CN107612030B - 一种电流准临界连续且器件软开关的光伏变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于功率预测的电流准临界连续、器件软开关的光伏变换器控制装置，包含主电路、信号检测电路以及DSP数字控制器。其中主电路包含逆变器与整流器两级功率变换，可变电感与高频变压器原边相串联；信号检测电路包含两个电压传感器与两个电流传感器；DSP数字控制器包含最大功率点跟踪模块、光伏电池电压调节器、功率预测调节器、信号调制器、绝对值模块与可变电感电流调节器。其中功率调节器根据检测参数快速得到电路调制比，增加了变换器的动态特性；可变电感电流调节器保证了可变电感电流运行于准临界模式，并且可使器件全部实现无损开关。本发明的实施可使光伏变换器实现快速的动态特性以及较高的变换效率。

Description

一种电流准临界连续且器件软开关的光伏变换器

技术领域

本发明涉及一种基于功率预测方法的、电流准临界连续、器件实现软开关的光伏变换器，属于电力电子变换器的控制技术领域。

背景技术

光伏发电是可再生能源发电的重要形式，对于缓解目前严峻的污染形势有着积极而深远的意义。光伏电池所发电能不能直接被用电设备直接使用，需要通过功率变换器处理后得到稳定的电源形式，输送至用电设备或电网。对于小功率光伏变换器，设计人员更倾向于将变换器中电感电流设计工作在断续模式(DCM)或临界连续模式(BCM)，但随之而来的就是DCM时器件的电流应力较大，而BCM需要变频控制才能实现，这些成为制约小功率光伏变换器难以大范围推广的重要原因。此外，虽然电感电流工作于BCM或者DCM状态下，可以实现开关器件的零电流开关(ZCS)，但桥式电路中一半数量的开关器件在开通之前其端电压仍为输入电压，因此寄生电容中存储的能量在器件开通时被白白消耗掉，因此工作于DCM或BCM的变换器效率仍难以达到较高的值。

传统的光伏变换器工作时要保证光伏电池的最大输出功率，通常控制光伏电池输出电压作为外环，电感电流作为内环。电压环的输出信号经电流内环调节再到信号输出调制驱动信号，需要一定的时间，这就使得变换器的动态性能较慢。

因此，寻找适合光伏变换器的拓扑结构及其相应的控制装置，以保证光伏发电***具有高效、可靠以及快速的动态响应特性是非常有必要的，本方案由此产生。

发明内容

发明目的：针对现有的小功率光伏发电***功率变换技术和控制技术的不足，本发明在光伏变换器中采用可变电感代替常用的感值固定的电感，使得器件在恒频工作状态下就实现准临界工作模式(BCM)；在BCM状态下，实现零电流开关(ZCS)的器件在开通时仍有一定的损耗，本发明在每半个开关周期检测可变电感电流，并进行闭环控制，使得变换器中所有的器件均实现无损开关；针对现有光伏变换器动态特性较慢的特征，采用功率预测控制方法，可大大提升变换器的动态特性。

技术方案：一种电流准临界连续且器件软开关的光伏变换器，包括光伏变换器主电路、信号检测电路与DSP数字控制器；光伏变换器主电路包括光伏电池、输入侧滤波电容C_PV、高频逆变器、可变电感、高频变压器、整流器、直流母线滤波电容C_DC以及负载；其中光伏电池的正端与输入侧滤波电容C_PV的正端以及高频逆变器的第一端子连接，光伏电池的负端与输入侧滤波电容C_PV的负端以及高频逆变器的第二端子连接；高频逆变器的第三端子与高频变压器原边绕组W1的同名端连接；可变电感的主绕组两端分别是其第一端子与第二端子，可变电感主绕组第一端子与高频逆变器的第四端子连接，可变电感主绕组第二端子与高频变压器原边绕组W1的异名端连接；高频变压器副边绕组W2的同名端连接到整流器的第一端子，高频变压器副边绕组W2的异名端连接到整流器的第二端子；整流器的第三端子连接到直流母线滤波电容C_DC的正端以及负载的第一端子，整流器的第四端子连接到直流母线滤波电容C_DC的负端以及负载的第二端子；可变电感的辅助绕组两端分别是其第三端子与第四端子，将其连接到电压控制电流源的输出端；信号检测电路包括第一电压传感器、第二电压传感器、第一电流传感器、第二电流传感器；其中第一电压传感器的第一输入端与第二输入端分别连接到光伏电池的正、负端子上，第二电压传感器的第一输入端与第二输入端分别连接到直流母线滤波电容C_DC的正、负端子上；第一电流传感器的输入端串联在光伏电池的负端与直流母线滤波电容C_DC负端的连线上；第二电流传感器的输入端串联在高频逆变器的第四端子与可变电感主绕组第一端子之间的连线上；DSP数字控制器包括最大功率点跟踪模块、第一减法器、可变电感电流调节器、绝对值模块、第二减法器、光伏电池电压调节器、功率预测调节器以及信号调制器；其中最大功率点跟踪模块的第一输入端连接到第一电流传感器的输出端；第一电压传感器的输出端连接到最大功率点跟踪模块的第二输入端、第二减法器的负输入端以及功率预测调节器的第三输入端；第二减法器的正输入端连接最大功率点跟踪模块的输出端，第二减法器的输出端连接到光伏电池电压调节器的输入端；功率预测调节器的第一输入端子、第二输入端子分别连接第二电压传感器的输出端、光伏电池电压调节器的输出端；信号调节器的输入端连接到功率预测调节器的输出端，信号调节器的输出端信号作为高频逆变器中开关器件的驱动信号；绝对值模块的输入端连接第二电流传感器的输出端，第一减法器的正输入端与负输入端分别连接到DSP数字控制器产生的一常数信号

