CN110401350A - 双有源全桥双向dc-dc变换器的全负载范围zvs的移相控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开的双有源全桥双向DC‑DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源领域。本发明的变换器在原有拓扑结构的基础上引入激磁电流，补偿二次侧开关管关断时谐振所需的最小电流，从而扩大变压器副边开关管的软开关范围；本发明在EPS模式下基于注入的激磁电流设计全负载范围ZVS和低电流应力的控制策略，通过控制高压侧的桥内占空比和两个全桥的桥间移相角，使变换器能在不同电压变比时不同传输功率下都工作在ZVS区域内，保证变换器在全负载范围内实现软开关，降低开关管的开关损耗，同时降低电流峰值，减小功率器件的电流应力，降低变换器的通态损耗和环流损耗，进一步降低电路损耗。本发明能够提高变换器的效率和可靠性。
Description
技术领域
本发明涉及一种双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
背景技术
对于新能源发电和储能电池等需要功率双向传输的电力电子应用场合，有着很宽的输入输出电压范围和负载变化。对于双有源全桥双向DC-DC变换器，高的传输效率是非常重要的要求。功率器件的零电压开关(ZVS)可以提高变换器效率。对于实现零电压软开关，传统移相控制是一种很流行的简单控制方法。但是有一些问题需要被克服。首先，传统移相控制的电流应力和回流功率较大。其次，轻载时在输入输出电压变比不匹配时，很难使得两个全桥的开关管同时实现软开关，由于工作在高频环境下，由此造成功率管的开关损耗很大，降低了变换器的效率。通过采用扩展移相控制的方法可以降低电流应力，减小回流功率，降低开关管的导通损耗，使变换器在输出输入电压变比不匹配的情况下轻载时能实现所有开关管的ZVS，但是由于EPS控制存在工作区域的切换，造成在EPS区域下无论采用哪种控制策略，都无法实现两区域边界及其周围区域即中等负载处的ZVS，这会导致变换器在某些功率点的开关管的开关损耗很高，不利于变换器的传输效率的提高和功率器件的使用。
一种基于变压器上串联电容器所引入的电压偏移量的新型混合调制策略在IEEETransaction on power electronics【电力电子期刊】于2018年发表的“A DualActive Bridge Converter With an Extended High-Efficiency Range by DC BlockingCapacitor Voltage Control”【一种基于隔直电容电压的双有源桥式变换器的扩展高效范围的控制策略】一文中被提出。基于变压器上串联的隔直电容的电压引入偏移量，设计了一种混合控制策略，考虑了开关管结电容在开关管关断过程的影响，能在SPS控制的基础上扩大变换器所有开关管实现ZVS的范围，但只能做到在某几个电压变比时基本实现全负载范围内的ZVS，无法实现宽电压变比下的全负载范围ZVS。杨敏于2013年发表的硕士论文“PWM加移相控制双有源全桥双向DC-DC变换器的研究”中设计了一种基于低电流有效值和全负载范围ZVS的控制策略，理论上可以实现宽电压变比全负载范围的ZVS并使其具有较低的导通损耗。但由于没有考虑开关管寄生电容的影响，在实际运行过程中，不能实现中等负载下的所有开关管的ZVS。
激磁电流可以补偿变压器二次侧的电流，从而扩大变压器副边开关管实现ZVS的范围。可以如IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2017年发表的文献“Unified Boundary Trapezoidal Modulation Control Utilizing Fixed DutyCycle Compensation and Magnetizing Current Design for Dual Active Bridge DC–DC Converter”【基于固定占空比补偿和磁化电流设计的双有源桥直流变换器统一边界梯形调制控制策略】中所述，设计激磁电感的参数，使其产生的磁化电流足够补偿变压器副边开关管寄生电容与漏感谐振所需要的最小电流，实现全负载范围的ZVS。
发明内容
为了克服双有源全桥双向DC-DC变换器考虑结电容时不能实现全负载范围内软开关、控制策略复杂等问题，本发明公开的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS移相控制方法要解决的技术问题是：减小电流应力和回流功率所造成的开通损耗和变压器损耗，实现变换器在宽电压范围下的全负载范围ZVS，降低变换器在任何工作情况下的开关管的开关损耗，提高变换器的效率和可靠性。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
