CN111224553A - 一种改进的双向半桥三电平llc直流变换器及其同步控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器及其同步控制方法，当开关频率大于谐振频率时，采用同步控制方法，即电源Vin侧和电源Vo侧的驱动信号同步；当开关频率小于等于谐振频率时，采用改进的同步控制方法，即电源Vin侧的驱动信号不变，电源Vo侧的驱动信号的频率和电源Vin侧相等，但驱动信号的导通时间保持恒定，始终为谐振周期的一半。双向半桥三电平LLC谐振变换器的拓扑结构对称，电路正向工作和反向工作原理相同。变换器采用变频控制，只需要改变开关频率就可以控制输出电压大小。变换器提高了电路的电压等级和功率等级，输入侧开关管在全负载范围内实现软开关，输出侧使用开关管代替传统的二极管，可以有效地减小导通损耗。
Description
技术领域
本发明涉及双向直流变换器，具体涉及一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器及其同步控制方法。
背景技术
近年来，随着化石能源的不断消耗和全球变暖的影响愈加明显，新能源技术越来越受到重视，能够实现能量双向流动的双向DC/DC变换器作为储能环节中重要组成部分，在当下新能源汽车、微电网等需要加超级电容、蓄电池等储能设备的应用背景下，迎来了其研究方向的又一巅峰，并朝着高效率、高功率密度方向发展。传统的移相全桥DC/DC变换器虽然结构简单，但存在软开关范围比较窄，原边环流大，副边整流桥二极管电压尖峰大等明显问题，使得变换器效率和功率密度低。LLC谐振变换器由于其电路结构简单，不需要加任何辅助电路就能够在较宽的负载范围内实现逆变侧功率开关管的零电压开通(ZVS)和整流侧二极管的零电流关断(ZCS)，可以提高电路的软开关特性和功率密度，因此越来越受到重视。而传统的LLC电路只能实现单向的能量流动，为此国内外学者就双向LLC电路做了以下研究：
中国专利“林成栋，候院军，LLC谐振的高变比大功率双向DCDC变换器：公开号CN206180852U，公开日2017-5-17”提出了一种通过在开关桥臂中点增加辅助电感来实现正、反向谐振腔LLC特性一致的双向LLC变换器，该拓扑谐振腔不需要过多的谐振元件，使得电路成本的设计难度降低，且能避免新增元件上产生的损耗，是目前主流的双向LLC谐振变换器结构。但是由于实际应用中储能侧储蓄电池等储能元件和直流母线侧的电压等级变化范围较大，而该双向DC/DC变换器采用全桥结构，因此在输入电压和输出电压比较高的情况下，功率开关管仍然受到耐压等级的限制。
文献“电力电子变压器中LLC谐振变换器的研究，郭潇潇，舒泽亮，李祖勇，魏斌，电力电子技术，2017年第51卷第10期，第50-53页”虽然采用了半桥三电平结构，但是LLC谐振腔是非对称的。变换器在反向工作时，谐振腔本质上是LC串联谐振，因此增益将始终小于1。同时变换器只控制一侧的开关管，另一侧的开关管处于不控的二极管整流状态，因此开关管上的损耗也会增加。
文献“An LLC-LC Type Bidirectional Control Strategy for an LLCResonant Converter in Power Electronic Traction Transformer,Jiepin Zhang,Jianqiang Liu,Jingxi Yang,Nan Zhao,Yang Wang and Trillion Q.Zheng,IEEETransactions on Industrial Electronics,2018,65(11):8595-8604.”(“应用于电力电子牵引变压器中LLC谐振变换器的LLC-LC型双向控制策略,IEEE期刊工业电子，2018年第65卷第11期，第8595-8604页”)提出了一种新的控制策略，变换器通过改变频率就可以实现工作方向的随机和频繁切换，但是这种控制策略只适用于电压增益固定的场合，采用这种控制策略的变换器不具备输出电压可调的能力。