与绝对值模块的输出端；可变电感电流调节器的输入端连接到第一减法器的输出端，可变电感电流调节器的输出端连接到电压控制电流源的输入端。

在功率预测调节器中，功率预测调节器的第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子的信号分别为U_DCf、P^*、U_PVf，分别代表直流母线滤波电容C_DC电压的反馈量、光伏电池电压调节器的输出端输出信号，光伏电池输出电压的反馈量，则功率预测调节器输出的占空比D为：

其中，L_r为可变电感的感值，n为高频变压器的变比，T_S为光伏变换器的开关周期。

光伏电池电压调节器的输出信号作为光伏变换器的输出功率基准值P^*，而功率预测调节器直接由检测参数得到所需要的光伏变换器占空比，省去了传统方法中调节器的调节时间，加快了光伏变换器的动态响应；可变电感电流调节器保证了可变电感电流运行于准临界连续状态，使得光伏变换器中所有器件均运行于无损的软开关状态，大大提高了光伏变换器的效率。

有益效果：本发明中，采用可变电感+半周期内电感电流值控制的方案可以实现器件工作在准临界连续状态，一方面保证器件的电流应力较小，另一方面也实现了所有器件均无损开关；另外本发明采用的功率预测控制技术保证了光伏变换器具有较快的动态特性。综上，本发明的实施可以使小功率光伏发电***具有高效率以及较高的性能指标。

附图说明

图1为本发明实施例的框图；

图2为本发明实施例对应的桥式拓扑主电路；

图3为本发明实施例的一个开关周期主要波形示意图；

图4为本发明实施例模态1的工作原理图；

图5为本发明实施例模态2的工作原理图；

图6为本发明实施例模态3的工作原理图；

图7为本发明实施例模态4的工作原理图；

图8为本发明实施例模态5的工作原理图；

图9为本发明实施例模态6的工作原理图；

图10为本发明实施例可变电感以及电压控制电流源的原理图；

图11为本发明实施例可变电感的感值随控制电流变化曲线图；

图12为本发明实施例可变电感电流检测点示意图；

图中符号名称：U_PV——光伏电池输出电压；I_PV——光伏电池输出电流；C_PV——光伏电池滤波电容；L_r——可变电感；i_L——可变电感电流；T——高频变压器；n——高频变压器变比；W1——高频变压器原边绕组；W2——高频变压器副边绕组；C_DC——直流母线等效滤波电容；U_DC——直流母线电压；

——可变电感电流在采样时刻的基准值；I_Lf——可变电感电流在采样时刻的反馈值；I_Le——可变电感电流负反馈误差值；U_con——可变电感控制电压值；U_PVf——光伏电池输出电压反馈值；I_PVf——光伏电池输出电流反馈值；

