルタに関する。

［従来の技術］ 近年、自動車電話などの移動体通信システムにおいて、
セルラーシステムが広く使用されるようになってきた。

また、利用者数の急激な増加により、セル半径の縮小お
よび基地局の増設が必要になってきている。それに伴な
って、基地局に使用する送信共用装置も小型、低損失、
低コスト化が第１７図に示すように、複数のＬＣ共振回
路７゜７、・・・の隣接するＬＣ共振回路７．７どうし
が順次に互いに誘導結合された直列多段フィルタ回路８
である。この直列多段フィルタ回路８は、バンドパスフ
ィルタの設計のためのいわゆる設計回路であって、マイ
クロ波帯で実現しやすいという特徴を有している。

上記で得られた設計回路である直列多段フィルタ回路８
を、実体化した実際のフィルタとして実現する方法とし
て、上記第１７図のＬＣ共振回路が直列に連なった３段
の各ＬＣ共振回路７を、実在の共振器、たとえばＴ　Ｅ
　ｏ　ｒ　ａの誘電体共振器で置き換えて近似する方法
が用いられている。このような手法により、複数の誘電
体共振器からなり所定の周波数特性を有する直列多段フ
ィルタが実現される。

このようにして実現された、直列多段フィルタの一例を
第１８図に、またその等価回路を第１９図に示す。

上記直列多段フィルタは、本願の発明者等が、アイ・イ
ー・イー・イー　トランズアクションズオン　マイクロ
ウェーブ　セオリー　アンド　テクニクス、エム・ティ
ー・ティー−３５巻、１２号。

１９８７年１２月（Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　ＴＲＡＮＳＡＣＴ
ＩＯＮＳ　ＯＮＭＩＣＲＯＷＡＶＥ　ＴＨＥＯＲＹ　Ａ
ＮＤ　ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ、ＶＯＬ、ＭＴＴ−３５゜
Ｎｏ、１２．ＤＥＣＥＭＢＥＲ，１９８７）の第１１５
０頁から第１１５５頁にて、「セルラー基地局のための
クォーターカットＴＥｏ＋−イメージ共振器を用いた誘
電体高電力帯域通過フィルタ（Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ　
　Ｈｉｇｈ　−Ｐｏｗｅｒ　　Ｂａｎｄｐａｓｓ　　Ｆ
ｉｌｔｅｒ　　Ｕｓｉｎｇ　　Ｑｕａｒｔｅｒ−Ｃｕｔ
ＴＥｏ、ａＩｍａｇｅ　　Ｒｅ５ｏｎａｔｏｒ　　ｆｏ
ｒ’Ｃｅ１ｌｕｌａｒ　　Ｂａ５ｅＳｔａｔ　１ｏｎｓ
）」として提案したもので、もともとリング形状を有す
るＴ　Ｅ　ｏ　ｒ　ａモードの誘電体共振器の１／４の
部分からなる、本願の発明者等が「クォーターカットＴ
Ｅｏ＋ａイメージ共振器」と呼んでいる複数の円弧状の
誘電体共振器１２が、表面１３に導電膜が形成されると
ともに、Ｌ字状に配置されて電気壁として作用している
セラミック基板１４に所定間隔をおいて固定されている
。これらのセラミック基板１４および上記誘電体共振器
１２は、ＴＥｏ＋ａモードのイメージ共振器として動作
する。上記セラミック基板１４は金属製のハウジング１
５の壁に電気的および機械的に固定されている。これに
より、上記ハウジング１５内は、ＴＥｏ、、モード円形
カットオフ型導波管を１／４に分割したものに相当した
構造となる。上記誘電体共振器１２は互いに誘導結合さ
れ、各端の誘電体共振器１２は誘導的に外部負荷に結合
される。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、上記のような直列多段フィルタ１１は、通常
の空洞共振器を使用したものに比較して、形状を大幅に
小さくすることができるが、一般に、この種の直列結合
共振器は、各固有振動モードが、各周波数成分を受は持
つという構造を有しており、誘電体共振器１２が直列に
接続されているため、各段の誘電体共振器１２でエネル
ギー分布が異なるように構成されている。

第７図に、従来の３段直列多段フィルタで得られる通過
特性と群遅延特性の一例を示す。

この群遅延特性から明らかなように、直列多段フィルタ
では、通過帯域の全体に渡って平坦な群遅延特性を実現
することは困難で、その理由は、上述したように、各固
有振動モードが各周波数成分を分担することから、共振
器のパラメータを調節したとしても、すべての固有振動
モードに対する外部結合度が相関的に変更されるため、
各共振周波数における群遅延特性を任意に設定できない
からである。

そのうえ、この直列多段フィルタの群遅延特性は、通過
帯域の両端にピークを有するという特徴を有し、使用帯
域で平坦な群遅延特性を得るためには、設計帯域を広く
して、両端のピークが使用帯域の外側に位置するような
設計にせざるを得す、充分に選択性の良好な通過特性を
実現することが困難であるといった問題がある。

さらに、上記の如き群遅延特性では、現在急速に展開さ
れている伝送信号のデジタル化には、有効に対応するこ
とができず、平坦な群遅延特性を有する帯域通過フィル
タの実現が強く要請されている。

ところで、上記のようにして実現された帯域通過フィル
タはあくまでも、ローパスフィルタの設計理論に基づい
て導かれたバンドパスフィルタの上記設計回路を、Ｔ　
Ｅ　、、、モードの誘電体共振器１２によって近似した
ものであって、上記設計回路が有している設計上の特性
と完全に合致するものではない。

そこで、上記のようにして実現された直列結合フィルタ
のシミュレーションを可能にするための、固有モード展
開法を応用した並列結合回路のシュミレーションモデル
が、許　瑞邦ほかにより、「固有モード展開法によるマ
イクロ波回路の合皮」と題する論文（電子通信学会　マ
イクロ波研究会資料　ＭＷ８２−５４．１９８２年）の
第９頁ないし第１６頁において提案されている。

この並列結合回路のシミュレーションモデルは、第２０
図に示すような回路構成を有するもので、マイクロ波フ
ィルタの減衰の非対称性およびスプリアスを含めたシミ
ュレーションを可能にするだめのモデルである。

このモデルでは、直列多段フィルタがｍ個の固有振動モ
ードを有するとした場合に、各振動モードが、たとえば
ｎ＝３個の連続する共振器によって実現されると仮定し
、従って、全体では、（ｍｘｌ）個の多段共振器によっ
て、ｍ個の固有振動モードが得られるものとされる。こ
の場合、注目すべきなのは、たとえばｎ＝３の場合、直
列結合された３個の共振器の相互のモード結合が生じる
ため、各固有振動モードの自由度は７となる。

方、各共振器が独立であるとした場合の電気特性の自由
度は当然ながら９となる。

このシミュレーションモデルは、直列多段フィルタの固
有振動モードの解析に極めて有用であるが、これはあく
まで理論解析の手法であって、このモデルをそのまま実
際の帯域通過フィルタとして用いることはできるもので
はない。

本発明の最も基本的な目的は、通過帯域の全域に渡って
、平坦な正方向伝達係数の周波数特性及び平坦な群遅延
時間の周波数特性を実現することができる多段型帯域通
過フィルタを提供すること１ 過フィルタは、それぞれ互いに異なりかつ近接する共振
周波数を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力端
との間に並列に電気的に接続されたことを特徴とする。

また、本発明に係る請求項２記載の並列多段型帯域通過
フィルタは、それぞれ第１と第２のポートを有し互いに
異なりかつ近接する共振周波数を有する複数の共振器を
備え、上記各共振器の第１のポートが第１のインピーダ
ンス整合手段を介して信号の入力端に電気的に接続され
、上記各共振器の第２のポートが第２のインピーダンス
整合手段を介して信号の出力端に電気的に接続されたこ
とを特徴とする。

さらに、請求項３記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、請求項２記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記各共振器の第１のポートが誘導結合により上記第
１のインピーダンス整合手段を介して上記入力端に電気
的に接続され、上記各共振器の第２のポートが誘導結合
により上記第２のインピーダンス整合手段を介して上記
出力端にである。

本発明のいまひとつの目的は、必要とする電気特性を容
易に得ることができる多段型帯域通過フィルタを提供す
ることである。

本発明のさらにいま一つの目的は、個々の共振器の電気
特性をそのままフィルタの電気特性に寄与させることが
できる多段型帯域通過フィルタを提供することである。

［課題を解決するための手段］ 本願の発明者等は、上記シミュレーション回路の一部、
例えば基準振動モード部分を新しいフィルタ回路とみた
て、この設計回路を実体化するために、上記シミュレー
ション回路の各ＬＣ共振回路を、例えばＴＥｏ＋ａモー
ドの誘電体共振器又は伝送線路などの実在の共振器によ
って置換することにより、並列多段型帯域通過フィルタ
を構威し、この並列多段型帯域通過フィルタが所定の通
過帯域で群遅延特性を容易に平坦にすることができるこ
とを見い出した。

