CN110729906A

CN110729906A - 一种零电压转换cll谐振dc-dc变换器及其控制方法

Info

Publication number: CN110729906A
Application number: CN201911124311.8A
Authority: CN
Inventors: 陈景文; 周光荣
Original assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Current assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Priority date: 2019-11-18
Filing date: 2019-11-18
Publication date: 2020-01-24

Abstract

本发明公开了一种零电压转换CLL谐振DC‑DC变换器，包括全桥式HF变换器、零电压转换ZVT辅助电路、CLL谐振电路、隔离变压器、二极管整流电路、储能滤波电路、负载；其中，ZVT辅助电路包括吸收电容、MOFET管、辅助电感和辅助二极管；CLL谐振电路包括电容C _s、电感L _r和L _t且跨接在HF变换器输出端口A，B之间；电容储能滤波电路和二极管整流桥之间为两绕组高频变压器；整流电路经输出滤波向负载供电；本发明的ZVT辅助电路与CLL谐振电路可有效降低开关损耗，进而提高转换器的效率，运行时间间隔和消耗的功率较小，实现了变换器整体运行优化。

Description

一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器及其控制方法，属于电力电子软开关技术领域。

背景技术

可再生能源一直是传统能源的最有希望的替代品，使用可再生能源产生的功率波动很大，要将这种变化的功率转换成可用的恒定功率，需要一个功率调节单元。DC-DC转换器是此功率调节单元最重要的组件之一。由于硬开关，用于调节输出功率的脉宽调制(Pulse width modulated，PWM)DC-DC变换器会造成较大的开关损耗。随着高开关频率，这些开关损耗显着增加，导致效率降低。为了克服这一缺点，现有提出文献多种DC-DC谐振转换器拓扑。可以将包含LC储能电路元件的谐振转换器设计为具有软开关功能即零电压开关(Zero-voltage switching，ZVS)或零电流开关(Zero-current switching，ZCS)，从而降低开关损耗，开关应力和电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)。因此，可以使用高频(High-frequency，HF)开关来最小化转换器的尺寸和重量，进而增加转换器的功率密度。由于可再生能源发电***的输出电压变化很大，因此谐振转换器必须保持软开关，以在调节输出电压恒定的同时实现更高的效率。

但是在空载条件下，串联谐振转换器(Series resonant converters，SRC)很难调节输出电压，有研究者提出了并联谐振转换器(Parallel resonant converters，PRC)但光负载效率较低。同时也有串并联(Series-parallel resonant converters，LCC)和(Modified-series resonant converters，LCL)谐振转换器。然而，LCC转换器的轻载效率的改善仍然不够。通过改变开关频率来提高效率，这种变频控制会产生EMI以及与滤波器和磁性设计有关的问题，并且很难有效利用变压器的寄生元件。

发明内容

本发明的目的在于提出一种基于软开关CLL谐振转换器调节以实现输出电压恒定、高效率的零电压转换CLL谐振DC-DC变换器。，以克服现有技术的不足。

本发明通过以下技术方法来实现上述目的：

1、所述零电压转换CLL谐振DC-DC变换器，包括全桥式HF变换器、CLL谐振电路、隔离变压器、二极管整流电路、储能电路、其特征在于，还包括：

零电压转换ZVT辅助电路，包括MOFET管S_a、二极管D_1z、D_2z、辅助电容C_z及辅助电感L_z；该零电压转换ZVT辅助电路与全桥式HF变换器并联，用于连接直流电源V_s的正极、负极；所述二极管D_1z与辅助电感L_z串联连接到全桥式HF变换器桥臂上的两个MOFET管S₁、S₄之间；所述的辅助电容C_z与MOFET管S_a并联后通过反向串联的二极管D_2z连至全桥式HF变换器的一端。

2、所述DC-DC变换器只用一个ZVT辅助电路，可辅助所有的开关管以ZVS开通，并且可向HF变压器二次级侧整流二极管提供ZCS功能；

3、所述CLL谐振电路兼具串、并联谐振的优点，可且在保持开关管ZVS的同时，固有地调节循环电流；

4、采用基于一种脉宽调制门控的DC-DC变换器控制方法，可为所有开关管提供ZVS，以适应负载和输入电压条件的变化；

5、所述DC-DC变换器通过整流电路输入电流i_{r_in}和并联电感器电流i_Lp波形来识别采用CCM模式或DCM模式进行控制。

采用上述技术方案带来的有益效果：

本发明的DC-DC变换器包括ZVT辅助电路和CLL谐振电路，可有效降低开关损耗，提高转换器的效率，运行时间间隔和消耗的功率较小，实现了变换器整体运行优化。并且可以适应负载和输入电压条件的变化，实现变换器在CCM或DCM模式下的高效率工作。