为补偿考虑开关管结电容后所造成的软开关范围的缩小，以至于不能实现全负载范围ZVS的情况，本发明公开的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS移相控制方法，变换器在原有拓扑结构的基础上引入激磁电流，补偿二次侧开关管关断时谐振所需的最小电流，从而扩大变压器副边开关管的软开关范围。在EPS区域下基于注入的激磁电流设计全负载范围ZVS和低电流应力的控制策略，通过控制高压侧的桥内占空比和两个全桥的桥间移相角，使变换器能在不同电压变比时不同传输功率下都工作在ZVS区域内，保证变换器在全负载范围内实现软开关，降低开关管的开关损耗。同时降低电流峰值，减小功率器件的电流应力，降低变换器的通态损耗和环流损耗，进一步降低电路损耗。
本发明公开的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS移相控制方法，所述双有源全桥双向DC-DC变换器主要由主电路和控制电路组成。主电路由两个全桥组成，中间部分由一个高频变压器相连接，变压器两端并联激磁电感，变压器的漏感作为一个储能元件，是联系输入端和输出端能量的接口，是能量双向传输的关键。而变压器本身还起到了对输入输出端进行电磁隔离，匹配两端电压等级的作用。
连接关系是：电源V1两端并联电容Cf1，正极与开关管Q1和Q3相连接，负极与开关管Q2和Q4连接，开关管Q1与Q2在a点连接，开关管Q3与Q4在b点连接，桥臂中点a接漏感L后，与变压器原边和激磁电感Lm相连接，变压器变比为K：1，变压器与激磁电感并联，最后连接到桥臂中点b，变压器的副边连接到副边全桥的桥臂中点c和d，c点连接开关管Q5的漏极和开关管Q6的源极，d点连接开关管Q7的漏极和开关管Q8的源极，同时开关管Q5和开关管Q7的源极相连接并接到电源V2的正极，开关管Q6和开关管Q8的漏极相连接并接到电源V2的负极，两端并联电容Cf2。
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成：控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据全负载范围ZVS的移相控制方法产生PWM驱动信号，调节原边桥臂中点电压占空比及漏感两端电压之间的移相角，使所有开关管在全负载范围内实现零电压开关，降低电路损耗，同时能够减小电流峰值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，减小开关管和二极管电流应力。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)提供驱动电压。
本发明公开的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，包括如下步骤：
步骤一：设计能实现全负载范围ZVS的激磁电感Lm。
通过下式设计能实现全负载范围ZVS的激磁电感Lm的值：
其中，fs为开关管的开关频率，输出输入电压变比k＝Kvo/vi，L为漏感，C为开关管的寄生电容，在上式的范围内，为降低电流应力，选择激磁电感的值越大越好。
作为优选，实现全负载范围软开关的激磁电感Lm推导过程如下：
首先分析考虑寄生电容的软开关范围，变换器工作状态根据漏感两端的上升沿位置的不同分为两种，当原边桥臂中点电压vab的上升沿滞后于副边桥臂中点电压vcd的上升沿时，对所述工作状态软开关条件进行分析，由于原边超前桥臂开关管始终能实现ZVS，所以不对其软开关范围进行分析。t0时刻，开关管Q3关断，开关管结电容与漏感发生谐振，电路等效到一次侧，列出谐振过程表达式：
其中，iL(t)为漏感电流，uC4(t)为寄生电容C4两端的电压。
以t0时刻为时间起点，初始条件为：
联立式(2)(3)得结电容C4的电压公式：
实现开关管Q4的软电压开通，需使结电容C4能够放电完全，即使公式(4)结电容电压能够取值到0，需满足：
化简得考虑寄生电容充放电过程时实现开关管Q3、Q4软开关的漏感电流最小值，由于实现ZVS时漏感电流方向必须为负，软开关条件为：
t0时刻的漏感电流公式为：
其中，为桥间移相比，对应两个桥臂中点电压vab和vcd电压波形中点的相位差。Dy为桥内移相比，对应桥臂中点电压vab的占空比。
代入式(6)中，得开关管Q3、Q4实现ZVS的变量范围：
其中fs为开关频率。
t4时刻，开关管Q5、Q8关断，开关管结电容与漏感发生四管谐振，根据此模态下等效到二次侧的谐振电路，列出漏感电流iL(t)与结电容C7两端电压uC7(t)的动态方程：
以t4时刻为时间起点，初始条件为：
联立(9)(10)得结电容C7的电压公式：
由公式(11)知，开关管Q7的结电容电压恒能取到0，所以为使副边开关管实现ZVS，只需满足i(t4)≤0，代入t4时刻的漏感电流公式：