——光伏电池输出电压基准值；U_PVe——光伏电池输出电压负反馈误差值；P^*——变换器输出功率基准值；U_DCf——直流母线电压反馈值；D——变换器的占空比；u_S——开关管的驱动信号；S1-S4——第一开关管至第四开关管；D1-D2——第一二极管至第二二极管；i_in——变换器的输入侧电流；u_AB——高频逆变器交流侧电压；u_CD——倍压整流器交流侧电压；C₁-C₂——倍压整流器滤波电压；i_rec1-i_rec2——第一二极管电流至第二二极管电流；i_DC——直流母线输出电流；W_r1-W_r2——可变电感的第一辅助绕组和第二辅助绕组；W_r——可变电感的主绕组；U_con——可变电感控制电压；I_con——可变电感控制电流；U₁-U₂——可变电感第一控制芯片和第二控制芯片；R₁-R₃——可变电感第一控制电阻至第三控制电阻；V1—可变电感控制三极管；I_con——可变电感控制电流。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

如图1所示，一种电流准临界连续且器件软开关的光伏变换器，包括光伏变换器主电路、信号检测电路与DSP数字控制器；光伏变换器主电路包括光伏电池、输入侧滤波电容C_PV、高频逆变器、可变电感、高频变压器、整流器、直流母线滤波电容C_DC以及负载；其中光伏电池的正端与输入侧滤波电容C_PV的正端以及高频逆变器的第一端子连接，光伏电池的负端与输入侧滤波电容C_PV的负端以及高频逆变器的第二端子连接；高频逆变器的第三端子与高频变压器原边绕组W1的同名端连接；可变电感的主绕组两端分别是其第一端子与第二端子，可变电感主绕组第一端子与高频逆变器的第四端子连接，可变电感主绕组第二端子与高频变压器原边绕组W1的异名端连接；高频变压器副边绕组W2的同名端连接到整流器的第一端子，高频变压器副边绕组W2的异名端连接到整流器的第二端子；整流器的第三端子连接到直流母线滤波电容C_DC的正端以及负载的第一端子，整流器的第四端子连接到直流母线滤波电容C_DC的负端以及负载的第二端子；可变电感的辅助绕组两端分别是其第三端子与第四端子，将其连接到电压控制电流源的输出端；信号检测电路包括第一电压传感器、第二电压传感器、第一电流传感器、第二电流传感器；其中第一电压传感器的第一输入端与第二输入端分别连接到光伏电池的正、负端子上，第二电压传感器的第一输入端与第二输入端分别连接到直流母线滤波电容C_DC的正、负端子上；第一电流传感器的输入端串联在光伏电池的负端与直流母线滤波电容C_DC负端的连线上；第二电流传感器的输入端串联在高频逆变器的第四端子与可变电感主绕组第一端子之间的连线上；DSP数字控制器包括最大功率点跟踪模块、第一减法器、可变电感电流调节器、绝对值模块、第二减法器、光伏电池电压调节器、功率预测调节器以及信号调制器；其中最大功率点跟踪模块的第一输入端连接到第一电流传感器的输出端；第一电压传感器的输出端连接到最大功率点跟踪模块的第二输入端、第二减法器的负输入端以及功率预测调节器的第三输入端；第二减法器的正输入端连接最大功率点跟踪模块的输出端，第二减法器的输出端连接到光伏电池电压调节器的输入端；功率预测调节器的第一输入端子、第二输入端子分别连接第二电压传感器的输出端、光伏电池电压调节器的输出端；信号调节器的输入端连接到功率预测调节器的输出端，信号调节器的输出端信号作为高频逆变器中开关器件的驱动信号；绝对值模块的输入端连接第二电流传感器的输出端，第一减法器的正输入端与负输入端分别连接到DSP数字控制器产生的一常数信号

与绝对值模块的输出端；可变电感电流调节器的输入端连接到第一减法器的输出端，可变电感电流调节器的输出端连接到电压控制电流源的输入端。

图1中所示的光伏变换器只要满足于可变电感与高频变压器相串联就可以，常见的半桥、全桥、正激以及反激变换器均可以作为本发明光伏变换器的主电路，因为反激变换器的高频变压器本身就是实现电感功能，因此可以将其高频变压器就设计为可变自感值的高频变压器。为了具体说明，本文将桥式变换器作为对象进行说明，如图2所示。图3为桥式变换器在一个开关周期内的工作波形，图3中，通过控制可变电感在t₀时刻与t₃时刻的值分别

以及

(

为一个大于零且接近于零的值)，可以保证桥式变换器中所有的开关管S1-S4全部工作于零电压开关状态，整个过程没有任何损耗；而高频变压器副边的二极管D1-D2全部在零电流状态下进行换流。