附图说明

图1为本发明的具有电容输出滤波器的全桥CLL谐振变换器电路；

图2为本发明的DC-DC变换器的隔离变压器等效及其简化电路图；

图3为本发明的CLL谐振DC-DC变换器最小输入电压下典型的工作波形和门控模式图；

图4为本发明的CCM模式下中不同工作阶段的变换器的等效电路图：(a)阶段Ⅰ，(b)阶段Ⅱ，(c)阶段Ⅲ，(d)阶段Ⅳ和(e)阶段Ⅴ；

图5为本发明的最大输入电压下DCM中DC-DC变换器工作的典型工作波形和门控模式：(a)无ZVT，(b)有ZVT；

图6为本发明的DCM模式下中不同工作阶段的变换器的等效电路图：(a)-(b)阶段Ⅵ′，(c)-(d)阶段Ⅵ″；

图中数字所表示的相应部分名称：1、直流电源；2、HF全桥变换器；3、ZVT辅助电路；4、CLL谐振变换电路；5、隔离变压器；6、二极管整流电路；7、电容储能滤波电路；8、负载。

具体实施方式

以下结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示为本发明的ZVT CLL谐振DC-DC变换器电路图；包括：直流电源(1)、全桥式HF变换器(2)、零电压转换ZVT辅助电路(3)、CLL谐振电路(4)、隔离变压器(5)、二极管整流电路(6)、储能电路(7)、负载(8)；

全桥高频HF变换器包括四个MOFET管S₁、S₂、S₃、S₄，每个MOFET管并联一个吸收电容C_n；

ZVT辅助电路安装在HF变换器桥臂之间，直流输入可由可再生能源V_s提供，辅助电容C_z与MOFET管S_a并联、二极管D_1z与辅助电感L_z串联连接到S₁、S₄之间、D_2z与C_z通过串联与V_s正极相连；

CLL谐振电路跨接在HF变换器的两桥臂之间，包括电容C_s、电感L_r和L_t；电容储能电路和二极管整流桥之间为两绕组高频变压器；二极管整流电路输出滤波电容器C_f向电阻负载R_L供电；

如表1所示，本例还提供了可供实施的所述CLL谐振DC-DC变换器主要元件的参数及型号，本领域技术人员可根据自身需求对以下原件进行替换选择：

表1变换器主要元件的参数及型号

如图2所示为本发明的DC-DC变换器隔离变压器等效电路模型及其简化过程示意图，具有输出电容滤波器的CLL谐振转换器的电路图如图1所示。通过遵循网络简化技术，可以获得图1变换器输出端子AB上称为初级侧的等效电路。第一步，用T等效值表示HF变压器，将次级侧的所有参数称为初级侧，结果电路如图2(a)所示。

在图2(a)中，L_lp是初级漏感，L_ls是次级漏感，L_m是HF变压器的励磁电感。串联电感L_r和L_lp相加以形成L_rlp(即，L_rlp＝L_r+L_lp)。通过使用三角形到星形变换进一步简化了电路，结果元件如图2(b)所示。图2(b)的简化元素为

与漏感相比，变压器的磁化电感非常大。在(1)中，L_m仅出现在分母中，这将L_a减小到很小的值。图2(b)中的串联电感L_b和L′_1s表示L_s(即，L_s＝L_b+L′_1s)，而简化的等效电路在图2(c)中给出。用等效的交流电阻R_ac代替图2(c)的负载，电容滤波器和整流器块，进而得到了如图2(d)所示的等效相量电路。

如图3、5所示为CLL谐振DC-DC变换器最小、大输入电压下典型的工作波形和门控模式图，图4、6分别为CCM、DCM运行模式下变换器各工作阶段的等效电路；其中，v_G1、v_G2、v_G3、v_G4、v_Ga、分别为开关S₁、S₂、S₃、S₄、S_a、的门控电压；v_AB为HF变换器AB端输出电压；V_s为直流输入电压；i_{r_in}、i_s、i_Lp分别为二极管整流输入电流、谐振回路电流、并联电感器电流；i_s1、i_s2、i_s3、i_s4分别为S₁、S₂、S₃、S₄开关电流；α为开关S₂和S₄的开关脉冲被夹角；δ为输入方波电压v_AB的宽度。

从图3中可以看出，谐振回路电流i_s滞后于HF变换器输出电压v_AB，并且在每个周期的电流变为正值之前，所有开关(S₁-S₄)的开关电流均为负。这表明各个开关的反并联二极管在开关导通之前导通，从而导致开关的ZVS导通。对于较高的输入电压，δ的值显着降低，因此开关S₄失去ZVS，如图5(a)所示。因此，如图5(b)所示，在向S₄施加门控信号之前，通过给辅助开关S_a一个短的门控脉冲来使辅助电路激活，以使其通过ZVS导通。辅助开关中的功率损耗可以忽略不计，因为它在短时间内承载很小的电流。

