CN116470768A - 电池化成分容用双向全桥llc变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器及其控制方法，其包括主控、直流电源模块、全桥LLC变换器模块以及采样及保护模块；开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3以及开关管Q4均设置在变压器T的一次侧并连接为原边全桥结构；开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8均设置在变压器T的二次侧并连接为副边全桥结构，其采用PFM的控制方式。本发明主要解决现有技术中的Buck‑Boost拓扑结构的电能变换器属于非隔离结构而缺乏电气隔离，导致其缺点十分突出的问题；本发明具有电气隔离结构，使全桥LLC变换器模块具有宽电压调节范围；其容易实现软开关，能提升传输效率并降低损耗，且电压和电流应力相对较小，适用于大功率场合。

Description

电池化成分容用双向全桥LLC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源及其控制技术领域，具体为一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器及其控制方法。
背景技术
随着新能源汽车产业的快速发展，锂电作为新能源汽车的储能设备也迎来爆发式的增长，在锂电生产环节，化成分容是一道核心工序，用于保证电池的性能。在锂电化成分容中电能变换器是核心设备，负责对锂电进行多次充放电完成化成分容工序。
在锂电化成分容环节需要消耗大量能量，为了节省能源，需要电能变换器具备良好的工作效率和能量回收能力，而LLC变换器具有功率密度高，软开关特性好的特点，被广泛用于锂电化成分容电能变换器，以此提高锂电池化成分容电源的功率密度和工作效率。现阶段LLC变换器在双向能量流动场合，通常需要检测能量流动方向，在能量正反向切换时，交换原副边驱动。
现阶段能量双向控制切换时存在一定的过渡过程，无法实现自由、平滑切换，采用这种控制LLC变换器本质仍是一种单向变换器。在切换时容易判断错误，产生过压风险，影响锂电化成分容电流电压精度，进而影响锂电池的性能，甚至锂电池存在***的风险。
发明内容
本发明的目的之一在于提供一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器，其具有电气隔离结构，能够实现宽电压调节范围，适于多种场合应用。
本发明的另一目的在于提供一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，能够有效提高电池化成分容用双向全桥LLC变换器的动态响应速度、抗干扰性以及功率密度。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器，包括主控、直流电源模块、全桥LLC变换器模块以及采样及保护模块；
所述全桥LLC变换器模块包括变压器T、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8、谐振电感Lr、谐振电容Cr以及励磁电感Lm；
开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4均设置在所述变压器T的一次侧并连接为原边全桥结构，且所述原边全桥结构的自由端为所述全桥LLC变换器模块的输入端；开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8均设置在所述变压器T的二次侧并连接为副边全桥结构，且所述副边全桥结构的自由端为所述全桥LLC变换器模块的输出端；
所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr均与所述变压器T之一次侧绕组串接，所述励磁电感Lm则与所述变压器T之一次侧绕组并联；
所述全桥LLC变换器模块的输入端与所述直流电源模块的输出端连接，所述全桥LLC变换器模块的输出端与串联电池组连接；
所述主控分别控制所述全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8的开通和关断，进而控制所述全桥LLC变换器模块的运行；
所述采样及保护模块用于采样串联电池组中的各个单体电池的电压和电流、所述全桥LLC变换器模块的输出电压和电流，以及所述直流电源模块的母线输出电压，并变送至所述主控。
进一步地，所述全桥LLC变换器模块还包括电容C1，所述电容C1设置在所述全桥LLC变换器模块的输入端，用于稳压。
进一步地，所述全桥LLC变换器模块还包括电容C2，所述电容C2设置在所述全桥LLC变换器模块的输出端，用于滤波。
进一步地，还包括开关管驱动模块；
所述主控与所述开关管驱动模块信号连接，所述开关管驱动模块的控制信号输出端分别与所述全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8之控制极连接。