文献“Bidirectional LLC Resonant Converter for EnergyStorageApplications,Tianyang Jiang,Xiliang Chen,Junming Zhang and Yousheng Wang,2013Twenty-Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference andExposition(APEC),1145-1151.”(“用于储能应用的双向LLC谐振变换器，2013年第28届IEEE应用电力电子会议和博览会，第1145-1151页”)提出一种同步控制方法，即两侧开关管采用同样的驱动信号，该控制方法十分简单。但是当变换器工作在开关频率小于谐振频率时，会存在功率回流，从而降低了变换器的电压增益，减小了变换器输出电压调节的范围。
发明内容
本发明目的是提供一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器及其同步控制方法，可以使得输入侧开关管在全负载范围内实现软开关，输出侧使用开关管代替传统的二极管，可以有效地减小导通损耗，从而提高变换器的效率。同时改进的同步控制方法避免了同步控制方法中的回流问题，从而使变换器具有宽范围的输出电压可调能力。特别适用于储能***中的双向直流变换器。
了实现以上目的，本发明采用的技术方案为：一方面，拓扑选择双向半桥三电平LLC直流变换器，其包括电源Vin、电源Vo。定义电路正向工作为能量从电源Vin传输到电源Vo，反向工作为能量从电源Vo传输到电源Vin。电源Vin侧组成部分：直流侧母线电压Vin，总母线电容Cin，电容Cin的正极连接直流母线的正极，电容Cin的负极连接直流母线的负极，直流侧相串联的分压电容Cin1和Cin2，电容Cin1的正极连接直流母线的正极，电容Cin1的负极与电容Cin2的正极连接，定义为变换器中点B，电容Cin2的负极连接直流母线的负极。
半桥三电平主电路拓扑由4只开关管首尾串联而成，即开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4，4只开关管均采用金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。其中，开关管Q1的漏极连接直流母线的正极，开关管Q1的源极连接开关管Q2的漏极，开关管Q2的源极连接开关管Q3的漏极，开关管Q3的源极连接开关管Q4的漏极，开关管Q4的源极连接直流母线的负极。飞跨电容Coss1的正极连接开关管Q1和开关管Q2的中点，飞跨电容Coss1的负极连接开关管Q3和开关管Q4的中点，续流二极管D1和续流二极管D2相串联，其中点连接变换器中点B，续流二极管D1的负极连接飞跨电容Coss1的正极，续流二极管D2的正极连接飞跨电容Coss1的负极。定义开关管Q2和开关管Q3的中点为变换器中点A，中点A和中点B引出作为电源Vin侧输出端VAB，输出端VAB连接电源Vin侧的辅助电感Lm1两端，辅助电感Lm1、谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr相串联组成电源Vin侧的谐振腔，TF为高频隔离变压器。
电源Vo侧组成部分与电源Vin侧组成一一对应，其中电源Vo对应电源Vin，总母线电容Co对应总母线电容Cin，分压电容Co1和Co2对应分压电容Cin1和Cin2，飞跨电容Coss2对应飞跨电容Coss1，续流二极管D3和D4对应续流二极管D1和D2，开关管Q5、Q6、Q7和Q8对应开关管Q1、Q2、Q3和Q4，变换器中点C对应变换器中点A，变换器中点D对应变换器中点B，同样将变换器中点C和中点D引出作为电源Vo侧输出端VCD。
另一方面，控制方法采用改进的同步控制方法，电路正向工作时，电源Vin侧开关管Q1、Q2、Q3、Q4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管Q1和开关管Q4互补导通，开关管Q2和开关管Q3互补导通，开关管Q1和开关管Q2同时开通，但是开关管Q1比开关管Q2稍微提前(优选的，提前200ns)关断，开关管Q3和开关管Q4同时开通，但是开关管Q4比开关管Q3稍微提前(优选的，提前200ns)关断。当开关频率小于谐振频率时，电源Vo侧开关管Q5的驱动信号和开关管Q1完全同步，开关管Q6的驱动信号和开关管Q2完全同步，开关管Q7的驱动信号和开关管Q3完全同步，开关管Q8的驱动信号和开关管Q4完全同步；当开关频率大于等于谐振频率时，电源Vo侧开关管Q5和开关管Q6的驱动信号相同，开关管Q5和开关管Q1同时开通，但是开关管Q5保持恒定的导通时间，导通时间为谐振周期的一半，开关管Q7和开关管Q8的驱动信号相同，开关管Q7和开关管Q3同时开通，但是开关管Q7保持恒定的导通时间，导通时间为谐振周期的一半。