在一个周期内，转换器可以在连续电流模式(Continuous current mode，CCM)或电流断续模式(Discontinuous current mode，DCM)下工作。通过观察整流电路输入电流i_{r_in}和并联电感器电流i_Lp波形来识别CCM/DCM。如果i_{r_in}＝0并且i_Lp保持为负，则该变换器运行在DCM或CCM中进行。

(1)CCM模式：在CCM中工作的CLL谐振转换器的工作阶段如图4所示。每个阶段的等效电路图如图4(a)-(e)所示的所示。在CCM中，当施加最小输入电压时，转换器的所有开关以ZVS工作；

1)阶段Ⅰ：t₀<t<t₁[见图4(a)]，门控脉冲施加到开关S₁和S₂，在上一个阶段(即t₄<t<t₅)，谐振/开关电i_s为正弦波，并且开关S₃和S₄的门控信号将被消除。但是，由于谐振电流不能瞬时改变，因此反并联二极管D₁和D₂导通，为i_s的平稳流动提供了相同的路径，HF变换器输出电压v_AB从零上升到+V_s，输出整流二极管D_o1和D_o2导通为负载供电；

在阶段I结束时即t₁处，二极管D₁和D₂沿反方向导通，并花费一段时间后恢复到其反向电压阻断模式；半导体开关的这种瞬态行为并未在图3中描述，因为仅考虑了稳态特性。

2)阶段Ⅱ，t₁<t<t₂[见图4(b)]，随着开关S₁和S₂导通且二极管D₁和D₂停止导通，负谐振电流开始增加并变为正，开关S₁和S₂的反并联二极管在开关导通之前导通，实现了ZVS导通，HF变换器输出电压v_AB保持在+V_s，整流二极管D_o1和D_o2继续导通；

3)阶段Ⅲ：t₂<t<t₃[见图4(c)]，在此阶段下，开关S₂的门控信号被去除，使其截止，电感器电流必须保持相同的方向，二极管D₃与S₁导通。HF变换器输出电压v_AB为零，此时，负载由储能电路组件存储的能量通过整流二极管D_o1和D_o2提供；

4)阶段Ⅳ：t₃<t<t₄[见图4(d)]，在此阶段下，D₃继续导通，开关S₁停止导通；二极管D₄开始导通，HF变换器输出电压v_AB从零变为-V_s，整流二极管D_o3和D_o4开始导通；

5)阶段Ⅴ：t₄<t<t₅[见图4(e)]谐振电流改变方向，开关S₃和S₄接通，由于这两个开关的反并联二极管D₃和D₄在此间隔之前导通，因此开关通过ZVS导通；整流二极管D_o3和D_o4继续导通，为负载供电；

(2)DCM模式：随着输入电压增加到最大，可以通过脉冲宽度的显着减小来调节输出功率，这将导致不连续电流流过振荡电路的一部分(即，i_{r_in}＝0)，并且i_Lp始终保持不变负值，如图5所示。直到阶段III，DCM中的转换器操作与CCM中描述的相同。在阶段III之后，电流i_{r_in}变为零，电流变为负值等于i_Lp，这将在以下阶段进行说明。

1)阶段Ⅵ′：t₃＜t＜t′₄[见图6(a)、(b)]，由于脉冲宽度δ显着减小，因此在将门控信号施加到开关S₄之前，方向改变。方向的变化使开关S₃和二极管D₁导通，从而使电流i_Lp保持负值，在此时间间隔内，飞轮利用储能电路元件中存储的能量进行续流，持续这种自由旋转，直到谐振组件中的能量完全放电为止，进一步导致DCM。整流电路输入电流i_{r_in}变为零，D_o3和D_o4停止导通，滤波电容器C_f仅将为负载供电；

2)阶段Ⅵ″：t′₄＜t＜t″₄[见图6(c)、(d)]施加选通脉冲v_Ga来接通辅助开关S_a和开关S₄的反并联二极管D₄也开始导通，HF变换器输出电压v_AB从零变为-V_S，整流二极管D_o3和D_o4将功率传输到负载。在此间隔结束时，将对S₄施加门控信号以使其导通,反并联二极管D₄在S₄导通之前导通，实现开关S₄的ZVS导通，从而将其导通开关损耗降至最低，一旦进入V，则辅助电感器L_z中存储的少量能量就被放电，并且循环重复。

Claims

1.一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器，包括全桥式HF变换器、CLL谐振电路、隔离变压器、二极管整流电路，其特征在于，还包括：