得软开关条件：
Dy≤k(13)
在原边桥臂中点电压vab的上升沿超前于副边桥臂中点电压vcd的上升沿的工作状态下分析软开关条件，原边开关管依旧恒能实现ZVS，t0时刻，开关管Q3关断，开关管Q3和Q4的结电容与漏感发生谐振，此模态下等效到一次侧电路，列出漏感电流iL(t)与结电容C4两端电压uC4(t)的动态方程：
以t0时刻为时间起点，初始条件为：
联立(14)(15)得结电容C4的电压公式：
实现开关管Q4的软电压开通，需使结电容C4能够放电完全，即使公式(16)的结电容电压能够取值到0，需满足：
化简得考虑寄生电容充放电过程时实现开关管Q3、Q4软开关的漏感电流最小值，且实现ZVS时漏感电流方向必须为负，得软开关条件：
不考虑开关管关断过程的漏感电流变化，将t0时刻的电流公式：
代入式(18)中，得开关管Q3、Q4实现ZVS的变量范围：
t2时刻，开关管Q6、Q7关断，开关管结电容与漏感发生四管谐振，根据此模态下的等效到二次侧的谐振电路，列出漏感电流iL(t)与结电容C8两端电压uC8(t)的动态方程：
以t2时刻为时间起点，初始条件为：
联立(21)(22)得结电容C8两端的电压公式：
由式(23)知，开关管Q8结电容电压恒能取到0，所以为使副边开关管实现ZVS只需满足i(t2)≤0，代入t2时刻的漏感电流公式：
得到副边开关管的软开关条件为：
由式(8)(13)(20)(25)所描述的两种工作区域下的ZVS范围知，在中等功率时不能实现ZVS，引入激磁电流im(t)后，二次侧的电流is(t)为：
is(t)＝K(iL(t)-im(t))(26)
励磁电感Lm两端的电压为电源V2折算到一次侧的电压，因此，激磁电流为三角波，且电流最大值为：
将式(26)(27)带到区域一副边的软开关条件中，即二次侧电流is(t)方向为负，得到引入激磁电流后的副边开关管的软开关条件：
Dy≤k(1+L/Lm) (28)
同样得到区域二的副边开关管的软开关条件：
引入激磁电流后，两区域内所有开关管实现ZVS的范围上边界仍交于一点，为使变换器能实现全负载范围的ZVS，即使两区域的ZVS范围联通，需使副边开关管的ZVS边界线在原边开关管的ZVS边界线的左上方，即：
化简式(30)得：
公式(31)即为实现全负载范围ZVS的激磁电感设计公式，上述公式(2)至(31)即为实现全负载范围软开关的激磁电感Lm推导过程。
步骤二：输出电压vo经电压环反馈后与电压输出给定值Vref进行比较，偏差值输入PI调节器，输出控制量经限幅后送入桥内移相计算器中，同样，将步骤一中选取的激磁电感Lm的值代入桥内移相计算器，并将输出电压vo和输入电压vi，同样输入桥内移相计算器中，输出桥内移相比Dy表达式为：
采用公式(32)所描述的控制曲线输出桥内移相比Dy，能够使变换器工作在全负载范围ZVS区域内，又能实现低电流应力的效果。
作为优选，输出桥内移相比Dy表达式推导过程如下：
对于给定的传输功率P0，存在多对移相占空比Dy)满足区域二的传输功率公式：
令电流基准值为Ibase＝V1/8Lfs，区域二电流峰值的标幺值：
为了使在给定传输功率P0下电流峰值最小，将式(33)代入式(34)中并对桥间移相比求导：
令上式等于0，并将式(33)代入(35)，得到桥间移相比的值为：
当小于式(36)时，式(35)小于0，i* max随着的增加而减少，i* max呈递减趋势；当大于式(36)时，式(35)大于0，i* max随着的增加而增加，所以，在式(36)处,有极小值。将前提条件(33)代入(36)中，得到电流应力最小时的桥内移相比Dy与桥间移相比间的关系式：
由于式(37)描述的控制曲线不完全在在软开关范围内，式(38)描述的控制曲线完全在软开关范围内，且与式(37)接近。因此，选用式(38)作为控制曲线既能实现所有开关管全负载范围的ZVS，又能实现低电流应力的效果。
输出电压vo经电压环反馈后与电压输出给定值Vref进行比较，偏差值输入PI调节器，输出控制量经限幅后送入桥内移相计算器中，再考虑步骤一中选取的激磁电感值Lm，并将输出电压vo和输入电压vi同样输入计算器中，生成桥内移相比Dy。
上述公式(33)至(38)即为输出桥内移相比Dy表达式推导过程。
步骤三：采用与开关频率fs相同频率的三角波作为基准载波Vtr1，令基准载波Vtr1幅值为1，为幅值一半的电压值Vn作为调制波，生成的PWM信号经死区模块延时后，经驱动模块控制原边超前桥臂开关管Q1的开通与关断，使开关管Q1在开关周期内开通和关断各半个周期。死区模块的延时时间由开关管寄生电容与漏感的谐振周期决定。开关管Q1的PWM控制信号取反后，经死区模块和驱动后控制同一桥臂的另一开关管Q2。桥内移相比Dy通过控制原边滞后桥臂开关管的载波的相移产生原边桥臂间的桥内移相。桥内移相比Dy经限幅后输入原边滞后桥臂的载波产生模块，当超前桥臂的载波值降为0时，滞后桥臂的载波Vtr2值为V＝0.5Dy，波形与超前桥臂载波相同，经调制波Vn调制生成的PWM信号经死区模块延时后，经驱动模块控制原边滞后桥臂开关管Q3的开通与关断，控制信号取反后经死区模块和驱动后控制开关管Q4的开关。桥内移相比Dy、桥间移相比经限幅后和基准载波一同输入副边载波移相控制器中，生成开关管Q5的载波Vtr3。当基准载波值降为0时，生成的载波Vtr3此刻的数值为：