本发明的技术效果在于：针对于现有的双向LLC直流变换器及其控制方法，提出了一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器及其同步控制方法，可以使得输入侧开关管在全负载范围内实现软开关，输出侧使用开关管代替传统的二极管，可以有效地减小导通损耗，从而提高变换器的效率。同时改进的同步控制方法避免了同步控制方法中的回流问题，从而使变换器具有宽范围的输出电压可调能力。
附图说明
图1是本发明所针对的双向半桥三电平LLC直流变换器拓扑结构图；
图2是变换器简化后的谐振腔等效电路图；
图3是变换器简化后正向工作时的谐振腔等效电路图；
图4是变换器简化后反向工作时的谐振腔等效电路图；
图5是变换器在fs<fr时的主要波形图；
图6(a)、图6(b)、图6(c)和图6(d)是变换器在fs<fr时，各个时刻下的等效电路图，其中，图6(a)是开关模态1，图6(b)是开关模态2，图6(c)是开关模态3，图6(d)是开关模态4；
图7是变换器在fs＝fr时的主要波形图；
图8是变换器在fs>fr时的主要波形图；
图9(a)、图9(b)和图9(c)是变换器在fs>fr时，各个时刻下的等效电路图，其中，图9(a)是开关模态1，图9(b)是开关模态2，图9(c)是开关模态3。
具体实施方式
一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器，其特征在于，包括电源Vin、电源Vo。定义电路正向工作为能量从电源Vin传输到电源Vo，反向工作为能量从电源Vo传输到电源Vin。电源Vin侧组成部分：直流侧母线电压Vin，总母线电容Cin，电容Cin的正极连接直流母线的正极，电容Cin的负极连接直流母线的负极，直流侧相串联的分压电容Cin1和Cin2，电容Cin1的正极连接直流母线的正极，电容Cin1的负极与电容Cin2的正极连接，定义为变换器中点B，电容Cin2的负极连接直流母线的负极。
半桥三电平主电路拓扑由4只开关管首尾串联而成，即开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4，4只开关管均采用金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。其中开关管Q1的漏极连接直流母线的正极，开关管Q1的源极连接开关管Q2的漏极，开关管Q2的源极连接开关管Q3的漏极，开关管Q3的源极连接开关管Q4的漏极，开关管Q4的源极连接直流母线的负极。飞跨电容Coss1的正极连接开关管Q1和开关管Q2的中点，飞跨电容Coss1的负极连接开关管Q3和开关管Q4的中点，续流二极管D1和续流二极管D2相串联，其中点连接变换器中点B，续流二极管D1的负极连接飞跨电容Coss1的正极，续流二极管D2的正极连接飞跨电容Coss1的负极。定义开关管Q2和开关管Q3的中点为变换器中点A，中点A和中点B引出作为电源Vin侧输出端VAB，输出端VAB连接电源Vin侧的辅助电感Lm1两端，辅助电感Lm1、谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr相串联组成电源Vin侧的谐振腔，TF为高频隔离变压器。
电源Vo侧组成部分与电源Vin侧组成一一对应，其中电源Vo对应电源Vin，总母线电容Co对应总母线电容Cin，分压电容Co1和Co2对应分压电容Cin1和Cin2，飞跨电容Coss2对应飞跨电容Coss1，续流二极管D3和D4对应续流二极管D1和D2，开关管Q5、Q6、Q7和Q8对应开关管Q1、Q2、Q3和Q4，变换器中点C对应变换器中点A，变换器中点D对应变换器中点B，同样将变换器中点C和中点D引出作为电源Vo侧输出端VCD。