本発明に係る請求項１記載の並列多段型帯域通２ 電気的に接続されたことを特徴とする。

またさらに、請求項４記載の並列多段型帯域通過フィル
タは、請求項２記載の並列多段型帯域通過フィルタにお
いて、上記各共振器の第１のポートが容量結合により上
記第１のインピーダンス整合手段を介して上記入力端に
電気的に接続され、上記各共振器の第２のポートが容量
結合により上記第２のインピーダンス整合手段を介して
上記出力端に電気的に接続されたことを特徴とする。

また、請求項５記載の並列多段型帯域通過フィルタは、
上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各共
振器は誘電体共振器であることを特徴とする。

さらに、請求項６記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各
共振器は伝送線路であることを特徴とする。

またさらに、請求項７記載の並列多段型帯域通過フィル
タは、請求項６記載の上記並列多段型帯域通過フィルタ
において、上記伝送線路はマイクロストリップ線路であ
ることを特徴とする。

また、請求項８記載の並列多段型帯域通過フィルタは、
上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上記各共
振器のうち最高と最低の共振周波数をそれぞれ有する共
振器が略同一の負荷Ｑを有し、中間の共振周波数を有す
る他の共振器が上記略同一の負荷Ｑと略同一か、又は上
記略同一の負荷Ｑよりも小さい負荷Ｑを有することを特
徴とする。

さらに、請求項９記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、請求項８記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記各共振器の無負荷Ｑが有限であるとき、上記帯域
通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係数の変
化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Ｑを設定し
たことを特徴とする。

またさらに、請求項ＩＯ記載の並列多段型帯域通過フィ
ルタは、請求項８記載の並列多段型帯域通過フィルタに
おいて、上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群
遅延時間の周波数特性にお５ 戊するｎ個の共振器が対応する各周波数帯域を受は持つ
ことができ、この事実によって、平坦な正方向伝達係数
の周波数特性と、平坦な群遅延時間の周波数特性を得る
ことができる（第５図参照）。

また、本発明に係る請求項２記載の並列多段型帯域通過
フィルタにおいては、信号の入力端と出力端との間にそ
れぞれ上記第１のインピーダンス整合手段と上記第２の
インピーダンスを介して、上記各共振器を並列に電気的
に接続している。これによって、上述のように、平坦な
正方向伝達係数の周波数特性と、平坦な群遅延時間の周
波数特性を得ることができるとともに、上記信号の入力
端と出力端において入出力する信号をインピーダンス整
合状態で当該帯域通過フィルタに入出力させることがで
きる。

さらに、上記請求項２記載の並列多段型帯域通過フィル
タにおいて、好ましくは、上記各共振器の第１のポート
が誘導結合又は容量結合により上記第１のインピーダン
ス整合手段を介して上記入力端に電気的に接続され、上
記各共振器の第２のいて生じる複数の変化点における各
変化量が略同一となるように上記各共振器の負荷Ｑを設
定したことを特徴とする。

また、請求項１１記載の並列多段型帯域通過フィルタは
、請求項８記載の並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時
間の周波数特性において生じる複数の変化点における各
変化量が略零となるように上記各共振器の負荷Ｑを設定
したことを特徴とする。

さらに、請求項１２記載の並列多段型帯域通過フィルタ
は、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、隣接
する共振周波数を有する共振器を通過する各信号の、各
共振周波数における位相を互いに反転させることを特徴
とする。

［作用１ 請求項１記載の並列多段型帯域通過フィルタの特徴は、
並列結合された個々の共振器の電気特性が帯域通過フィ
ルタの電気特性に独立に寄与することであり、換言すれ
ば、帯域通過フィルタを構６ ポートが誘導結合又は容量結合により上記第２のインピ
ーダンス整合手段を介して上記出力端に電気的に接続さ
れる。

また、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、上
記各共振器は好ましくは、誘電体共振器、又は伝送線路
型共振器であって、上記伝送線路型共振器は好ましくは
同軸型誘電体共振器、又はマイクロストリップ線路であ
る。

さらに、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、
上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数をそれぞれ
有する共振器が略同一の負荷Ｑを有し、中間の共振周波
数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Ｑと略同一か
、又は上記略同一の負荷Ｑよりも小さい負荷Ｑを有する
ように構成することによって、より平坦な正方向伝達係
数の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波数特性
を得ることができる。

特に、上記各共振器の無負荷Ｑが有限であるとき、上記
帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係数
の変化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Ｑを設
定することによって、極めて平坦な正方向伝達係数の周
波数特性を得ることができる。また、特に、上記帯域通
過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間の周波数特
性において生じる複数の変化点における各変化量が略同
一となるように上記各共振器の負荷Ｑを設定することに
よって、より平坦であって良好な群遅延時間の周波数特
性を得ることができる。さらに、特に、上記帯域通過フ
ィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間の周波数特性に
おいて生じる複数の変化点における各変化量が略零とな
るように上記各共振器の負荷Ｑを設定することによって
、極めて平坦な群遅延時間の周波数特性を得ることがで
きる。

さらに、上記各並列多段型帯域通過フィルタにおいて、
隣接する共振周波数を有する共振器を通過する各信号の
、各共振周波数における位相を互いに反転させるように
槽底することによって、隣接する２つの共振周波数の中
間付近の周波数において、正方向伝達係数の周波数特性
上で減衰極が９ いて、上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数をそ
れぞれ有する共振器が略同一の負荷Ｑを有し、中間の共
振周波数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Ｑと略
同一か、又は上記略同一の負荷Ｑよりも小さい負荷Ｑを
有するように構成することによって、より平坦な正方向
伝達係数の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波
数特性を得ることができるという利点がある。

またさらに、上記並列多段型帯域通過フィルタにおいて
、隣接する共振周波数を有する共振器を通過する各信号
の、各共振周波数における位相を互いに反転させるよう
に槽底することによって、隣接する２つの共振周波数の
中間付近の周波数において、正方向伝達係数の周波数特
性上で減衰極が生じることを防止することができるとい
う利点がある。

［実施例］ 以下、添付の図面を参照して本発明の詳細な説明する。

本発明に係る並列多段帯域通過フィルタは、そ生じるこ
とを防止することができる。

［発明の効果］ 本発明によれば、それぞれ互いに異なりかつ近接する共
振周波数を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力
端との間に並列に電気的に接続され、各共振器に信号の
周波数成分が分割されるので、各共振器に入力するエネ
ルギー分布が均一となり、各共振器の電気特性を調整す
ることにより、平坦な正方向伝達係数の周波数特性と、
平坦な群遅延時間の周波数特性を容易に得ることができ
る。

また、信号の入力端と出力端との間にそれぞれ上記第１
のインピーダンス整合手段と上記第２のインピーダンス
を介して、上記各共振器を並列に電気的に接続している
ので、平坦な正方向伝達係数の周波数特性と、平坦な群
遅延時間の周波数特性を得ることができるとともに、上
記信号の入力端と出力端において入出力する信号をイン
ピーダンス整合状態で当該帯域通過フィルタに入出力さ
せることができる。

さらに、上記並列多段型帯域通過フィルタにお０ れぞれ互いに異なり近接するる共振周波数を有する複数
の共振器が信号の入力端と出力端との間に並列に電気的
に接続されていることを特徴としている。この帯域通過
フィルタにおいて、上記複数の共振器が入力端及び出力
端と誘導結合により接続された当該フィルタを第１の実
施例に示し、また、上記複数の共振器が入力端及び出力
端と容量結合により接続された当該フィルタを第２の実
施例に示す。

第１の実施例 本発明に係る第１の実施例である誘導結合型並列多段帯
域通過フィルタの基本回路を第１図に示す。

第１図において、信号の入力端ＴＩは直列接続された３
個のインダクタＬ３１＋　Ｌ３２＋　Ｌ３３を介してア
ースに接続され、また、信号の出力端Ｔ２は直列接続さ
れた３個のインダクタＬ。＋　Ｌ４２＋　Ｌｌ、を介し
てアースに接続される。２１．２２．２３は共振器の直
列共振回路であって、直列共振回路２１は直列接続され
た２個のインダクタＬ　ｌｒ　＋Ｌ２□とキャパシタＣ
１からなり、また、直列共振回路２２は直列接続された
２個のインダクタＬ　＋　２　＋Ｌ２２とキャパシタＣ
２からなり、さらに、直列共振回路２３は直列接続され
た２個のインダクタＬＬ３＋Ｌ２３とキャパシタＣ３か
らなる。