波形与超前桥臂载波相同，经调制波Vn调制生成的PWM信号经死区模块延时后，经驱动模块控制原边开关管Q5的开通与关断，开关管Q5的控制信号取反后经死区和驱动模块控制开关管Q6的开关。由于副边桥臂间没有桥内移相，开关管Q7的控制信号与开关管Q6的控制信号相同，开关管Q8的控制信号与开关管Q5的控制信号相同，所以对开关管Q5的载波180°移相后得到开关管Q7的载波Vtr4。
原边开关管的死区时间设置为副边开关管的死区时间设置为
步骤四：通过步骤一设计能实现全负载范围软开关的激磁电感Lm，能够实现变换器的全范围软开关；通过步骤二得到的桥内移相比Dy控制曲线控制桥内移相比Dy输出，步骤三生成开关管的控制信号使变换器工作在步骤二生成的桥内移相比Dy控制曲线的范围内，能够实现所有开关管全负载范围的ZVS，又能实现低电流应力的效果，进而降低变换器在任何工作情况下的开关管的开关损耗，提高变换器的效率和可靠性。
作为优选，所述开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
有益效果：
1、本发明公开的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，通过对所有开关管都采用PWM控制，并对变压器原边和副边全桥的桥间移相角和高压侧的桥内移相角进行控制，进而控制漏感两端的电压波形，达到控制功率的方向和大小的目的。通过对电路拓扑的改进，引入激磁电流，对变压器二次侧的电流产生影响，进而扩大副边开关管的软开关范围，使变换器实现全负载范围所有开关管的软开关，降低变换器在运行过程中开关损耗，提高变换器的效率。
2、本发明的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，通过对电流应力的分析，控制方法在实现全范围ZVS的基础上尽可能向低电流应力靠拢，降低变换器的通态损耗，减小功率器件的电流应力，提高器件的使用寿命，进一步提高变换器的效率和可靠性。
3、本发明的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，在原边桥臂中点电压和副边桥臂中点电压上升沿位置不同所造成的不同工作区域下具有统一的控制策略，不需根据传输的功率大小而改变控制区域，具有控制易于实现，控制简单的优点。
附图说明
图1为本发明实例双有源全桥双向DC-DC变换器结构示意图；
图2为本发明实例的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制框图；
图3为本发明实例的波形图，其中图3a为原边桥臂中点电压上升沿滞后于副边桥臂中点电压时的工作波形，图3b为原边桥臂中点电压上升沿超前于副边桥臂中点电压时的工作波形。
图4为本发明实例谐振等效电路图，其中图4a为工作区域一开关管Q3关断时等效到一次侧的电路图，图4b为工作区域一副边开关管关断时等效到二次侧的电路图，图4c为工作区域二开关管Q3关断时等效到一次侧的电路图，图4d为工作区域二副边开关管关断时等效到二次侧的电路图。
图5为本发明实例考虑寄生电容的软开关范围图。
图6为本发明实例控制曲线图。
图7为本发明实例载波生成图，其中图7a为同一桥臂上两开关管控制信号生成图，图7b为桥内移相载波生成图，图7c为桥间移相载波生成图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
如图1所示，本实施例公开的双有源全桥双向DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成。主电路由两个全桥组成，中间部分由一个高频变压器相连接，变压器两端并联激磁电感，变压器的漏感作为一个储能元件，是联系输入端和输出端能量的接口，是能量双向传输的关键。而变压器本身还起到了对输入输出端进行电气隔离，匹配两端电压等级的作用。
连接关系是：电源V1两端并联电容Cf1，正极与开关管Q1和Q3相连接，负极与开关管Q2和Q4连接，开关管Q1与Q2在a点连接，开关管Q3与Q4在b点连接，桥臂中点a接漏感L后，与变压器原边和激磁电感Lm相连接，变压器变比为K：1，变压器与激磁电感并联，最后连接到桥臂中点b，变压器的副边连接到副边全桥的桥臂中点c和d，c点连接开关管Q5的漏极和开关管Q6的源极，d点连接开关管Q7的漏极和开关管Q8的源极，同时开关管Q5和开关管Q7的源极相连接并接到电源V2的正极，开关管Q6和开关管Q8的漏极相连接并接到电源V2的负极，两端并联电容Cf2。