一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器的同步控制方法，其特征在于，电路正向工作时，电源Vin侧开关管Q1、Q2、Q3、Q4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管Q1和开关管Q4互补导通，开关管Q2和开关管Q3互补导通，开关管Q1和开关管Q2同时开通，但是开关管Q1比开关管Q2稍微提前关断，开关管Q3和开关管Q4同时开通，但是开关管Q4比开关管Q3稍微提前关断。
当开关频率小于谐振频率时，电源Vo侧开关管Q5的驱动信号和开关管Q1完全同步，开关管Q6的驱动信号和开关管Q2完全同步，开关管Q7的驱动信号和开关管Q3完全同步，开关管Q8的驱动信号和开关管Q4完全同步；当开关频率大于等于谐振频率时，电源Vo侧开关管Q5和开关管Q6的驱动信号相同，开关管Q5和开关管Q1同时开通，但是开关管Q5保持恒定的导通时间，导通时间为谐振周期的一半，开关管Q7和开关管Q8的驱动信号相同，开关管Q7和开关管Q3同时开通，但是开关管Q7保持恒定的导通时间，导通时间为谐振周期的一半。
下面结合附图对本发明进行具体分析：
本发明所针对的双向半桥三电平LLC直流变换器拓扑结构图如图1所示，将变换器简化后，得到的等效电路图如图2所示。当变换器正向工作时，由于VAB为交流方波电压，所以辅助电感Lm1两端的电压始终被VAB钳位，从而不参与谐振过程，谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr构成谐振腔，此时谐振腔的等效电路图如图3所示。当变换器反向工作时，由于VCD为交流方波电压，所以变压器励磁电感Lm两端的电压始终被VCD钳位，从而不参与谐振过程，谐振电感Lr、辅助电感Lm1和谐振电容构成谐振腔，此时谐振腔的等效电路图如图4所示。
从图3和图4可以看出，变换器正向工作和反向工作时谐振腔的等效电路是一样的，如果把辅助电感Lm1和励磁电感Lm的参数设计的一样，那么变换器正向工作和反向工作时的LLC谐振特性将完全一致，工作原理也将完全相同。
以正向工作为例，来分析双向半桥三电平LLC直流变换器的控制策略和基本工作原理。本发明采用的控制策略是变频控制，当开关频率大于谐振频率时，采用同步控制方法，即电源Vin侧和电源Vo侧的驱动信号同步；当开关频率小于等于谐振频率时，采用改进的同步控制方法，即电源Vin侧的驱动信号不变，电源Vo侧的驱动信号的频率和电源Vin侧相等，但驱动信号的导通时间保持恒定，始终为谐振周期的一半。
LLC谐振变换器自身存在两个谐振频率点，即谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件谐振的谐振频率点fr2，谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr三元件谐振的谐振频率点fr3，其中：
LLC谐振变换器工作在两元件谐振频率点fr2时，变换器增益等于1，所以定义两元件谐振频率点fr2为变换器的谐振频率点fr。根据LLC谐振变换器开关频率fs所在的频率区间范围，可将变换器的工作模式分为三种不同的情况：fs<fr，fs＝fr，fs>fr。
首先分析变换器工作在fs<fr时的工作原理，此时变换器的电压增益始终大于1，电源Vin侧开关管可以实现ZVS开通，电源Vo侧开关管可以实现ZCS关断和ZVS开通。此时变换器的主要波形图如图5所示，在一个开关周期中，变换器共有8种开关模态。由于变换器正半周期和负半周期的工作原理类似，在这里只详细分析变换器在正半周期的各种开关模态，各种开关模态下的等效电路图如图6所示。
(1)开关模态1(t0，t1)：t0时刻，开关管Q1、Q2、Q5和Q6同时实现ZVS开通。此时，辅助电感Lm1两端电压被VAB钳位，电感电流iLm1线性增大，励磁电感Lm两端电压被VCD钳位，电感电流iLm也线性增大。谐振电感Lr和谐振电容Cr参与谐振，谐振电流iLr逐渐增大，开始由负变为正。副边电流is等于谐振电流iLr与励磁电流iLm之差，始终大于0。t1时刻，谐振结束，开关管Q5和管Q6关断，副边电流is减小到0，因此开关管Q5和Q6可以实现ZCS关断。