ここで、インダクタＬ１２とＬｌｌは誘導結合により電
気的に接続され、インダクタＬ３２とＬ１２は誘導結合
により電気的に接続され、インダクタＬ３３とＬｌ３は
誘導結合により電気的に接続される。また、インダクタ
Ｌ２□とＬｌは誘導結合により電気的に接続され、イン
ダクタＬ２□とＬ４□は誘導結合により電気的に接続さ
れ、インダクタＬ２３とＬｌ３は誘導結合により電気的
に接続される。

さらに、直列共振回路２１，２２．２３は互いに異なり
かつ近接する共振周波数を有するように構成され、各直
列共振回路２１，２２．２３は上記共振周波数を通過帯
域の中心周波数とする帯域通過フィルタとして構成され
ている。従って、第１図に図示された並列多段帯域通過
フィルタは、上記各直列共振回路２１，２２．２３の通
過帯域３ 長がλｇ／４に設定され、伝送線路ＴＬ、□における伝
送線路Ｔ　Ｌ　ｒ側の接続点からインダクタＬ５２を介
してアース短絡点までの電気長がλｇ／４に設定され、
伝送線路ＴＬ＋３における入力端Ｔｌ側の接続点からイ
ンダクタＬ１２を介してアース短絡点までの電気長がλ
ｇ／４に設定される。なお、λｇは、例えばこの帯域通
過フィルタの中心周波数である周波数Ｔ２における各伝
送線路上の伝搬波長である。

一方、信号の出力端Ｔ２は、所定の電気長を有する伝送
線路ＴＬ、□とインダクタＬ６１とを介してアースに接
続されるとともに、それぞれλｇ／２の電気長を有する
伝送線路ＴＬ、及びＴＬ３と、所定の電気長を有する伝
送線路Ｔ１、２、と、インダクタＬ１２ｓとを介してア
ースに接続される。またさらに、伝送線路ＴＬ、と伝送
線路ＴＬ、との間の接続点は、所定の電気長を有する伝
送線路ＴＬ２２とインダクタＬ１２とを介してアースに
接続される。

ここで、伝送線路ＴＥ０１における出力端Ｔ２側の接続
点からインダクタＬ１２を介してアース短絡点まを重ね
あわせた通過帯域を有する。

第２図（ａ）に、第１図の基本回路をマイクロ波帯にお
いて実現した帯域通過フィルタ２０ａを示す。第２図（
ａ）において、第１図と同一のものについては同一の符
号を付している。

第２図（’ａ）において、直列共振回路２１，２２．２
３はそれぞれ第１図と同様に構成され、それぞれ共振周
波数ｆｌ＋　　ｆ２＋　　Ｔ３（ｆ＋＜Ｔ２＜ｆｓ）を
有する。

信号の入力端Ｔｌは、それぞれλｇ／２の電気長を有す
る伝送線路ＴＬ、及びＴＬ２と、所定の電気長を有する
伝送線路ＴＬｌｌと、インダクタＬ１２とを介してアー
スに接続されるとともに、所定の電気長を有する伝送線
路Ｔ　Ｌ　ｌ　３とインダクタＬ６３とを介してアース
に接続される。また、伝送線路ＴＬ、と伝送線路ＴＬ２
との間の接続点は、所定の電気長を有する伝送線路ＴＬ
、□とインダクタＬ６２とを介してアースに接続される
。ここで、伝送線路Ｔ　Ｌ　＋　＋における伝送線路Ｔ
Ｌ２側の接続点からインダクタＬ６１を介してアース短
絡点までの電気４ での電気長がλｇ／４に設定され、伝送線路ＴＬ、２に
おける伝送線路ＴＬ、側の接続点からインダクタＬ６２
を介してアース短絡点までの電気長がλｇ／４に設定さ
れ、伝送線路ＴＬ２３における伝送線路ＴＬ３側の接続
点からインダクタＬ１２を介してアース短絡点までの電
気長がλｇ／４に設定される。

上記インダクタＬ１□とインダクタＬ１２＋は誘導結合
体数十Ｍで誘導結合により電気的に接続され、インダク
タＬ１□とインダクタＬ１２は誘導結合体数十Ｍで誘導
結合により電気的に接続され、インダクタＬ１３とイン
ダクタＬ６３は誘導結合体数十Ｍで誘導結合により電気
的に接続される。また、上記インダクタＬ２１とインダ
クタＬ、は誘導結合体数十Ｍで誘導結合により電気的に
接続され、インダクタＬ２□とインダクタｌ−６２は誘
導結合係数−Ｍで誘導結合により電気的に接続され、イ
ンダクタＬ２、とインダクタＬ６３は誘導結合体数十Ｍ
で誘導結合により電気的に接続される。

以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタの入
力端Ｔｌ側においては、伝送線路ＴＬ、。

における伝送線路ｆｌ２側の接続点からインダクタＬ、
を介してアース短絡点側を見たときのインピーダンスと
、伝送線路ＴＬ、２における伝送線路ＴＬ□側の接続点
からインダクタｌ−５２を介してアース短絡点側を見た
ときのインピーダンスと、伝送線路ＴＬ、３における入
力端Ｔｌ側の接続点からインダクタｔｓｓを介してアー
ス短絡点側を見たときのインピーダンスはそれぞれ無限
大となるように設定され、インダクタＬ５１とインダク
タＬ５□とインダクタＬ６３はそれぞれ、インピーダン
ス整合手段として動作する伝送線路ＴＬ、、Ｔ１、２、
ＴＬ＋＋、ＴＬ＋□、ＴＬ＋ｓを介して入力端Ｔｌに並
列に接続されている。

一方、出力端Ｔ２側においては、伝送線路ＴＬ２、にお
ける出力端Ｔ２側の接続点からインダクタＬ６１を介し
てアース短絡点側を見たときのインピーダンスと、伝送
線路ｆｌ２２における伝送線路ＴＬ、側の接続点からイ
ンダクタＬ６２を介してアース短絡点側を見たときのイ
ンピーダンスと、伝送７ 周波数を有する信号成分であり、共振回路２３を通過す
る信号は共振周波数ｆ３及びその付近の周波数を有する
信号成分である。従って、入力端Ｔｌと出力端Ｔ２との
間の正方向伝達係数の周波数特性は、各共振回路２１，
２２．２３の正方向伝達係数の周波数特性を重ね合わせ
た特性となる。

この帯域通過フィルタ２０ａにおいては、第２図（ａ）
に図示するように、インダクタＬ２２とり、２との間の
誘導結合係数を−Ｍとし、他の２つのインダクタ間の誘
導結合係数を十Ｍとしている。

すなわち、３つの共振周波数ｆ□、ｆ２．ｆ３のうち２
つの共振周波数１１．ｆｓの中間に位置する共振周波数
ｆ２を有する共振回路２２を通過する信号の位相を、他
の共振回路２１．２３を通過する信号の位相に対して反
転させて出力端Ｔ２において合成している。これは、も
し反転させない場合、共振周波数ｆｌとｆ２の間の略中
央付近の周波数ｆｌ２において、共振回路２１を通過す
る信号の位相θ２１と共振回路２２を通過する信号の位
相θ２２との関係が例えばθ２．−−０２２のように反
転関係に線路ＴＬｘｓにおける伝送線路ｆｌ３側の接続
点からインダクタＬ６３を介してアース短絡点側を見た
ときのインピーダンスはそれぞれ無限大となるように設
定され、インダクタＬ６１とインダクタＬ６□とインダ
クタＬ６３はそれぞれ、インピーダンス整合手段として
動作する伝送線路ＴＬ３．ＴＬ、、ＴＬ２＋、ｆｌ１２
．ｆｌ２３を介して出力端Ｔ２に並列に接続されている
。

従って、各直列共振回路２１，２２．２３はそれぞれ信
号の入力端Ｔｌと出力端Ｔ２との間に、上記インピーダ
ンス整合手段を介して並列に接続されている。

以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタ２０
ａの入力端ＴＩにマイクロ波信号を入力したとき、上記
マイクロ波信号は３分配されて各共振回路２１，２２．
２３を通過した後、合成されて出力端Ｔ２に出力される
。なお、共振回路２１を通過する信号は共振周波数ｆｌ
及びその付近の周波数を有する信号成分であり、共振回
路２２を通過する信号は共振周波数ｆ２及びその付近の
８ なり、同様に、共振周波数ｆ２とｆ３の間の略中央付近
の周波数１２３において、共振回路２２を通過する信号
の位相と共振回路２３を通過する信号の位相が反転関係
になり、これによって、当該帯域通過フィルタにおける
正方向伝達係数の周波数特性の上記周波数ｆｌ２とｆ２
３において減衰極が生じ、その結果当該周波数特性が略
平坦にならなくなるからである。これを回避するため、
上述のように隣接する周波数毎に誘導結合係数の符号を
反転させている。

本実施例では、隣接する周波数毎に誘導結合係数の符号
を反転させているが、これに限らず、伝送線路の電気長
を調整して、隣接する２つの共振周波数を有する共振回
路を通過する各信号の、各共振周波数にお−ける位相が
反転関係になるようにしてもよい。ここで、共振回路が
一般に複数ｎ段である場合も同様である。