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成：控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据全负载范围ZVS的移相控制方法产生PWM驱动信号，调节原边桥臂中点电压占空比及漏感两端电压之间的移相角，使所有开关管在全负载范围内实现零电压开关，降低电路损耗，同时能够减小电流峰值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，减小开关管和二极管电流应力。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)提供驱动电压。
所述开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
如图2所示，本实施例公开的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS移相控制方法，具体实施步骤如下：
为了验证方法的可行性，选择输入电压V1＝160V，输出电压V2＝96V，漏感L为24μH，变压器变比1:1，开关频率fs为50kHz，开关管寄生电容C＝0.1nF。
首先分析变换器考虑寄生电容后的软开关范围，变换器工作状态根据漏感两端的上升沿位置的不同可分为两种，其工作波形如图3，在图3(a)的工作状态下，对软开关条件进行分析，由于原边超前桥臂开关管始终能实现ZVS，所以不对其软开关范围进行分析。t0时刻，开关管Q3关断，开关管结电容与漏感发生谐振，等效到一次侧的电路如图4(a)所示，列出谐振过程表达式：
以t0时刻为时间起点，初始条件为：
联立(1)(2)得结电容C4的电压公式：
要实现开关管Q4的软电压开通，需使结电容C4能够放电完全，即使上式的结电容电压能够取值到0，需满足：
化简得考虑寄生电容充放电过程时实现Q3、Q4软开关的漏感电流最小值，考虑实现ZVS时漏感电流方向必须为负，软开关条件为：
将t0时刻的电流公式：
其中，为桥间移相比，对应两个桥臂中点电压vab和vcd电压波形中点的相位差。Dy为桥内移相比，对应桥臂中点电压vab的占空比。
代入式(5)中，得开关管Q3、Q4实现ZVS的变量范围：
其中fs为开关频率。
t4时刻，开关管Q5、Q8关断，开关管结电容与漏感发生四管谐振，此模态下的等效到二次侧的谐振电路如图4(b)所示，列出漏感电流与结电容电压的动态方程：
以t4时刻为时间起点，初始条件为：
联立(8)(9)得结电容C7的电压公式：
由式(10)知，开关管Q7结电容电压恒能取到0，所以为使副边开关管实现ZVS，只需满足i(t4)≤0，代入t4时刻的电流公式：
得软开关条件：
Dy≤k (12)
在图3(b)的工作状态下分析软开关条件，原边开关管依旧恒能实现ZVS，t0时刻，开关管Q3关断，开关管结电容与漏感发生谐振，此模态下等效到一次侧的电路如图4(c)，列出漏感电流与结电容电压的动态方程：
以t0时刻为时间起点，初始条件为：
联立(13)(14)得结电容C4的电压公式：
实现开关管Q4的软电压开通，需使结电容C4能够放电完全，即使上述公式结电容电压能够取值到0，需满足：
化简得考虑寄生电容充放电过程时实现开关管Q3、Q4软开关的漏感电流最小值，考虑实现ZVS时漏感电流方向必须为负，软开关条件为：
将t0时刻的电流公式：
代入式(17)中，得开关管Q3、Q4实现ZVS的变量范围：
t2时刻，开关管Q6、Q7关断，开关管结电容与漏感发生四管谐振，此模态下的等效到二次侧的谐振电路如图4(d)，列出漏感电流与结电容电压的动态方程：
以t2时刻为时间起点，初始条件为：
联立(20)(21)得结电容C8的电压公式：
由式(22)知，开关管Q8结电容电压恒能取到0，所以为使副边开关管实现ZVS，只需满足i(t2)≤0，代入t2时刻的电流公式：
得到副边开关管的软开关条件为：
以k>0.5为例，将两种区域下的软开关条件绘于图5中，可见在中等功率时不能实现ZVS。根据图1，引入激磁电流im后，二次侧的电流is为：
is(t)＝K(iL(t)-im(t)) (25)
励磁电感Lm两端的电压为电源V2折算到一次侧的电压，因此，激磁电流im为三角波，且电流最大值为：
将式(25)(26)带到区域一副边的软开关条件中，即二次侧电流is方向为负，得到引入激磁电流后的副边开关管的软开关条件：
Dy≤k(1+L/Lm) (27)
同样得到区域二的副边开关管的软开关条件：
将引入激磁电流后的软开关范围重新绘制于图6中，两区域内所有开关管实现ZVS的范围上边界仍交于一点，为使变换器在中等负载处实现ZVS，即使两区域的ZVS范围联通，需使副边开关管的ZVS边界线在原边开关管的ZVS边界线的左上方，即：