另一方面，本申请还提供了一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，应用在如上任一所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器上，
定义第一谐振频率点和第二谐振频率点/>
定义所述全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8，开关频率为fs；
当fm<fs<fr时，全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态；
当fs>fr时，全桥LLC变换器模块工作在过谐振状态；
当fs＝fr时，全桥LLC变换器模块工作在准谐振状态。
进一步地，所述全桥LLC变换器模块的输出电压经过所述采样及保护模块采样后与参考值比较，得到的差值信号通过PI控制运算调整开关管驱动波形的频率。
进一步地，所述全桥LLC变换器模块采用同步变频控制时，原边和副边驱动频率保持相等，变换器原边驱动波形脉宽为0.5Ts；
其中，Ts＝1/fs，fs为变换器的工作频率；
变换器副边驱动波形脉宽为0.5Tr，Tr为谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振周期，以实现软开关技术。
进一步地，所述全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态的正向工作状态时，有：
阶段一(t0-t1时间段)：在t0时刻前，谐振电流方向ir同参考方向相反，谐振电流流经开关管Q1、开关管Q4的体二极管，使开关管Q1、开关管Q4漏源两端电压为零；副边电流is同参考方向一致，副边电流流经开关管Q5、开关管Q8的体二极管，使开关管Q5、开关管Q8漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件；在t0时刻，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q8实现零电压开通；在t0～t1区间，谐振电流ir由负转正，呈正弦波规律变化，励磁电流im线性上升，副边电流is等于谐振电流ir与励磁电流im的差值；
阶段二(t1-t2时间段)：在t1时刻，谐振电流ir与励磁电流im相等一直保持到t2时刻，开关管Q1、开关管Q4仍处于导通状态；谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm开始谐振，副边电流is为零，能量不再向副边传输；而开关管Q5、开关管Q8在t1时刻关闭，开关管Q5、开关管Q8可以实现零电流关断；
阶段三(t2-t3时间段)：在t2时刻，开关管Q1、开关管Q4关断，变换器进入死区状态，由于此时谐振电流ir等于励磁电流im时，且该电流值相对较小，故开关管Q1、开关管Q4可以实现低电流关断；同时谐振电流ir和励磁电流im开始由正转负逐渐降低；在t3时刻，谐振电流方向与参考方向一致，谐振电流流经开关管Q2、开关管Q3的体二极管，使开关管Q2、开关管Q3漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件；副边电流is方向与参考方向一致，副边电流is流经开关管Q6、开关管Q7的体二极管，使开关管Q6、开关管Q7漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件。
进一步地，所述全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态的反向工作状态时，有：
阶段一(t0～t1时间段)：在t0时刻前，谐振电感Lm和谐振电容Cr开始谐振，谐振电流方向ir与参考方向相反，谐振电流流经开关管Q1、开关管Q4的体二极管，使开关管Q1、开关管Q4漏源两端电压为零，为开关管实现零电压开通创造条件；在t0时刻，谐振电流ir等于励磁电流im，则副边电流is为零，则开关管Q5、开关管Q8可以实现零电流开通；在t0～t1时刻，原边谐振电流按照正弦规律变化；励磁电流线性上升且始终大于谐振电流；在此时间段内，能量始终由副边传输到原边；
阶段二(t1～t2时间段)：在t1时刻，谐振电流ir等于励磁电流im，副边电流is等于零，开关管Q1、开关管Q4仍处于导通状态，开关管Q5、开关管Q8在t1时刻关断，由于副边电流is方向为正，副边电流is流经开关管Q5、开关管Q8的体二极管，则开关管Q5、开关管Q8可以实现零电压关断；副边电流is方向与参考方向相同，变换器存在功率环流；电流流经开关管Q5、开关管Q8的体二极管；
阶段三(t2～t3时间段)：在t2时刻，开关管Q1、开关管Q4关断，且所有开关管均处于关断状态；变换器通过开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q8的体二极管续流，谐振电感和谐振电容继续保持谐振状态；变换器的谐振电流ir迅速减小，直至谐振电流ir等于励磁电流im，副边电流is保持为零，能量不再向原边传输；副边电流将保持为零直到t3时刻结束。