さらに、入力端Ｔｌを、伝送線路ＴＬ２とＴＬ。

１との間の接続点又は伝送線路ＴＬ、と伝送線路ＴＬ２
との間の接続点とせず、伝送線路ＴＬ、と伝送線路ＴＬ
、、との間の接続点としているのは、各共振回路２１，
２２．２３を通過する各信号の伝送損失を略一定にする
ためである。

第３図（ａ）に、第２図（ａ）の共振器としてＴＥ、、
、モードの誘電体共振器を用いて構成した並列多段帯域
通過フィルタ３０ａを示し、また、この帯域通過フィル
タ３０ａの等価回路を第４図（ａ）に示す。第３図（ａ
）及び第４図（ａ）において、第２図（ａ）と同一のも
のについては同一の符号を付している。

上記並列多段帯域通過フィルタ３０ａは、第１６図を参
照して説明したセルラーシステムの基地局に使用される
送信共用装置に組み込まれているチャンネルフィルタ２
に適用したものである。

上記チャンネルフィルタ２を構成する第３図（ａ）の並
列多段フィルタ３０ａは、３つの誘電体共振器２１ａ、
２２ａ、２３ａからなり、コレラ各誘電体共振器２１ａ
、２２ａ、２３’ａは、入力側同軸ケーブル３１と出力
側同軸ケーブル３２を介して、入力端ＴＩと出力端Ｔ２
との間に並列に接続されている。ここで、入力側同軸ケ
ーブル３１は伝送線路Ｔ　Ｌ　＋　、　Ｔ　Ｌ　２　、
　Ｔ　Ｌ　ｒ　ｒ　、　Ｔ　Ｌ　ｌ　２　、　Ｔ　Ｌｌ
、に対応しており、出力側同軸ケーブル３２は伝送線路
Ｔ　Ｌ　ｓ　、　Ｔ　Ｌ　４　、　Ｔ　Ｌ　２１　、　
Ｔ　Ｌ　２２．　Ｔ　Ｌ　ｘ　ｓに対応している。

また、各誘電体共振器２１ａ、２２ａ、２３ａは、シー
ルド空胴３３内の中央部にて、円筒形状を有するＴ　Ｅ
　、、、モードの誘電体共振器３４を、それと同じ線膨
張係数を有する支持台３５の上に取り付けてなるもので
ある。上記シールド空胴３３は、誘電体共振器３４と同
じ線膨張係数を有するセラミックにてなる直方体形状の
筐体の外表面に、銀電極を焼き付けたものからなる。

インダクタＬＳＩを構成する例えばｌターンのコイルと
、インダクタＬ、を構成する例えば１ターンのコイルと
が、誘電体共振器２１ａのシールド空洞３３内に、Ｔ　
Ｅ　ｏ　ｒ−モードの誘電体共振器３４の磁界と結合す
るように設けられる。インダクタＬＳＩのコイルの一端
は同軸ケーブル３１の中心導体に接続され、その他端は
同軸ケーブル３１の１ 接地導体に接続される。また、インダクタＬ６．のコイ
ルの一端は同軸ケーブル３２の中心導体に接続され、そ
の他端は同軸ケーブル３２の接地導体に接続される。さ
らに、インダクタＬＳＩとｔｓｚをそれぞれ構成する２
つのコイルが同様に、誘電体共振器２２ａのシールド空
洞３３内に設けられ、インダクタＬＳＩとｌ−５ｓをそ
れぞれ構成する２つのコイルが同様に、誘電体共振器２
３ａのシールド空洞３３内に設けられる。

また、ＴＥａｒａモードの誘電体共振器３４の内部に配
置されている小さい円筒形状の誘電体３６は、共振周波
数のチューニングのために設けられ、誘電体共振器３４
の電場の勾配中において移動させることにより、各誘電
体共振器３４の共振周波数を変化させることができる。

、さらに、３つのＴＥ　ｏｒｂモード誘電体共振器３４
の各チューニング用の誘電体３６は、１本のシャフト３
７に固定されており、このシャフト３７を矢印Ａ、で示
す方向に移動させることによって、上記３つのＴ　Ｅ　
ｏ　１８モ一ド誘電体共振器３４の共振周波数を同時に
２ 調整することができる。

なお、第４図（ａ）に図示した並列多段帯域通過フィル
タ３０ａの等価回路ｌ二おいて、各誘電体共振器３４は
それぞれ、２個のインダクタＬ　、、。

Ｉ−ｚ＋と可変キャパシタｖＣ１と損失抵抗Ｒ１が互い
に並列に接続された並列共振回路、２ｇＩのインダクタ
Ｌ１□＋Ｌ２□と可変キャパシタＶＣ２と損失抵抗Ｒ２
が互いに並列に接続された並列共振回路、２個のインダ
クタＬｌ１．Ｌｚｓと可変キャパシタＶＣ１と損失抵抗
Ｒ８が互いに並列に接続された並列共振回路により構成
されている。

以上のように構成されたチャンネルフィルタの帯域通過
フィルタ３０ａにおいては、例えば３００ｋＨｚの帯域
幅のパワースペクトラムを有する入力信号がほぼ均等に
、各共振周波数に応じて入力端Ｔｌから入力側同軸ケー
ブル３Ｉを介して３つの誘電体共振器２１ａ、２２ａ、
２３ａに分配されて入力される。そして、分配された入
力信号は、上記出力側同軸ケーブル３２を介して各接続
点にて合成された後、出力端Ｔ２から出力される。

第３図（ａ）の並列多段帯域通過フィルタ３０ａの正方
向伝達係数の周波数特性１００と、各共振器３４の正方
向伝達係数の周波数特性１０１゜１０２．１０３と、当
該帯域通過フィルタ３０ａの群遅延時間の周波数特性１
０４を第５図に示す。

この帯域通過フィルタ３０ａは、３００ｋＨｚの通過帯
域幅を有し、その中心周波数は９５５．０ＭＨｚである
。また、当該並列多段帯域通過フィルタ３０ａを構成し
ている３つの共振器３４の各共振周波数ｆ１．ｆ２．ｆ
３、負荷Ｑ（ＱＬ）及び無負荷Ｑ　（Ｑ、）は次の通り
である。

（ａ）第１の共振器２１ａを構成する誘電体共振器３４ 共振周波数ｆ　ｒ＝　９５４．８ＭＨｚＱＬ＝　４３０
０、Ｑ、＝　２２０００（ｂ）第２の共振器２２ａを構
成する誘電体共振器３４ 共振周波数ｆ２＝９５５．０ＭＨｚ ＱＬ−３４００，Ｑｏ−２２０００ （ｃ）第３の共振器２３ａを構成する誘電体共振５ 周波数ｆ２を有する共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）を、最低と
最高の共振周波数ｆ、、ｆ３を有する共振器の負荷Ｑ（
ＱＬ）よりもわずかに小さくなるように設定している。

これは、中間の共振周波数ｆ２における正方向伝達係数
の特性が、隣接する両側の共振周波数ｆ、、ｆ３の共振
器の正方向伝達係数の周波数特性のすそのによって影響
を受け、これによって当該伝達係数が増大するので、各
共振器の正方向伝達係数の周波数特性の重ね合わせであ
る当該帯域通過フィルタの周波数特性を平坦にするため
に、上述のように各共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）が設定され
る。

この各共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）の設定と各周波周波数特
性との関係は共振器の共振周波数などの設定に依存する
が、一般に好ましくは、上記各共振器のうち最高と最低
の共振周波数をそれぞれ有する共振器が略同一の負荷Ｑ
を有し、中間の共振周波数を有する他の共振器が上記略
同一の負荷Ｑと略同一か又は小さい負荷Ｑを有するよう
に構成する。これによって、より平坦な正方向伝達係数
器３４ 共振周波数ｆ　ｓ＝　９５５−２ＭＨｚＱＬ＝４３００
、Ｑ、＝２２０００ この第５図から、上記帯域通過フィルタ３０ａでは、そ
の通過帯域内における群遅延時間の周波数特性１０４の
変化量は、はぼｌ　９２０ｎｓｅｃから１９８０　ｎ５
ｅｃの６０ｎｓｅｃの範囲内にあることがわかる。

さらに、上記帯域通過フィルタ３０ａで３チヤンネルの
送信共用装置を構成したときの、各チャンネルでの正方
向伝達係数の周波数特性ｉｌｌ。

１１２．１１３及び群遅延時間の周波数特性１２１．１
２２．１２３を第６図に示す。なお、チャンネル１の中
心周波数は９５４．４ＭＨｚであり、チャンネル２の中
心周波数は９５５．０ＭＨｚであり、チャンネル３の中
心周波数は９５５．６ＭＨｚである。