化简式(29)得：
公式(30)即为实现全负载范围ZVS的激磁电感设计公式。根据上式在给定条件下计算激磁电感Lm的值为700μH。
步骤二：对于给定的传输功率P0，存在多对移相占空比(Dy)满足区域二的传输功率公式：
令电流基准值为Ibase＝V1/8Lfs，区域二电流峰值的标幺值：
为了使在给定传输功率P0下电流峰值最小，将式(31)代入式(32)中并对桥间移相比求导：
令上式等于0，并将式(31)代入，得到桥间移相比的值为：
当桥间移相比小于式(34)时，式(33)小于0，i* max随着的增加而减少，i* max呈递减趋势；当桥间移相比大于式(34)时，式(33)大于0，i* max随着的增加而增加，所以，在式(34)处,有极小值。将前提条件(31)代入(34)中，得到电流应力最小时的桥内移相比Dy与桥间移相比间的关系式：
在图6中用曲线b表示，由于曲线b不完全在软开关范围内，因此选取控制曲线a作为控制策略，既能实现所有开关管全范围的ZVS，又能实现低电流应力的效果，控制曲线表达式为：
代入式(30)得到的激磁电感Lm的值，进而得到给定条件下设计的控制曲线：选取这条曲线上的点仿真得，控制曲线可以实现所有开关管的ZVS。
输出电压vo经电压环反馈后与电压输出给定值Vref进行比较，偏差值输入PI调节器，输出控制量经限幅后送入桥内移相计算器中，再考虑步骤一中选取的激磁电感值Lm，并将输出电压uo和输入电压ui同样输入计算器中，生成桥内移相比Dy。
步骤三：采用与开关频率fs相同频率的三角波作为基准载波，令其幅值为1，为幅值一半的电压值Vn作为调制波，如图7(a)所示，当载波小于调制波时，控制信号为1，当载波大于调制波时，控制信号为0，生成的PWM信号经死区模块延时后，驱动原边超前桥臂开关管Q1的开通与关断，可使开关管Q1在开关周期内开通和关断各半个周期。Q1的PWM控制信号取反后，经死区模块后驱动同一桥臂的另一开关管Q2。
Dy为桥内移相比，对应原边桥臂中点电压vab的占空比，通过控制开关管的载波的相移产生原边桥臂间的桥内移相，桥内移相比Dy经限幅后与基准载波一同输入原边滞后桥臂的载波产生模块，当基准载波值降为0时，滞后桥臂的载波值如图7(b)所示，由相似三角形得：
求得：
V＝0.5Dy (38)
得到原边滞后桥臂的载波Vtr2，用相同的方法生成开关管Q3和Q4的PWM控制信号。移相比Dy、经限幅后和基准载波一同输入副边载波移相控制器，控制副边载波和基准载波的相移产生桥间移相角。当原边超前桥臂载波值降为0时，生成的载波此刻的数值如图7(c)所示，由相似三角形得：
得：
由于0≤V≤10，所以有：
得到副边的载波Vtr3，用同样的方法生成的PWM信号经死区模块延时后，经驱动模块控制原边滞后桥臂开关管Q5的开通与关断，开关管Q5的控制信号取反后经死区和驱动模块控制开关管Q6的开关。由于副边桥臂间没有桥内移相，开关管Q7的控制信号与开关管Q6的控制信号相同，开关管Q8的控制信号与开关管Q5的控制信号相同，所以对开关管Q5的载波180°移相后得到开关管Q7的载波Vtr4。
步骤四：通过步骤一设计能实现全负载范围软开关的激磁电感Lm，能够实现变换器的全范围软开关；通过步骤二得到的桥内移相比Dy控制曲线控制桥内移相比Dy输出，步骤三生成开关管的控制信号使变换器工作在步骤二生成的桥内移相比Dy控制曲线的范围内，能够实现所有开关管全范围的ZVS，又能实现低电流应力的效果，进而降低变换器在任何工作情况下的开关管的开关损耗，提高变换器的效率和可靠性。
综上，通过本发明提出的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，对提出的双有源全桥双向DC-DC变换器实现移相控制，能够降低电流应力，实现全负载范围所有开关管的ZVS，提高变换器的效率和可靠性。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一：设计能实现全负载范围软开关的激磁电感Lm；
通过下式设计能实现全负载范围软开关的激磁电感Lm的值：
其中，fs为开关管的开关频率，输出输入电压变比k＝Kvo/vi，L为漏感，C为开关管的寄生电容，在上式的范围内，为降低电流应力，选择激磁电感的值越大越好；
步骤二：输出电压vo经电压环反馈后与电压输出给定值Vref进行比较，偏差值输入PI调节器，输出控制量经限幅后送入桥内移相计算器中，同样，将步骤一中选取的激磁电感Lm的值代入桥内移相计算器，并将输出电压vo和输入电压vi，同样输入桥内移相计算器中，输出桥内移相比Dy表达式为：
采用上式所描述的控制曲线输出桥内移相比Dy，既能实现所有开关管全负载范围的ZVS，又能实现低电流应力的效果；