进一步地，所述全桥LLC变换器模块正向工作时，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为输入端，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8为输出端；
所述全桥LLC变换器模块反向工作时，所述开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8为输入端，所述开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为输出端。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明的电池化成分容用双向全桥LLC变换器，在变压器T的一次侧和二次侧分别具有原边全桥结构和副边全桥结构，形成电气隔离结构，使全桥LLC变换器模块具有宽电压调节范围；其容易实现软开关，能提升传输效率并降低损耗，且电压和电流应力相对较小，适用于大功率场合，各个开关管可以实现软开关，有效降低了功率损耗；此外，全桥LLC变换器模块的一次侧和二次侧均能够实现全控，实现快速的动态响应。
2、本发明的电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，其采用了PFM控制方式，实现了电池化成分容用双向全桥LLC变换器的双向全控，能够有效提高电池化成分容用双向全桥LLC变换器的动态响应速度、抗干扰性以及功率密度。
附图说明
图1为本发明实施例一的***结构图。
图2为本发明实施例一中的全桥LLC变换器模块的同步变频控制框图；
图3为本发明实施例一中的全桥LLC变换器模块的电路原理图。
图4为本发明实施例二在正向工作状态阶段一至阶段三时的工作状态图。
图5为本发明实施例二在反向工作状态阶段一至阶段三时的工作状态图。
图6为本发明实施例二在正向工作状态阶段一时的工作状态图。
图7为本发明实施例二在正向工作状态阶段二时的工作状态图。
图8为本发明实施例二在正向工作状态阶段三时的工作状态图。
图9为本发明实施例二在反向工作状态阶段四时的工作状态图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一：
本实施例提供一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器，用于完成串联电池组的化成工序。
其中，串联电池组即若干节组装完成后的电池，通过串联方式依极性连接而形成的电池组，该串联电池组具有正负极。
请参阅图1，本实施例的电池化成分容用双向全桥LLC变换器，包括主控、直流电源模块、全桥LLC变换器模块以及采样及保护模块。
其中，主控可以为MCU，例如电源控制专用芯片、数字处理芯片、单片机以及嵌入式芯片等，主控也可以为可编程控制器(PLC)，主控还可以为工控计算机，只需确保主控具有通用输入/输出接口、串行通信接口、PFM控制接口以及模拟量输入接口即可，本实施例中，主控为MCU，并搭载在一块印刷电路板(PCB)上，该搭载有主控的印刷电路板(PCB)称为主控板。主控以DSP芯片为核心，由数字控制芯片和AD芯片组成。主控通过对采样及保护模块中变换器的输出电压、电流，电池的电压、电流等信号的输入，对***进行实时控制，同时主控与全桥LLC变换器模块连接，发出PFM波对***进行实时控制。
直流电源模块为基于功率开关器件的AC-DC转换模块，能够将交流电转换为直流电，本实施例中，直流电源模块将380V的三相交流市电转换为800V的直流电，且AC-DC转换模块是双向功率模块，在正向工作时，直流电源模块的输出端引出为直流母线，供全桥LLC变换器模块使用；反向工作时，能将直流母线上多余的电能回馈到AC交流电网。
请参阅图2、3，全桥LLC变换器模块为锂电池化成分容工序的主功率模块，全桥LLC变换器模块包括变压器T、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8、谐振电感Lr、谐振电容Cr以及励磁电感Lm。
其中，变压器T为高频电力电子变压器；开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8均为全控型碳化硅(SiC)器件，且带有体二极管，例如功率场效应管(Power MOSFET)和绝缘栅双极型晶体管(Insulated GateBipolarTransistor，IGBT)。变压器T原边变压器T原边的四个开关管Q1～Q4构成原边全桥结构，副边的四个功率开关管Q5～Q8构成副边全桥结构，两个全桥结构通过变压器T连接。设定功率从左往右流动为正向工作，功率从右往左流动为反向工作。当功率正向传输时，输入侧全桥处于逆变状态，输出侧全桥处于整流状态。变压器T为高频变压器，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，Lr为谐振电感，变压器T原副边匝比为n:1。变换器的原边侧为高压端，输入电压设为Vin，电流为i1；变压器副边侧为低压端，输出电压为Vout，谐振电流为ir，励磁电流为im，副边电流为is。