(2)开关模态2(t1，t2)：励磁电感Lm两端电压不再被VCD钳位，谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr同时参与谐振，谐振电流iLr和励磁电感电流iLm大小相等。因为三元件谐振周期比较长，可以近似认为谐振电流iLr大小不变。
(3)开关模态3(t2，t3)：t2时刻，开关管Q1关断，开关管Q4的结电容C4开始放电，Q1的结电容C1开始充电，直到结电容C4的电压减小为0，结电容C1的电压增大到Vin/2。此时VAB电压减小为0，辅助电感电流iLm1不再继续增大而保持不变，谐振电流iLr通过续流二极管D1续流，大小也近似不变。
(4)开关模态4(t3，t4)：t3时刻，开关管Q2关断，开关管Q3的结电容C3开始放电，Q2的结电容C2开始充电，直到结电容C3的电压减小为0，结电容C2的电压增大到Vin/2。辅助电感Lm1和励磁电感Lm分别再次被钳位，电感电流都开始线性减小。副边电流is开始反向增大，因为开关管Q7和Q8还没有导通，副边电流is流过开关管Q7和Q8的体二极管。因此，t4时刻，开关管Q3、Q4、Q7和Q8可以同时实现ZVS开通。
其次分析变换器工作在fs＝fr时的工作原理，此时变换器的电压增益等于1，电源Vin侧开关管可以实现ZVS开通，电源Vo侧开关管可以实现ZCS关断和ZVS开通，并且负载大小对电压增益没有影响。此工作模式下的主要波形图与fs<fr时的主要波形图类似，只是少了开关模态2这一个阶段，其余3个模态完全相同，此时的主要波形图如图7所示，在一个开关周期中，变换器共有6种开关模态。
最后分析变换器工作在fs>fr时的工作原理，此时变换器的电压增益始终小于1，电源Vin侧开关管可以实现ZVS开通，但电源Vo侧的开关管在关断时，流过开关管的副边电流还没有减小到0，因此开关管无法实现ZCS关断。此工作模式下励磁电感Lm1两端的电压始终被VCD钳位，不参与谐振过程。此时的主要波形图如图8所示，在一个开关周期中，变换器共有6种开关模态，各种开关模态下的等效电路图如图9所示。
(1)开关模态1(t0，t1)：t0时刻，开关管Q1和Q2同时实现ZVS开通。此时，辅助电感Lm1两端电压被VAB钳位，电感电流iLm1线性增大，励磁电感Lm两端电压被VCD钳位，电感电流iLm也线性增大。谐振电感Lr和谐振电容Cr参与谐振，谐振电流iLr逐渐增大，开始由负变为正，副边电流is等于谐振电流iLr与励磁电流iLm之差。
(2)开关模态2(t1，t2)：t1时刻，开关管Q1关断，开关管Q4的结电容C4开始放电，Q1的结电容C1开始充电，直到结电容C4的电压减小为0，结电容C1的电压增大到Vin/2。此时谐振周期还没有结束，VAB电压减小为0，辅助电感电流iLm1不再继续增大而保持不变，励磁电感电流iLm继续线性增大，谐振电流iLr通过续流二极管D1续流。
(3)开关模态3(t2，t3)：t2时刻，开关管Q2关断，开关管Q3的结电容C3开始放电，Q2的结电容C2开始充电，直到结电容C3的电压减小为0，结电容C2的电压增大到Vin/2。此时副边电流is还没有减小到0，因为开关管Q7和Q8还没有导通，副边电流is流过开关管Q5和Q6的体二极管。因此，t4时刻，开关管Q3和Q4可以同时实现ZVS开通。
本发明采用的是变频控制，当开关频率大于谐振频率时，采用同步控制方法，即电源Vin侧和电源Vo侧的驱动信号同步；当开关频率小于等于谐振频率时，采用改进的同步控制方法，即电源Vin侧的驱动信号不变，电源Vo侧的驱动信号的频率和电源Vin侧相等，但驱动信号的导通时间保持恒定，始终为谐振周期的一半。双向半桥三电平LLC谐振变换器的拓扑结构对称，电路正向工作和反向工作原理相同。变换器采用变频控制，只需要改变开关频率就可以控制输出电压大小。变换器提高了电路的电压等级和功率等级，输入侧开关管在全负载范围内实现软开关，输出侧使用开关管代替传统的二极管，可以有效地减小导通损耗，从而提高变换器的效率。同时改进的同步控制方法避免了同步控制方法中的回流问题，从而使变换器具有宽范围调节电压的能力。
Claims (3)