なお、各共振器の負荷Ｑ　（ＱＬ）は、上述のように、
最低と最高の共振周波数ｆ、、ｆ、を有する共振器の負
荷Ｑ（ＱＬ）を同一とし、中間の共振６ の周波数特性と、より平坦な群遅延時間の周波数特性を
得ることができる。

ここで、各共振器の負荷Ｑの設定について詳細に説明す
る。

いま、３段の並列多段帯域通過フィルタについて考え、
各共振器が第５図に図示した共振周波数ｆ＋、ｆ２＋　
　ｆｓと同一の無負荷Ｑ（Ｑ、）＝２２０００を有する
と仮定し、各共振器の負荷Ｑ（以下、共振周波数ｆｌの
共振器の負荷ＱをＱＬ＋とし、共振周波数ｆ２の共振器
の負荷ＱをＱ　ｆ２とし、共振周波数ｆ３の共振器の負
荷ＱをＱＬ３とする。）を以下のように設定する。

設定例１ ＱＬ、＝４３００．ＱＬｚ＝３４００乃至４３００、よ
り好ましくは３５００、ＱＬ３＝４３００設定例２ ＱＬ、＝４３００、ＱＬ２＝３３５０乃至３４５０、よ
り好ましくは３４００．ＱＬ、＝４３００設定例３ ＱＬ＋＝４３００、ＱＬ２＝２４００乃至それ以下、Ｑ
Ｌ３＝４３００ 設定例４ ＱＬ、＝３０００、ＱＬ２＝２３５０乃至２４５０、よ
り好ましくは２４００．ＱＬ、＝３０００上記設定例１
は、本発明の請求項９の場合に対応し、上記各共振器の
無負荷Ｑが有限であるときに、上記帯域通過フィルタの
所定の通過帯域内の正方向伝達係数の変化量が小さくな
るように上記各共振器の負荷Ｑを設定している。これに
よって、極めて平坦な正方向伝達係数の周波数特性を得
ることができる。

上記設定例２は、本発明の請求項ＩＯの場合に対応し、
上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間
の周波数特性において生じる複数の変化点における各変
化量が略同一となるように上記各共ｔＭ器の負荷Ｑを設
定している。これによって、より平坦であって良好な群
遅延時間の周波数特性を得ることができる。

上記設定例３は、従来のチエビシエフ型帯域通過フィル
タの群遅延時間の周波数特性と同様の特性を得るための
上記各共振器の負荷Ｑの設定を示している。

上記設定例４は、本発明の請求項１１の場合に対応し、
上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の群遅延時間
の周波数特性において生じる複数の変化点における各変
化量が略零となるように上記各共振器の負荷Ｑを設定し
ている。これによって、極めて平坦な群遅延時間の周波
数特性を得ることができる。

さらに、４段の並列多段帯域通過フィルタの場合におい
ては、好ましくは、互いに異なる４つの共振周波数のう
ち中間の２つの共振周波数の共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）を
、最低と最高の共振周波数の共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）と
略同一か又は小さく設定すればよい。さらに、５段の並
列多段帯域通過フィルタの場合においては、好ましくは
、互いに異なる５つの共振周波数のうち中間の３つの共
振周波数の共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）を、最低と最高の共
振周波数の共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）と略同一か又は小さ
く設定し、かつ上記中間の３つの共３９− 振周波数のうちそれらの中間の共振周波数の共振器の負
荷Ｑ（ＱＬ）を他の共振器の負荷Ｑ（ＱＬ）と略同一か
又は小さく設定すればよい。以下、６段以上の並列多段
帯域通過フィルタについても、同様に各共振器の負荷Ｑ
（ＱＬ）が設定される。

上述の並列多段帯域通過フィルタ３０ａに対して、第１
７図に図示した従来の直列多段帯域通過フィルタ８につ
いて、上記第５図及び第６図に対応する特性を示せば、
第７図および第８図に示すようになる。なお、第７図に
おいて、１３０は当該帯域通過フィルタ８の正方向伝達
係数の周波数特性であり、１３１はその群遅延時間の周
波数特性である。また、第８図において、１４１，１４
２．１４３はそれぞれ各チャンネルにおける正方向伝達
係数の周波数特性であり、１５１，１５２゜１５３はそ
れぞれ各チャンネルにおける群遅延時間の周波数特性で
ある。

この第７図および第８図から明らかなように、従来の直
列多段帯域通過フィルタ８においては、群遅延時間が当
該帯域通過フィルタ８の通過帯域４０− 内で約１３０　ｎ５ｅｃ程度ないしはそれ以上の変化量
を有していることが分かる。また、第３図（ａ）に図示
した本実施例の帯域通過フィルタ３０ａにおいては、群
遅延時間特性が従来の帯域通過フィルタ８に比較して、
大幅に群遅延時間特性が改善され、より平坦な周波数特
性を得ることができることが分かる。

第３図（ｂ）に、第３図（ａ）に図示された並列多段帯
域通過フィルタ３０ａの変形例３０ｂを示し、その等価
回路を第４図（ｂ）に示す。第３図（ｂ）及び第４図（
ｂ）において、第３図（ａ）及び第４図（ａ）と同一の
ものについては同一の符号を付している。

第３図（ｂ）に図示された並列多段帯域通過フィルタに
おいては、第１図の基本回路と同様に、各誘電体共振器
３４の入力側のインダクタＬ＋＋、　Ｌ＋２＋Ｌｌｌと
誘導結合によりそれぞれ結合されるインダクタＬｓ＋＋
　Ｌｓ２＊　Ｌ３ｓが入力端Ｔｌとアースとの間に直列
に接続され、各誘電体共振器３４の出力側のインダクタ
Ｌ２□Ｌ２□、１、２、と誘導結合によりそれぞれ結合
されるインダクタＬＳＩ＋　Ｌ４２＋Ｌ４３が出力端Ｔ
２とアースとの間に直列に接続されている。その他の構
成は、第３図（ａ）に図示された並列多段帯域通過フィ
ルタと同様である。

第２図（ｂ）に、第２図（ａ）の並列多段帯域通過フィ
ルタ２０ａの変形例２０ｂを示す。第２図（ｂ）におい
て、第２図（ａ）と同一のものについては同一の符号を
付している。

第２図（ｂ）において、入力端Ｔｌは、伝送線路ＴＬｌ
、とインダクタＬＳＩを介してアースに接続されるとと
もに、伝送線路ＴＬｌ２とインダクタＬ、２を介してア
ースに接続される。また、入力端Ｔｌは伝送線路Ｔ　Ｌ
　ｓ　３とインダクタｌ−５ｓを介してアースに接続さ
れる。ここで、伝送線路Ｔ　Ｌ　ｓ　ｒの入力端Ｔｌ側
からインダクタＬＳＩを介してアース短絡点までの電気
長はλｇ／４に設定され、伝送線路Ｔ　Ｌ　ｓ　２の入
力端Ｔｌ側からインダクタＬ、２を介してアース短絡点
までの電気長はλｇ／４に設定され、伝送線路Ｔ　Ｌ　
ｓ　ｓの入力端Ｔｌ側からインダクタＬ６３を介してア
ース短絡点までの電気長はλ３ Ｔ　Ｌ　ｓ　ｒにおける入力端Ｔｌ側の接続点からイン
ダクタＬＳＩを介してアース短絡点側を見たときのイン
ピーダンスと、伝送線路ＴＬｌ２における入力端Ｔｌ側
の接続点からインダクタＬ、２を介してアース短絡点側
を見たときのインピーダンスと、伝送線路ＴＬ３３にお
ける入力端Ｔｌ側の接続点からインダクタｌ−５ｓを介
してアース短絡点側を見たときのインピーダンスはそれ
ぞれ無限大となるように設定され、インダクタＬＳＩと
インダクタＬＳＩとインダクタＬｓｓはそれぞれインピ
ーダンス整合手段として動作する伝送線路Ｔ　Ｌ　ｓ　
＋　、　Ｔ　Ｌ　ｓ　ｘ　、　Ｔ　Ｌ　ｓ　ｓを介して
入力端Ｔｌに並列に接続されている。

一方、出力端Ｔ２側においては、伝送線路ＴＬ６．にお
ける出力端Ｔ２側の接続点からインダクタＬ６□を介し
てアース短絡点側を見たときのインピーダンスと、伝送
線路ＴＬｌ２における出力端Ｔ２側の接続点からインダ
クタＬ６２を介してアース短絡点側を見たときのインピ
ーダンスと、伝送線路ＴＬｌ３における出力端Ｔ２側の
接続点からインダクタｌ−４３を介してアース短絡点側
を見たときのイｇ／４に設定される。