零电压转换ZVT辅助电路，该零电压转换ZVT辅助电路与全桥式HF变换器的输入端并联，用于连接直流电源V _s的正负极；其中，零电压转换ZVT辅助电路通过二极管D _2z连接至全桥式HF变换器的正极输入端；所述零电压转换ZVT辅助电路还通过相串联的二极管D _1z、辅助电感L _z连接到全桥式HF变换器的输出A端。

2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述CLL谐振电路跨接在全桥式HF变换器的两个桥臂之间，用于作为全桥式HF变换器的输出端；CLL谐振电路与二极管整流电路的输入端通过隔离变压器连接；所述二极管整流电路的输出端并联滤波电容器C _f，作为该DC-DC变换器的输出端；所述DC-DC变换器的输出端用于连接电阻负载R _L，并为电阻负载R _L供电。

3.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述全桥式HF变换器包括由MOFET管S ₁、S ₄串联及由MOFET管S ₂、S ₃串联得到的两条并联的桥臂，四个所述MOFET管S ₁、S ₂、S ₃、S ₄分别各并联一个吸收电容C _n，n=1,2,3,4。

4.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，当直流电源V _s连入该DC-DC变换器时，零电压转换ZVT辅助电路辅助所有的开关管以ZVS开通，并且可向HF变压器二次级侧整流二极管提供ZCS功能；当直流电源V _s连入该DC-DC变换器时，CLL谐振电路可保持开关管ZVS的同时，且可固有地调节谐振电流。

5.一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器在CCM模式下的控制方法，其特征在于，采用权利要求1-4任一项所述DC-DC变换器；所述全桥式HF变换器包括开关S ₁、开关S ₂、开关S ₃、开关S ₄及二极管D ₁、二极管D ₂、二极管D ₃、二极管D ₄；

在一个2π周期内，该方法包括如下步骤：

阶段Ⅰ：施加门控脉冲到开关S ₁与开关S ₂，消除开关S ₃与开关S ₄的门控信号；二极管D ₁与二极管D ₂导通；

阶段Ⅱ：开关S ₁与开关S ₂导通，二极管D ₁与二极管D ₂关断；

阶段Ⅲ：消除开关S ₂的门控信号；开关S ₁与二极管D ₃导通，开关S ₂关断；

阶段Ⅳ：消除开关S ₁的门控信号；二极管D ₃与二极管D ₄导通，开关S ₁关断；

阶段Ⅴ：开关S ₃与开关S ₄导通，二极管D ₃与二极管D ₄关断。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，阶段Ⅰ、阶段Ⅱ所占的总时长为π-α，阶段Ⅲ所占时长为α，阶段Ⅳ所占时长为α，阶段Ⅴ所占时长为δ=π-α；α为开关S ₂与开关S ₄的开关脉冲的夹角，并且开关S ₁和开关S ₃的门控脉冲的宽度增加了相同的角度α；δ为脉冲宽度。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，当施加最小输入电压时，转换器的所有开关以ZVS工作。

8.一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器在DCM模式下的控制方法，其特征在于，采用权利要求1-4任一项所述DC-DC变换器；所述全桥式HF变换器包括开关S ₁、开关S ₂、开关S ₃、开关S ₄及二极管D ₁、二极管D ₂、二极管D ₃、二极管D ₄；所述零电压转换ZVT辅助电路包括辅助开关S _a；

在一个2π周期内，该方法包括如下步骤：

阶段Ⅵ′：开关S ₃和二极管D ₁导通，开关S ₁与二极管D ₃关断；

阶段Ⅵ″：施加选通脉冲v _Ga以接通辅助开关S _a；开关S ₃、二极管D ₄、辅助开关S _a导通，二极管D ₁关断；

阶段Ⅴ：开关S ₃与开关S ₄导通，二极管D ₃、二极管D ₄、辅助开关S _a关断。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，阶段Ⅰ、阶段Ⅱ所占的总时长为π-α，阶段Ⅲ所占时长为α，阶段Ⅵ′、阶段Ⅵ″所占的总时长为α，阶段Ⅴ所占时长为δ=π-α；α为开关S ₂与开关S ₄的开关脉冲被夹角，并且开关S ₁和开关S ₃的门控脉冲的宽度增加了相同的角度α；δ为脉冲宽度。

10.一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，采用权利要求1-4任一项所述DC-DC变换器；所述全桥式HF变换器包括开关S ₁、开关S ₂、开关S ₃、开关S ₄及二极管D ₁、二极管D ₂、二极管D ₃、二极管D ₄；所述零电压转换ZVT辅助电路包括辅助开关S _a；

当输入电压增加时，可通过显着减小脉冲宽度δ调节输出功率；通过观察整流电路输入电流i _{r_in}和并联电感器电流i _Lp波形来识别采用CCM模式或DCM模式进行控制。