谐振电感Lr和谐振电容Cr均与变压器T之一次侧绕组串接，励磁电感Lm则与变压器T之一次侧绕组并联，其中谐振电感Lr可以为变压器T的漏感，也可以为单独设置的器件。
以此方式设置，即构成全桥LLC变换器模块，使全桥LLC变换器模块的一次侧和二次侧均能够实现全控。
全桥LLC变换器模块的输入端与直流电源模块的输出端连接，即全桥LLC变换器模块的输入端与直流电源模块的直流母线连接；全桥LLC变换器模块的输出端与串联电池组连接，即全桥LLC变换器模块的输出端依极性与串联电池组的两极连接。
主控能够分别控制全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8的开通和关断，进而控制全桥LLC变换器模块的运行；具体地，本实施例的电池化成分容用双向全桥LLC变换器还包括开关管驱动模块，该开关管驱动模块能够输出用于驱动开关管的电平信号；主控与开关管驱动模块信号连接，开关管驱动模块的控制信号输出端分别与全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8的控制极连接；主控通过控制开关管驱动模块输出的PFM信号的开关频率，通过PFM调节，从而控制开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8的开通与关断，最终控制全桥LLC变换器模块的运行。
采样及保护模块用于采样串联电池组中的各个单体电池的电压和电流、全桥LLC变换器模块的输出电压和电流，以及直流电源模块的母线输出电压，并变送至主控；具体来说，采样及保护模块基于放大器，搭载有主控的主控板上还搭载有多路模拟-数字转换器，采样及保护模块之放大器的输出端与多路模拟-数字转换器的模拟信号输入端连接，多路模拟-数字转换器的输出端与主控的通用输入/输出接口连接；采样及保护模块的各个放大器分别采样各个单体电池的电压和电流(从各个单体电池的两端采样)和全桥LLC变换器模块的输出电压和电流(从全桥LLC变换器模块的输出端采样)，并以模拟信号的方式传输至多路模拟-数字转换器，多路模拟-数字转换器则将模拟信号变换为数字信号并传输至主控；此外，直流电源模块的母线输出电压经过采样和保护模块采样后，传输到主控板上，经主控板上搭载的滤波器件滤波后，直接输入至主控的模拟量输入接口。
进一步地，全桥LLC变换器模块还包括电容C1，电容C1设置在全桥LLC变换器模块的输入端，用于稳压，使全桥LLC变换器模块的输入电压更稳定。
进一步地，全桥LLC变换器模块还包括电容C2，电容C2设置在全桥LLC变换器模块的输出端，用于滤波，以滤除全桥LLC变换器模块输出波形中的杂波、尖峰和毛刺。
设置电容C1和电容C2，使全桥LLC变换器模块的性能更稳定。
全桥LLC变换器模块同步变频控制框图如图2所示，LLC变换器的输出电压经过采样后与参考值比较，得到的差值信号通过PI控制运算调整开关管驱动波形的频率。全桥LLC变换器模块采用同步变频控制时，原边和副边驱动频率保持相等，变换器原边驱动波形脉宽为0.5Ts(Ts＝1/fs，fs为变换器的工作频率)，变换器副边驱动波形脉宽为0.5Tr(Tr为Lr和Cr的谐振周期)，以实现软开关技术。当从正向额定满载变为空载，再由空载变为反向满载的过程中，只需变频控制单调增大驱动波形频率即可稳定输出电压。当从反向满载变为空载，空载正向满载的过程中，只需变频控制单调减小驱动波形频率即可稳定输出电压。因此当全桥LLC变换器模块采用同步变频控制后，可以实现波形如图4、5所示的正反向自由平滑切换。
本实施例的电池化成分容用双向全桥LLC变换器，在变压器T的一次侧和二次侧分别具有原边全桥结构和副边全桥结构，形成电气隔离结构，使全桥LLC变换器模块具有宽电压调节范围；其电压和电流应力相对较小，适用于大功率场合，各个开关管可以实现软开关，有效降低了功率损耗；此外，全桥LLC变换器模块的一次侧和二次侧均能够实现全控，实现快速的动态响应。
实施例二：
本实施例提供一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，应用在实施例一的电池化成分容用双向全桥LLC变换器上。
在本实施例中，定义第一谐振频率点和第二谐振频率点
定义全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8，开关频率为fs；
当fm<fs<fr时，全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态；
当fs>fr时，全桥LLC变换器模块工作在过谐振状态；
当fs＝fr时，全桥LLC变换器模块工作在准谐振状态。