また、出力端Ｔ２は、伝送線路ＴＬｌ、とインダクタＬ
０を介してアースに接続されるとともに、伝送線路ＴＬ
ｌ、とインダクタＬ６□を介してアースに接続される。

また、出力端Ｔ２は伝送線路ＴＬ４、とインダクタＬＳ
Ｉｓを介してアースに接続される。

ここで、伝送線路Ｔ　Ｌ　４１の出力端Ｔ２側からイン
ダクタＬＳＩを介してアース短絡点までの電気長はλｇ
／４に設定され、伝送線路ＴＬｌ２の出力端Ｔ２側から
インダクタＬ６２を介してアース短絡点までの電気長は
λｇ／４に設定され、伝送線路ＴＬ１．の出力端Ｔ２側
からインダクタＬｓｓを介してアース短絡点までの電気
長は、λｇ／４に設定される。

共振回路２１．２２．２３は第２図（ｂ）と同様に構成
され、また、各インダクタ間の結合は第２図（ｂ）と同
様に誘導結合により電気的に接続される。

以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタ２０
ｂの入力端Ｔｌ側においては、伝送線路４ ンピーダンスはそれぞれ無限大となるように設定され、
インダクタＬ０とインダクタＬＳＩとインダクタｌ−５
ｓはそれぞれ、インピーダンス整合手段として動作する
伝送線路Ｔ　Ｌ　４１　、　Ｔ　Ｌ　４２　、　Ｔ　Ｌ
　ａ　ｓを介して出力端Ｔ２に並列に接続されている。

従って、各直列共振回路’２１，２２．２３はそれぞれ
信号の入力端ＴＩと出力端Ｔ２との間に、上記インピー
ダンス整合手段を介して並列に接続されている。

以上のように構成された並列多段帯域通過フィルタ２０
ｂは第２図（ａ）に図示された帯域通過フィルタ２０ａ
と同様の作用と効果を有する。

第３図（ａ）を参照して説明した帯域通過フィルタ３０
ａでは、３つのＴＥｏ＋−モード誘電体共振器３４の各
チューニング用の円筒形状の誘電体３６を、１本のシャ
フト３７によって、上記３つのＴＥｏ＋−モード誘電体
共振器２１ａ、２２ａ。

２３ａの共振周波数を同時に調整するようにしたが、第
１Ｏ図（ａ）、第１０図（ｂ）及び第１Ｏ図（ｃ）に示
すように、３つのＴ　Ｆ　ｏ　ｒ　１モード誘電体共振
器２１ａ、２２ａ、２３ａの共振周波数をそれぞれに設
けた合計３本のシャツ）４１．４２８よび４３により、
矢印Ａ２で示すように、独立して調整することができる
ように構成してもよい。この並列多段帯域通過フィルタ
は、第１０図（ｂ）からも分かるように、互いに平行に
配置された入力側同軸ケーブル４４と出力側同軸ケーブ
ル４５の上に、上述した第３図（ｂ）の各ＴＥｏ。

、モード誘電体共振器２１ａ、２２ａ、２３ａを配置し
たものである。この並列多段帯域通過フィルタにおいて
は、各ＴＥ、、、モード誘電体共振器２１ａ、２２ａ、
２３ａの各シャフト４１，４２゜４３を動かすことによ
って、ＴＥ、、モード誘電体共振器２１ａ、２２ａ、２
３ａの共振周波数を独立して変化させることができると
いう利点がある。

（以下余白） ７− る。従って、第１１図に図示された並列多段帯域通過フ
ィルタは、上記各共振器５１，５２．５３の通過帯域を
重ね合わせた通過帯域を有する。

第１２図（ａ）に、共振器として伝送線路を用いた容量
結合型並列多段帯域通過フィルタを示す。

第１２図（ａ）において、共振器５１として電気長λｇ
／２の伝送線路ＴＬ＋ｏ＋を用い、共振器５２として電
気長λｇの伝送線路ＴＬ、。２を用い、共振器５３とし
て電気長λｇ／２の伝送線路ＴＬ１０３を用いている。

ここで、各伝送線路ＴＬ、。１゜Ｔ　Ｌ　ｌｏ　２．　
Ｔ　Ｌ　＋。３はそれぞれ電気長λｇ／２の共振器を構
成している。

また、第１１図の基本回路に比較し、入力端Ｔｌ側にお
いて、インピーダンス整合のために、入力端Ｔ１とキャ
パシタＣ１□との間に電気長λｇ／２の伝送線路ＴＬ、
、が挿入されるとともに、入力端Ｔ１とキャパシタＣ３
，との間に電気長λｇ／２の伝送線路ＴＬｓ２が挿入さ
れている。また、出力端ｆ２側において、インピーダン
ス整合のために、出力端Ｔ２とキャパシタＣ１□との間
に電気長２ｇ第２の実施例 本発明に係る第２の実施例である容量結合型並列多段帯
域通過フィルタの基本回路を第１１図に示す。

第１１図において、信号の入力端Ｔｌは、結合用キャパ
シタＣ１、と特性インピーダンスＺａと共振周波数ｆｌ
を有する共振器５１と結合用キャパシタＣ１□とを介し
て出力端Ｔ２に接続されるとともに、結合用キャパシタ
Ｃ２１と特性インピーダンスＺａと共振周波数ｆ２を有
する共振器５２と結合用キャパシタＣ２２とを介して出
力端Ｔ２に接続される。また、入力端ＴＩは、結合用キ
ャパシタＣ３１と特性インピーダンスＺａと共振周波数
ｆ。

を有する共振器５３と結合用キャパシタＣ３２とを介し
て出力端Ｔ２に接続される。

ここで、各共振器５１．５２．５３の共振周波数ｆ、、
ｆ２．ｔ、は互いに異なりかつ近接するように、第１の
実施例と同様に設定され、各共振器５１．５２．５３は
上記共振周波数を通過帯域の中心周波数とする帯域通過
フィルタとして動作す８ ｆ２の伝送線路ＴＬ、、が挿入されるとともに、出力端
Ｔ２とキャパシタＣ１２との間に電気長λｇ／２の伝送
線路Ｔ　Ｌ　ｓ　４が挿入されている。

なお、中間の共振周波数ｆ２を有する伝送線路ＴＬＩＱ
２の電気長をλｇとし、他の共振周波数ｆｉｒｆ、を有
する伝送線路Ｔ　Ｌ　ｓｏｒ、　Ｔ　Ｌ　ｔｏ３の電気
長をλｇ／２としているのは、第１の実施例と同様に、
伝送線路ＴＬ＋ｏｚを通過する信号の位相を他の伝送線
路ＴＬ＋ｏ１．ＴＬ□。、を通過する信号の位相に比較
し反転させるためである。

以上のように構成された帯域通過フィルタにおいて、共
振器として動作する各伝送線路ＴＬ、。、。

ＴＬ、。、、ＴＬ、。３はそれぞれ、信号の入力端Ｔｌ
と出力端Ｔ２との間に、結合用のキャパシタＣ１□。

Ｃ１２，Ｃ２＋＋　Ｃ２□＋　Ｃ３１＋　Ｃ３２及びイ
ンピーダンス整合用の伝送線路ＴＬｓ＋、　ＴＬｓ２．
　ＴＬＳ３．　ＴＬＳ４を介して並列に接続されている
。

この帯域通過フィルタの入力端Ｔｌにマイクロ波信号を
入力したとき、上記マイクロ波信号は３分配されて伝送
線路Ｔ　Ｌ　ｒ　ｏ　ｒ　、　Ｔ　Ｌ□。２．ＴＬ□。

。 を通過した後、合成されて出力端Ｔ２に出力される。こ
の帯域通過フィルタは、第２図（ａ）及び（ｂ）に図示
した帯域通過フィルタと同様の作用と効果を有する。

第１２図（ａ）に図示した並列多段帯域通過フィルタの
正方向伝達係数の周波数特性２００と、共振器として動
作する伝送線路ＴＬ１ｏＩ、ＴＬｌｏ２゜ＴＬｒｏｓの
正方向伝達係数の周波数特性２０１゜２０２．２０３と
、当該帯域通過フィルタの群遅延時間の周波数特性２０
４を第１５図に示す。

この帯域通過フィルタは、移動通信システムの移動機の
受信フィルタに用いられるものであって、２５ＭＨｚの
通過帯域幅を有し、その中心周波数は９４７．５ＭＨｚ
である。また、当該並列多段帯域通過フィルタを構成し
ている３つの伝送線路ＴＬ＋ｏ１．ＴＬ＋ｏｘ、ＴＬＩ
ｏｚの各共振周波数ｆｒ。

ｆ２．ｆ３、負荷Ｑ（、ＱＬ）及び無負荷Ｑ（Ｑ、）は
次の通りである。

（ａ）伝送線路ＴＬ、。１ 共振周波数ｆ　＋＝　９３６　、８５ＭＨｚＱ、−６５
、Ｑｏ＝　４３０ （ｂ）伝送線路ＴＬＩｏ２ 共振周波数ｆ２＝９４Ｌ　５ＭＨｚ Ｑ、＝２５、Ｑ、＝　４３０ （Ｃ）伝送線路Ｔ　Ｌ　、、。