1.一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器，其特征在于，包括电源Vin、电源Vo；定义电路正向工作为能量从电源Vin传输到电源Vo，反向工作为能量从电源Vo传输到电源Vin；电源Vin侧组成部分：直流侧母线电压Vin，总母线电容Cin，电容Cin的正极连接直流母线的正极，电容Cin的负极连接直流母线的负极，直流侧相串联的分压电容Cin1和Cin2，电容Cin1的正极连接直流母线的正极，电容Cin1的负极与电容Cin2的正极连接，定义为变换器中点B，电容Cin2的负极连接直流母线的负极；
半桥三电平主电路拓扑由4只开关管首尾串联而成，即开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4，4只开关管均采用金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)；其中，开关管Q1的漏极连接直流母线的正极，开关管Q1的源极连接开关管Q2的漏极，开关管Q2的源极连接开关管Q3的漏极，开关管Q3的源极连接开关管Q4的漏极，开关管Q4的源极连接直流母线的负极；飞跨电容Coss1的正极连接开关管Q1和开关管Q2的中点，飞跨电容Coss1的负极连接开关管Q3和开关管Q4的中点，续流二极管D1和续流二极管D2相串联，其中，点连接变换器中点B，续流二极管D1的负极连接飞跨电容Coss1的正极，续流二极管D2的正极连接飞跨电容Coss1的负极；定义开关管Q2和开关管Q3的中点为变换器中点A，中点A和中点B引出作为电源Vin侧输出端VAB，输出端VAB连接电源Vin侧的辅助电感Lm1两端，辅助电感Lm1、谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr相串联组成电源Vin侧的谐振腔，TF为高频隔离变压器；
电源Vo侧组成部分与电源Vin侧组成一一对应，其中电源Vo对应电源Vin，总母线电容Co对应总母线电容Cin，分压电容Co1和Co2对应分压电容Cin1和Cin2，飞跨电容Coss2对应飞跨电容Coss1，续流二极管D3和D4对应续流二极管D1和D2，开关管Q5、Q6、Q7和Q8对应开关管Q1、Q2、Q3和Q4，变换器中点C对应变换器中点A，变换器中点D对应变换器中点B，同样将变换器中点C和中点D引出作为电源Vo侧输出端VCD。
2.一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器的同步控制方法，其特征在于，电路正向工作时，电源Vin侧开关管Q1、Q2、Q3、Q4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管Q1和开关管Q4互补导通，开关管Q2和开关管Q3互补导通，开关管Q1和开关管Q2同时开通，开关管Q1比开关管Q2提前关断，开关管Q3和开关管Q4同时开通，开关管Q4比开关管Q3提前关断；
当开关频率小于谐振频率时，电源Vo侧开关管Q5的驱动信号和开关管Q1完全同步，开关管Q6的驱动信号和开关管Q2完全同步，开关管Q7的驱动信号和开关管Q3完全同步，开关管Q8的驱动信号和开关管Q4完全同步；当开关频率大于等于谐振频率时，电源Vo侧开关管Q5和开关管Q6的驱动信号相同，开关管Q5和开关管Q1同时开通，开关管Q5保持恒定的导通时间，导通时间为谐振周期的一半，开关管Q7和开关管Q8的驱动信号相同，开关管Q7和开关管Q3同时开通，开关管Q7保持恒定的导通时间，导通时间为谐振周期的一半。
3.根据权利要求2所述的一种改进的双向半桥三电平LLC直流变换器的同步控制方法，其特征在于，电路正向工作时，电源Vin侧开关管Q1、Q2、Q3、Q4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管Q1和开关管Q4互补导通，开关管Q2和开关管Q3互补导通，开关管Q1和开关管Q2同时开通，开关管Q1比开关管Q2提前200ns关断，开关管Q3和开关管Q4同时开通，开关管Q4比开关管Q3提前200ns关断。
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