步骤三：采用与开关频率fs相同频率的三角波作为基准载波Vtr1，令基准载波Vtr1幅值为1，为幅值一半的电压值Vn作为调制波，生成的PWM信号经死区模块延时后，经驱动模块控制原边超前桥臂开关管Q1的开通与关断，使开关管Q1在开关周期内开通和关断各半个周期；死区模块的延时时间由开关管寄生电容与漏感的谐振周期决定；开关管Q1的PWM控制信号取反后，经死区模块和驱动后控制同一桥臂的另一开关管Q2；桥内移相比Dy通过控制原边滞后桥臂开关管的载波的相移产生原边桥臂间的桥内移相；桥内移相比Dy经限幅后输入原边滞后桥臂的载波产生模块，当超前桥臂的载波值降为0时，滞后桥臂的载波Vtr2值为V＝0.5Dy，波形与超前桥臂载波相同，经调制波Vn生成的PWM信号经死区模块延时后，经驱动模块控制原边滞后桥臂开关管Q3的开通与关断，控制信号取反后经死区模块和驱动后控制开关管Q4的开关；桥内移相比Dy、桥间移相比经限幅后和基准载波一同输入副边载波移相控制器中，生成开关管Q5的载波Vtr3；当基准载波值降为0时，生成的载波此刻的数值为：
波形与超前桥臂载波相同，经调制波Vn调制后生成的PWM信号经死区模块延时后，经驱动模块控制原边开关管Q5的开通与关断，开关管Q5的控制信号取反后经死区和驱动模块控制开关管Q6的开关；由于副边桥臂间没有桥内移相，开关管Q7的控制信号与开关管Q6的控制信号相同，开关管Q8的控制信号与开关管Q5的控制信号相同，所以对开关管Q5的载波180°移相后得到开关管Q7的载波Vtr4；
原边开关管的死区时间设置为副边开关管的死区时间设置为
步骤四：通过步骤一设计能实现全负载范围软开关的激磁电感Lm，能够实现变换器的全范围软开关；通过步骤二得到的桥内移相比Dy控制曲线控制桥内移相比Dy输出，步骤三生成开关管的控制信号使变换器工作在步骤二生成的桥内移相比Dy控制曲线的范围内，能够实现所有开关管全范围的ZVS，又能实现低电流应力的效果，进而降低变换器在任何工作情况下的开关管的开关损耗，提高变换器的效率和可靠性。
2.如权利要求1所述的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS的移相控制方法，其特征在于：步骤一中实现全负载范围软开关的激磁电感Lm推导过程如下，
首先分析考虑寄生电容的软开关范围，变换器工作状态根据漏感两端电压上升沿位置的不同分为两种，当原边桥臂中点电压vab的上升沿滞后于副边桥臂中点电压vcd的上升沿时，对所述工作状态软开关条件进行分析，由于原边超前桥臂开关管始终能实现ZVS，所以不对其软开关范围进行分析；t0时刻，开关管Q3关断，开关管结电容与漏感发生谐振，电路等效到一次侧，列出谐振过程表达式：
以t0时刻为时间起点，初始条件为：
联立(4)(5)得结电容C4两端的电压公式：
实现开关管Q4的软电压开通，需使结电容C4能够放电完全，即使公式(6)的结电容电压能够取值到0，需满足：
化简得考虑寄生电容充放电过程时实现开关管Q3、Q4软开关的漏感电流最小值，由于实现ZVS时漏感电流方向必须为负，软开关条件为：
t0时刻的电流公式为：
其中，为桥间移相比，对应两个桥臂中点电压vab和vcd电压波形中点的相位差；Dy为桥内移相比，对应桥臂中点电压vab的占空比；
代入式(8)中，得开关管Q3、Q4实现ZVS的变量范围：
其中fs为开关频率；
t4时刻，开关管Q5、Q8关断，开关管结电容与漏感发生四管谐振，根据此模态下等效到二次侧的谐振电路，列出漏感电流iL(t)与结电容C7两端电压uC7(t)的动态方程：
以t4时刻为时间起点，初始条件为：
联立(11)(12)得结电容C7的电压公式：
由公式(13)知，开关管Q7的结电容电压恒能取到0，所以为使副边开关管实现ZVS，只需满足i(t4)≤0，代入t4时刻的漏感电流公式：
得软开关条件：
Dy≤k (15)
在原边桥臂中点电压vab的上升沿超前于副边桥臂中点电压vcd的上升沿的工作状态下分析软开关条件，原边开关管依旧恒能实现ZVS，t0时刻，开关管Q3关断，开关管Q3和Q4的结电容与漏感发生谐振，此模态下等效到一次侧电路，列出漏感电流iL(t)与结电容C4两端电压uC4(t)的动态方程：
以t0时刻为时间起点，初始条件为：
联立(16)(17)得结电容C4的电压公式：
实现开关管Q4的软电压开通，需使结电容C4能够放电完全，即使公式(18)结电容电压能够取值到0，需满足：
化简得考虑寄生电容充放电过程时实现开关管Q3、Q4软开关的漏感电流最小值，由于实现ZVS时漏感电流方向必须为负，得软开关条件：
不考虑开关管关断过程的漏感电流变化，将t0时刻的电流公式：
代入式(20)中，得开关管Q3、Q4实现ZVS的变量范围：
t2时刻，开关管Q6、Q7关断，开关管结电容与漏感发生四管谐振，根据此模态下的等效到二次侧的谐振电路，列出漏感电流iL(t)与结电容C8两端电压uC8(t)的动态方程：
以t2时刻为时间起点，初始条件为：
联立(23)(24)得结电容C8的电压公式：