共振周波数ｆｓ＝９５８．１５ＭＨｚ ＱＬ＝６５、Ｑ、＝　４３０ この第１５図から、第１２図（ａ）に図示した上記帯域
通過フィルタは、所定の通過帯域幅２５ＭＨｚ内におい
て、正方向伝達係数の周波数特性は概ね平坦であり、群
遅延時間の周波数特性２０４の変化量は、約２　ｎ５ｅ
ｃであることがわかる。

第１３図（ａ）及び第１３図（ｂ）に、共振器として同
軸型誘電体共振器７１，７２．７３を用い、インピーダ
ンス整合用の伝送線路としてマイクロストリップ線路Ｍ
５１．ＭＳ２．Ｍ５３．Ｍ５４を用いた場合の並列多段
帯域通過フィルタを示す。

第１３図（ａ）及び第１３図（ｂ）において、裏面全面
に接地導体が形成された誘電体基板６２１− 上に、入力１１１ｆｌＴＩから分岐する電気長λｇ／２
のマイクロストリップ線路Ｍ５１と、電気長λｇ／２の
マイクロストリップ線路Ｍ５２が形成される。

この各マイクロストリップ線路Ｍ５１．Ｍ５２の端部か
ら所定間隔離れて導体ＭＩＯｌ、ＭＩＯ３が形成され、
入力端Ｔｌの導体から所定間隔離れて導体ＭＩＯ２が形
成される。ここで、各導体Ｍｌｏｌ、ＭＩＯ２，ＭＩＯ
３は互いに同一の間隔だけ離れてｌ直線上に配列される
ように形成されている。また、この誘電体基板６２にお
いて、マイクロストリップ線路Ｍ５１の端部と導体ＭＩ
Ｏｌとの間にキャパシタＣ１１が形成され、入力端Ｔ１
の導体と導体ＭＩＯ２との間にキャパシタＣ２１が形成
され、マイクロストリップ線路Ｍ５２の端部と導体ＭＩ
Ｏ３との間にキャパシタＣ３１が形成される。なお′、
誘電体基板６２は複数の支持棒８３によって支持されて
いる。

また、裏面全面に接地導体６１が形成された誘電体基板
６０上に、出力端Ｔ２から分岐する電気長λｇ／２のマ
イクロストリップ線路Ｍ５３と、２− 電気長λｇ／２のマイクロストリップ線ＭＭ５４が形成
される。この各マイクロストリップ線路Ｍ５３、Ｍ５４
の端部から所定間隔離れて導体Ｍｌｌｌ、Ｍｌ１３が形
成され、出力端Ｔ２の導体から所定間隔離れて導体Ｍｌ
１２が形成される。ここで、各導体Ｍｌ　ｌ　ｌ、Ｍｌ
　１２．Ｍｌ　１３は互いに同一の間隔だけ離れてｌ直
線上に配列されるように形成されている。また、この誘
電体基板６０において、マイクロストリップ線路Ｍ５３
の端部と導体Ｍｉｌｌとの間にキャパシタＣ，。が形成
され、出力端Ｔ２の導体と導体Ｍｌ１２との間にキャパ
シタＣ２２が形成され、マイクロストリップ線路Ｍ５４
の端部と導体Ｍ１１３との間にキャパシタＣ３２が形成
される。なお、誘電体基板６０は複数の支持棒８４によ
って支持されている。

同軸型誘電体共振器７１は、電気長λｇ／２を有する比
誘電率εｒｌの円筒形状の誘電体８０の内周面に内周導
体８１を形成し、その外周面に外周導体８２を形成して
構成され、共振周波数ｆ。

を有する。内周導体８１には、共振器７１の両端面から
突出するピンｐＨとＰ２１がハンダ付けにより接続され
ており、各ピンＭｌｌ、Ｍ２１はそれぞれ上記導体ＭＩ
ＯＩ、Ｍｉｌｌにハンダ付けにより接続される。また、
同軸型誘電体共振器７２は、誘電体共振器７１と同様に
構成され、内周導体８１に接続されたピンＰ１２．Ｐ２
２がそれぞれ上記導体Ｍ１０２．Ｍ１１２にハンダ付け
により接続される。さらに、同軸型誘電体共振器７３は
、誘電体共振器７１．７２と同様に構成され、内周導体
８１に接続されたピンＰ１３．Ｐ２３がそれぞれ上記導
体Ｍ１０３．Ｍｌ１３にハンダ付けにより接続される。

なお、各同軸型誘電体共振器７１，７２．７３はそれぞ
れ同一の電気長λｇ／２を有するが、同軸型誘電体共振
器７２は、第１の実施例と同様に、誘電体共振器７２を
通過する信号を他の誘電体共振器７１．７３を通過する
信号に対して反転させるように、他の誘電体共振器７１
．７３とは異なる比誘電率εｒ２を有している。

第１４図に、共振器としてマイクロストリップ５ ＴＬ□□３を用いている。ここで、各伝送線路ＴＬ。

＋１＋　ＴＬ、、、、ＴＬ＋＋ｓはそれぞれ電気長λｇ
／４の共振器を構成している。

また、第１２図（ａ）に図示した帯域通過フィルタの回
路に比較し、結合用キャパシタＣ１□とＣ１２とを直接
に接続し、この接続点に他端が接地された伝送線路Ｔ　
Ｌ　ｒ　ｒ　＋を接続し、また、結合用キャパシタＣ２
１と０２□とを直接に接続し、この接続点に他端が接地
された伝送線路Ｔ　Ｌ　ｒ　＋　２を接続し、さらに、
結合用キャパシタＣ３１とＣ３□とを直接に接続し、こ
の接続点に他端が接地された伝送線路Ｔ　Ｌ　ｒ　１ｓ
を接続している。さらに、キャパシタＣ２２と出力端Ｔ
２との間に、第１の実施例と同様に信号の位相反転のた
めに、電気長λｇ／２を有する伝送線路ＴＬｓｓを挿入
している。

以上のように構成された第１２図（ｂ）の帯域通過フィ
ルタは、共振器として電気長λｇ／４の共振器である伝
送線路ＴＬ、、工、ＴＬ、、□、ＴＬ、。

、を用いることを除いて、第１２図（ａ）の帯域通過フ
ィルタと同様の作用と効果を有する。

線路ＭＩＯＩ、Ｍ１０２．Ｍ１０３を用いた容量結合型
並列多段帯域通過フィルタを示す。第１４図において、
第１３図（ａ）と同一のものについては同一の符号を付
している。

第１４図において、裏面全面に接地導体９１が形成され
た誘電体基板９０上にマイクロストリップ線路Ｍ５１．
Ｍ５２．Ｍ５３．Ｍ５４．ＭＩＯｌ、Ｍ２Ｏ３，Ｍｌ　
０３が形成されている。ここで、マイクロストリップ線
路ＭＩＯ１，Ｍ１０２゜Ｍ２Ｏ３はそれぞれ第１２図（
ａ）における伝送線路ＴＬ１ｏ＋＋　ＴＬｌｌ＋　ＴＬ
１０３に対応している。

第１２図（ｂ）に、第１２図（ａ）に図示した容量結合
型並列多段帯域通過フィルタの変形例を示す。

第１２図（ｂ）において、共振器５１として一端がアー
スに短絡された電気長λｇ／４の伝送線路Ｔ　Ｌ　ｒ　
＋　＋を用い、また、共振器５２として一端がアースに
短絡された電気長λｇ／４の伝送線路ＴＬ、□２を用い
、さらに、共振器５３として一端がアースに短絡された
電気長λｇ／４の伝送線路６ 以上で説明した本発明に係る本実施例の並列多段帯域通
過フィルタが有している特徴と従来の直列多段帯域通過
フィルタが有している特徴との比較を第９図に示す。第
９図において、電気特性の自由度とは、独立して設定す
ることのできる共振回路の共振周波数の数と、当該帯域
通過フィルタの入出力間において存在する結合の数の和
と定義する。

この第９図から明らかなように、例えば３段の直列多段
帯域通過フィルタでは、共振周波数の数が３であり結合
の数が４であるので、電気特性の自由度が７となる。一
方、３段の並列多段帯域通過フィルタでは、共振周波数
の数が３であり結合の数が６であるので、電気特性の自
由度は９となる。従って、３段の並列多段帯域通過フィ
ルタでは、３段の直列多段帯域通過フィルタよりも、電
気特性の自由度が２だけ大きくなっている。これによっ
て、群遅延特性等の当該帯域通過フィルタの周波数特性
の調整の自由度が大きくなり、例えば、群遅延特性の周
波数特性を従来に比較し容易に、より平坦にすることが
できるという利点がある。