全桥LLC变换器采用同步变频控制时，通过调整变压器匝数比，使LLC变换器始终工作在欠谐振区间。正反向驱动波形如图4、图5所示。LLC变换器中对角开关管驱动始终相同，开关管Q1、开关管Q4和开关管Q5、开关管Q8同时开通，开关管Q1、开关管Q4导通时间为0.5Ts，开关管Q5、开关管Q8的导通时间为0.5Tr，即开关管Q5、开关管Q8超前开关管Q1、Q4关断；开关管Q2、开关管Q3和开关管Q6、开关管Q7同时开通，开关管Q2、开关管Q3导通时间为0.5Ts，开关管Q6开关管Q7的导通时间为0.5Tr，即开关管Q6、开关管Q7超前开关管Q2、开关管Q3关断。在同步变频控制模式下，变换器工作在正反向的工作状态如下：
请参阅图4，全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态的正向工作状态时，可分为3个阶段，有：
请参阅图6，阶段一(t0-t1时间段)：在t0时刻前，谐振电流方向ir同参考方向相反，谐振电流流经开关管Q1、开关管Q4的体二极管，使开关管Q1、开关管Q4漏源两端电压为零，为开关管实现零电压开通创造条件。副边电流is同参考方向一致，副边电流流经开关管Q5、开关管Q8的体二极管，使开关管Q5、开关管Q8漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件。在t0时刻，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q8实现零电压开通。在t0～t1区间，谐振电流ir由负转正，呈正弦波规律变化，励磁电流im线性上升，副边电流is等于谐振电流ir与励磁电流im的差值。
如图7所示，阶段二(t1-t2时间段)：在t1时刻，谐振电流ir与励磁电流im相等一直保持到t2时刻，开关管Q1、开关管Q4仍处于导通状态。谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm开始谐振，副边电流is为零，能量不再向副边传输。而开关管Q5、开关管Q8在t1时刻关闭，开关管Q5、开关管Q8可以实现零电流关断；
请参阅图8，阶段三(t2-t3时间段)：在t2时刻，开关管Q1、开关管Q4关断，变换器进入死区状态，由于此时谐振电流ir等于励磁电流im时，且该电流值相对较小，故开关管Q1、开关管Q4可以实现低电流关断。同时谐振电流ir和励磁电流im开始由正转负逐渐降低。在t3时刻，谐振电流方向与参考方向一致，谐振电流流经开关管Q2、开关管Q3的体二极管，使开关管Q2、开关管Q3漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件。副边电流is方向与参考方向一致，副边电流is流经开关管Q6、开关管Q7的体二极管，使开关管Q6、开关管Q7漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件。
在t3时刻之后，变换器工作状态进入另一半开关周期，与前面开关周期工作状态类似，此处不再赘述。
在反向工作状态下，存在以下3个阶段：
请参阅图6，阶段一(t0～t1时间段)：在t0时刻前，谐振电感Lm和谐振电容Cr开始谐振，谐振电流方向ir与参考方向相反，谐振电流流经开关管Q1、开关管Q4的体二极管，使开关管Q1、开关管Q4漏源两端电压为零，为开关管实现零电压开通创造条件。在t0时刻，谐振电流ir等于励磁电流im，则副边电流is为零，则开关管Q5、开关管Q8可以实现零电流开通。在t0～t1时刻，原边谐振电流按照正弦规律变化。励磁电流线性上升且始终大于谐振电流。在此时间段内，能量始终由副边传输到原边。
请参阅图6，阶段二(t1～t2时间段)：在t1时刻，谐振电流ir等于励磁电流im，副边电流is等于零，开关管Q1、Q4仍处于导通状态，开关管Q5、Q8在t1时刻关断，由于副边电流is方向为正，副边电流is流经开关管Q5、Q8的体二极管，则开关管Q5、Q8可以实现零电压关断。在此阶段，副边电流is方向与参考方向相同，变换器存在功率环流。电流流经开关管Q5、Q8的体二极管。
请参阅图9，阶段三(t2～t3时间段)：在t2时刻，开关管Q1、开关管Q4关断，且所有开关管均处于关断状态。变换器通过开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q8的体二极管续流，谐振电感和谐振电容继续保持谐振状态。变换器的谐振电流ir迅速减小，直至谐振电流ir等于励磁电流im，副边电流is保持为零，能量不再向原边传输。副边电流将保持为零直到t3时刻结束。
t3时刻之后，变换器工作状态进入另半个周期，工作状态原理与上述半个周期工作状态类似，因此不再赘述。
所述全桥LLC变换器模块正向工作时，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为输入端，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8为输出端；