由式(25)知，开关管Q8结电容电压恒能取到0，所以为使副边开关管实现ZVS只需满足i(t2)≤0，代入t2时刻的漏感电流公式：
得到副边开关管的软开关条件为：
由式(10)(15)(22)(27)所描述的两种工作区域下的ZVS范围知，在中等功率时不能实现ZVS，引入激磁电流im(t)后，二次侧的电流is(t)为：
is(t)＝K(iL(t)-im(t)) (28)
励磁电感Lm两端的电压为电源V2折算到一次侧的电压，因此，激磁电流为三角波，且电流最大值为：
将式(28)(29)带到区域一副边的软开关条件中，即二次侧电流is(t)方向为负，得到引入激磁电流后的副边开关管的软开关条件：
Dy≤k(1+L/Lm) (30)
同样得到区域二的副边开关管的软开关条件：
引入激磁电流后，两区域内所有开关管实现ZVS的范围上边界仍交于一点，为使变换器能实现全负载范围的ZVS，即使两区域的ZVS范围联通，需使副边开关管的ZVS边界线在原边开关管的ZVS边界线的左上方，即：
化简式(32)得：
公式(33)即为实现全负载范围ZVS的激磁电感设计公式，上述公式(4)至(33)即为实现全负载范围软开关的激磁电感Lm推导过程。
3.如权利要求1或2所述的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS移相控制方法，其特征在于：步骤二中输出桥内移相比Dy表达式为：
输出桥内移相比Dy表达式(34)推导过程如下，
对于给定的传输功率P0，存在多对移相占空比满足区域二的传输功率公式：
令电流基准值为Ibase＝V1/8Lfs，区域二电流峰值的标幺值：
为了使在给定传输功率P0下电流峰值最小，将式(35)代入式(36)中并对桥间移相比求导：
令上等于0，并将式(35)代入(37)，得到桥间移相比的值为：
当小于式(38)时，式(37)小于0，i* max随着的增加而减少，i* max呈递减趋势；当大于式(38)时，式(37)大于0，i* max随着的增加而增加，所以，在式(38)处,有极小值；将前提条件(35)代入(38)中，得到电流应力最小时的桥内移相比Dy与桥间移相比间的关系式：
由于式(39)描述的控制曲线不完全在在软开关范围内，式(40)描述的控制曲线完全在在软开关范围内，且与式(39)接近；因此，选用式(40)作为控制曲线既能实现所有开关管全范围的ZVS，又能实现低电流应力的效果；
输出电压vo经电压环反馈后与电压输出给定值Vref进行比较，偏差值输入PI调节器，输出控制量经限幅后送入桥内移相计算器中，再考虑步骤一中选取的激磁电感值Lm，并将输出电压vo和输入电压vi同样输入计算器中，生成桥内移相比Dy；
上述公式(35)至(40)即为输出桥内移相比Dy表达式推导过程。
4.如权利要求3所述的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS移相控制方法，其特征在于：所述双有源全桥双向DC-DC变换器主要由主电路和控制电路组成；主电路由两个全桥组成，中间部分由一个高频变压器相连接，变压器两端并联激磁电感，变压器的漏感作为一个储能元件，是联系输入端和输出端能量的接口，是能量双向传输的关键；而变压器本身还起到了对输入输出端进行电气隔离，匹配两端电压等级的作用；
电源V1两端并联电容Cf1，正极与开关管Q1和Q3相连接，负极与开关管Q2和Q4连接，开关管Q1与Q2在a点连接，开关管Q3与Q4在b点连接，桥臂中点a接漏感L后，与变压器原边和激磁电感Lm相连接，变压器变比为K：1，变压器与激磁电感并联，最后连接到桥臂中点b，变压器的副边连接到副边全桥的桥臂中点c和d，c点连接开关管Q5的漏极和开关管Q6的源极，d点连接开关管Q7的漏极和开关管Q8的源极，同时开关管Q5和开关管Q7的源极相连接并接到电源V2的正极，开关管Q6和开关管Q8的漏极相连接并接到电源V2的负极，两端并联电容Cf2；
DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据全负载范围ZVS的移相控制方法产生PWM驱动信号，调节原边桥臂中点电压占空比及漏感两端电压之间的移相角，使所有开关管在全负载范围内实现零电压开关，降低电路损耗；能够减小电流峰值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，减小开关管和二极管应力；驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)提供驱动电压。
5.如权利要求4所述的双有源全桥双向DC-DC变换器的全负载范围ZVS移相控制方法，其特征在于：所述开关管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
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