なお、従来技術の項において記述した並列結合回路のシ
ミュレーションモデルにおいては、各共振器間で振動モ
ードが互いに結合しているが、本発明に係る本実施例の
並列多段帯域通過フィルタにおいては、各共振器間の振
動モードは互いに結合せず、それぞれ独立している。従
って、当該帯域通過フィルタの周波数特性は、当該帯域
通過フィルタを構成する各共振器（それぞれ帯域通過フ
ィルタとして動作する。）の通過帯域特性を重ね合わせ
たものとなる。

このことが従来の並列結合回路のシミュレーションモデ
ルと本実施例の並列多段帯域通過フィルタとの相違点で
あり、これによって、上述のような電気特性の自由度を
得ることができ、従来に比較し容易に、正方向伝達係数
及び群遅延時間の各周波数特性を通過帯域内において平
坦にすることが９ タル変調されて伝送されるデジタル移動通信システムに
おいては、アナログ移動通信システムに比較し、より広
く平坦な通過帯域と、より広く平坦な群遅延時間の周波
数特性を有する帯域通過フィルタが要求されるので、本
発明に係る帯域通過フィルタは、このデジタル移動通信
システムの一部を構成する帯域通過フィルタに特に有用
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る第１の実施例の誘導結合型並列多
段帯域通過フィルタの基本回路を示す回路図、 第２図（ａ）及び第２図（ｂ）はそれぞれ第１図の基本
回路をマイクロ波帯において実現した帯域通過フィルタ
の一例を示す回路図、 第３図（ａ）及び第３図（ｂ）はそれぞれ第２図（ａ）
及び第２図（ｂ）における共振器をＴＥ。、モードの誘
電体共振器で構成した並列多段帯域通過フィルタの一例
を示す説明図、 第４図（ａ）及び第４図（ｂ）はそれぞれ第３図（ａ）
及び第３図（ｂ）の並列多段帯域通過フイできる。 他の実施例 以上の実施例において、共振器としてＴ　Ｅ　ｏ　１−
モードの誘電体共振器、同軸型誘電体共振器、並びに、
伝送線路で構成された共振器、すなわち伝送線路型共振
器を用いているが、本発明はこれに限らず、他の発振モ
ードを用いる誘電体共振器、空洞共振器、半同軸型共振
器、ＬＣ共振器、ヘリカル共振器などの他の種類の共振
器を用いてもよい。 以上の実施例において、３個の共振器を並列に接続して
帯域通過フィルタを構成しているが、本発明はこれに限
らず、２個又は４個以上の複数の共振器を並列に接続し
て帯域通過フィルタを構成してもよい。 以上の実施例で述べた並列多段帯域通過フィルタを、移
動通信システムの送信共用装置のチャンネルフィルタ、
移動機の送受信フィルタに限らず、他の用途の帯域通過
フィルタに広く適用することができる。特に、音声信号
又はデータ信号がデジ０ ルタの等何回路を示す回路図、 第５図は第３図（ａ）の並列多段帯域通過フィルタの減
衰度の周波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示すグ
ラフ、 第６図は第３図（ａ）の並列多段帯域通過フィルタラ移
動通信システムの３つのチャンネルに適用した場合の各
チャンネルの帯域通過フィルタの減衰度の周波数特性及
び群遅延時間の周波数特性を示すグラフ、 第７図は従来の直列多段帯域通過フィルタの減衰度の周
波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示すグラフ、 第８図は従来の直列多段フィルタを移動通信システムの
３つのチャンネルに適用した場合の各チャンネルの帯域
通過フィルタの減衰度の周波数特性及び群遅延時間の周
波数特性を示すグラフ、第９図は本願発明に係る並列多
段帯域通過フィルタが有している特徴と従来の直列多段
帯域通過フィルタが有している特徴との比較を示す説明
図、第１Ｏ図（ａ）、第１Ｏ図（ｂ）および第１０図（
ｃ）はそれぞれ第３図（ａ）の並列多段帯域通過フィル
タの変形例の構造説明図、 第１１図は本発明に係る第２の実施例の容量結合型並列
多段帯域通過フィルタの基本回路を示す回路図、 第１２図（ａ）及び第１２図（ｂ）はそれぞれ第１１図
の基本回路をマイクロ波帯において実現した帯域通過フ
ィルタの一例を示す回路図、第１３図（ａ）は第１２図
における共振器を誘電体同軸共振器で構成した並列多段
帯域通過フィルタを示す平面図、 第１３図（ｂ）は第１３図（ａ）に図示した並列多段帯
域通過フィルタの側面図、 第１４図は第１２図（ａ）における共振器をマイクロス
トリップ線路で構成した並列多段帯域通過フィルタを示
す斜視図、 第１５図は第１２図（ａ）の並列多段帯域通過フィルタ
の減衰度の周波数特性及び群遅延時間の周波数特性を示
すグラフ、 第１６図はセルラーシステムの基地局に使用さ３ ＴＬｂｘ−ＴＬｓｓ、　　ＴＬｓ４．　　ＴＬＩｏｌ、
　　ＴＬＩｏ２．　　ＴＬ　ｒｏｓ、　Ｔ　Ｌ　＋＋＋
、　Ｔ　Ｌ　１１２．　Ｔ　Ｌ　＋＋ｓ”’伝送線路、
Ｔ１・・・入力端、 Ｔ２・・・出力端、 ＋Ｍ、−Ｍ・・・誘導結合係数、 Ｃ，、、Ｃ□、、Ｃ，、、Ｃ，２，Ｃ，□、Ｃ８２・・
・結合用キャパシタ、 Ｍ５１．Ｍ５２．Ｍ５３．Ｍ５４．Ｍｌ　０１゜Ｍｌ　
０２．Ｍ２Ｏ３・・・マイクロストリップ線路。

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. （１）　それぞれ互いに異なりかつ近接する共振周波数
   を有する複数の共振器が、信号の入力端と出力端との間
   に並列に電気的に接続されたことを特徴とする並列多段
   型帯域通過フィルタ。
2. （２）　それぞれ第１と第２のポートを有し互いに異な
   りかつ近接する共振周波数を有する複数の共振器を備え
   、上記各共振器の第１のポートが第１のインピーダンス
   整合手段を介して信号の入力端に電気的に接続され、上
   記各共振器の第２のポートが第２のインピーダンス整合
   手段を介して信号の出力端に電気的に接続されたことを
   特徴とする並列多段型帯域通過フィルタ。
3. （３）　上記各共振器の第１のポートが誘導結合により
   上記第１のインピーダンス整合手段を介して上記入力端
   に電気的に接続され、上記各共振器の第２のポートが誘
   導結合により上記第２のインピーダンス整合手段を介し
   て上記出力端に電気的に接続されたことを特徴とする請
   求項２記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
4. （４）　上記各共振器の第１のポートが容量結合により
   上記第１のインピーダンス整合手段を介して上記入力端
   に電気的に接続され、上記各共振器の第２のポートが容
   量結合により上記第２のインピーダンス整合手段を介し
   て上記出力端に電気的に接続されたことを特徴とする請
   求項２記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
5. （５）　上記各共振器は誘電体共振器であることを特徴
   とする請求項１、２、３又は４記載の並列多段型帯域通
   過フィルタ。
6. （６）　上記各共振器は伝送線路型共振器であることを
   特徴とする請求項１、２、３又は４記載の並列多段型帯
   域通過フィルタ。
7. （７）　上記伝送線路型共振器は同軸型誘電体共振器又
   はマイクロストリップ線路であることを特徴とする請求
   項６記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
8. （８）　上記各共振器のうち最高と最低の共振周波数を
   それぞれ有する共振器が略同一の負荷Ｑを有し、中間の
   共振周波数を有する他の共振器が上記略同一の負荷Ｑと
   略同一か、又は上記略同一の負荷Ｑよりも小さい負荷Ｑ
   を有することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、
   ６又は７記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
9. （９）　上記各共振器の無負荷Ｑが有限であるとき、上
   記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の正方向伝達係
   数の変化量が小さくなるように上記各共振器の負荷Ｑを
   設定したことを特徴とする請求項８記載の並列多段型帯
   域通過フィルタ。
10. （１０）　上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の
    群遅延時間の周波数特性において生じる複数の変化点に
    おける各変化量が略同一となるように上記各共振器の負
    荷Ｑを設定したことを特徴とする請求項８記載の並列多
    段型帯域通過フィルタ。
11. （１１）　上記帯域通過フィルタの所定の通過帯域内の
    群遅延時間の周波数特性において生じる複数の変化点に
    おける各変化量が略零となるように上記各共振器の負荷
    Ｑを設定したことを特徴とする請求項８記載の並列多段
    型帯域通過フィルタ。
12. （１２）　隣接する共振周波数を有する共振器を通過す
    る各信号の、各共振周波数における位相を互いに反転さ
    せることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、
    ７、８、９、１０又は１１記載の並列多段型帯域通過フ
    ィルタ。