所述全桥LLC变换器模块反向工作时，所述开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8为输入端，所述开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为输出端。
本实施例的电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，实现了电池化成分容用双向全桥LLC变换器的双向全控，能够有效提高电池化成分容用双向全桥LLC变换器的动态响应速度、抗干扰性以及功率密度。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (10)

1.一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器，其特征在于，包括主控、直流电源模块、全桥LLC变换器模块以及采样及保护模块；
所述全桥LLC变换器模块包括变压器T、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8、谐振电感Lr、谐振电容Cr以及励磁电感Lm；
开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4均设置在所述变压器T的一次侧并连接为原边全桥结构，且所述原边全桥结构的自由端为所述全桥LLC变换器模块的输入端；开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8均设置在所述变压器T的二次侧并连接为副边全桥结构，且所述副边全桥结构的自由端为所述全桥LLC变换器模块的输出端；
所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr均与所述变压器T之一次侧绕组串接，所述励磁电感Lm则与所述变压器T之一次侧绕组并联；
所述全桥LLC变换器模块的输入端与所述直流电源模块的输出端连接，所述全桥LLC变换器模块的输出端与串联电池组连接；
所述主控分别控制所述全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8的开通和关断，进而控制所述全桥LLC变换器模块的运行；
所述采样及保护模块用于采样串联电池组中的各个单体电池的电压和电流、所述全桥LLC变换器模块的输出电压和电流，以及所述直流电源模块的母线输出电压，并变送至所述主控。
2.根据权利要求1所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器，其特征在于，所述全桥LLC变换器模块还包括电容C1，所述电容C1设置在所述全桥LLC变换器模块的输入端，用于稳压。
3.根据权利要求1或2所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器，其特征在于，所述全桥LLC变换器模块还包括电容C2，所述电容C2设置在所述全桥LLC变换器模块的输出端，用于滤波。
4.根据权利要求1所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器，其特征在于，还包括开关管驱动模块；
所述主控与所述开关管驱动模块信号连接，所述开关管驱动模块的控制信号输出端分别与所述全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8之控制极连接。
5.一种电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，应用在权利要求1-4任一所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器上，其特征在于，
定义第一谐振频率点和第二谐振频率点/>
定义所述全桥LLC变换器模块的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8，开关频率为fs；
当fm<fs<fr时，全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态；
当fs>fr时，全桥LLC变换器模块工作在过谐振状态；
当fs＝fr时，全桥LLC变换器模块工作在准谐振状态。
6.根据权利要求5所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，其特征在于，所述全桥LLC变换器模块的输出电压经过所述采样及保护模块采样后与参考值比较，得到的差值信号通过PI控制运算调整开关管驱动波形的频率。
7.根据权利要求6所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，其特征在于，所述全桥LLC变换器模块采用同步变频控制时，原边和副边驱动频率保持相等，变换器原边驱动波形脉宽为0.5Ts；
其中，Ts＝1/fs，fs为变换器的工作频率；
变换器副边驱动波形脉宽为0.5Tr，Tr为谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振周期，以实现软开关技术。
8.根据权利要求5所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，其特征在于，所述全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态的正向工作状态时，有：
阶段一(t0-t1时间段)：在t0时刻前，谐振电流方向ir同参考方向相反，谐振电流流经开关管Q1、开关管Q4的体二极管，使开关管Q1、开关管Q4漏源两端电压为零；副边电流is同参考方向一致，副边电流流经开关管Q5、开关管Q8的体二极管，使开关管Q5、开关管Q8漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件；在t0时刻，开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q8实现零电压开通；在t0～t1区间，谐振电流ir由负转正，呈正弦波规律变化，励磁电流im线性上升，副边电流is等于谐振电流ir与励磁电流im的差值；
阶段二(t1-t2时间段)：在t1时刻，谐振电流ir与励磁电流im相等一直保持到t2时刻，开关管Q1、开关管Q4仍处于导通状态；谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm开始谐振，副边电流is为零，能量不再向副边传输；而开关管Q5、开关管Q8在t1时刻关闭，开关管Q5、开关管Q8可以实现零电流关断；
阶段三(t2-t3时间段)：在t2时刻，开关管Q1、开关管Q4关断，变换器进入死区状态，由于此时谐振电流ir等于励磁电流im时，且该电流值相对较小，故开关管Q1、开关管Q4可以实现低电流关断；同时谐振电流ir和励磁电流im开始由正转负逐渐降低；在t3时刻，谐振电流方向与参考方向一致，谐振电流流经开关管Q2、开关管Q3的体二极管，使开关管Q2、开关管Q3漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件；副边电流is方向与参考方向一致，副边电流is流经开关管Q6、开关管Q7的体二极管，使开关管Q6、开关管Q7漏源两端电压为零，为其实现零电压开通创造条件。
9.根据权利要求5所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，其特征在于，所述全桥LLC变换器模块工作在欠谐振状态的反向工作状态时，有：
阶段一(t0～t1时间段)：在t0时刻前，谐振电感Lm和谐振电容Cr开始谐振，谐振电流方向ir与参考方向相反，谐振电流流经开关管Q1、开关管Q4的体二极管，使开关管Q1、开关管Q4漏源两端电压为零，为开关管实现零电压开通创造条件；在t0时刻，谐振电流ir等于励磁电流im，则副边电流is为零，则开关管Q5、开关管Q8可以实现零电流开通；在t0～t1时刻，原边谐振电流按照正弦规律变化；励磁电流线性上升且始终大于谐振电流；在此时间段内，能量始终由副边传输到原边；
阶段二(t1～t2时间段)：在t1时刻，谐振电流ir等于励磁电流im，副边电流is等于零，开关管Q1、开关管Q4仍处于导通状态，开关管Q5、开关管Q8在t1时刻关断，由于副边电流is方向为正，副边电流is流经开关管Q5、开关管Q8的体二极管，则开关管Q5、开关管Q8可以实现零电压关断；副边电流is方向与参考方向相同，变换器存在功率环流；电流流经开关管Q5、开关管Q8的体二极管；
阶段三(t2～t3时间段)：在t2时刻，开关管Q1、开关管Q4关断，且所有开关管均处于关断状态；变换器通过开关管Q1、开关管Q4、开关管Q5、开关管Q8的体二极管续流，谐振电感和谐振电容继续保持谐振状态；变换器的谐振电流ir迅速减小，直至谐振电流ir等于励磁电流im，副边电流is保持为零，能量不再向原边传输；副边电流将保持为零直到t3时刻结束。
10.根据权利要求5所述的电池化成分容用双向全桥LLC变换器的控制方法，其特征在于，所述全桥LLC变换器模块正向工作时，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为输入端，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8为输出端；
所述全桥LLC变换器模块反向工作时，所述开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8为输入端，所述开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为输出端。
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