图3中，定义变换器的占空比D为

实际工作中，

是一个接近于零的值，因此t₀-t₁时间段、t₃-t₄时间段很小，可近似忽略，可以将t₁-t₂时间段的长度认为是DT_S，得可变电感电流的最大值为

则光伏变换器输入侧电流i_in的平均值等于

则光伏变换器处理的功率值等于

由此得到变换器的占空比为

如果根据已知量来求占空比D，则需要将式(5)变为式(6)的形式。

式(6)即为图1中的功率预测调节器。如果所有信号检测没有误差，则理论上只需要通过式(6)的计算得到占空比D，就可保证变换器的输出功率跟踪基准功率值P^*，如此可保证变换器具有较快的动态特性。

对应图3所示的变换器工作波形，一个开关周期内对应的6个开关模态工作过程简述如下：

开关模态1[对应图4]：

t₀时刻前，可变电感电流为负值，开关管S1与S2导通，高频变压器副边整流二极管D2导通，电压u_AB＝0，u_CD<0，储存在可变电感中的能量通过二极管D2传递到直流母线侧。t₀时刻，开关管S2关断，S4开通，可变电感电流继续保持为负值，电压u_AB>0，u_CD<0，因此，储存在可变电感中的能量一方面通过二极管D2传递到直流母线侧，另一方面还向输入侧电压U_PV输送能量，因此可变电感电流i_L迅速下降，到t₁时刻i_L下降到0。

开关模态2[对应图5]：

t₁时刻，i_L下降到0，此后，i_L变为正值，二极管D2截止，D1开始导通。电压u_AB>0，u_CD>0，由于桥式电路本质上来讲仍然是一个降压型电路，因此电感电流线性增加，储存在光伏滤波电容中的能量同时向直流母线与可变电感输送能量。

开关模态3[对应图6]：

t₂时刻，开关管S1关断，S3开通，二极管D1继续保持导通，电压u_AB＝0，u_CD>0，储存在电感中的能量向直流母线侧传输，可变电感中储存的能量减小，电流i_L下降。

t₃时刻，开关管S4关断，S2开通，其后对应的工作过程与t₀-t₃时间段相对称，这里不再赘述，其具体的开关模态图如图7至图9所示。

从图3所示的工作波形以及图4至图9所示的模态图，可以看出，所有的开关管在开通与关断过程中，可变电感电流的方向总是可以对开关管的寄生电容实施有效的充、放电，从而保证了所有的开关管总是实现零电压开关，这对变换器效率提升有重要意义。

图10所示为可变电感的铁芯、绕组结构以及电压控制电流源的电路。其中可变电感的铁芯是一副EE型的铁氧体铁芯构成，在两块EE型铁芯中间的磁芯柱拼接处分别被截去一块，形成一定长度的气隙；在中间磁芯柱上绕制可变电感的主绕组W_r，分别在两侧磁芯柱上绕制辅助绕组W_{r_1}、W_{r_2}，并将之进行串联。电压控制电流源由两块单电源运放U1-U2、分压电阻R1-R2、反馈电阻R3以及电流调整管V1共同构成，电流源控制电压U_con经分压电阻R1-R2并经电压跟随器，在运放U2的正输入端得到电压为

根据运放虚短、虚断的原则，在反馈电阻R3上电压等于U₂₊，则

对本发明专利建立了一台可变电感，其主绕组电感L_r随I_con的变化曲线如图11所示。可以看出，采用较小的电流源损耗可以实现可变电感在2.8μH～8.5μH范围内变化，即可以在很宽的功率范围内实现可变电感电流的准临界连续工作模式。

本发明的一个优势就是全部开关管可以实现无损开关，为实现这一特征，必须保证在开关管S2关断、S4开通时(图12中的t_a时刻)电流i_L小于零，此外还必须保证开关管S4关断、S2开通时(图12中的t_b时刻)电流i_L大于零，为此必须对t_a时刻与t_b时刻的电流值进行控制，即离散采样t_a时刻与t_b时刻的电流i_L值，进行闭环控制，所得调制信号作为控制可变电感的大小，如果检测值偏小，则需要调大可变电感的值，反之亦然，最终使电流i_L在t_a时刻与t_b时刻的绝对值大小等于

综上所述，本发明将可变电感应用到小功率光伏变换器中，可保证变换器工作于电流准临界连续模式，并且开关器件恒频工作，一方面使得开关器件的电流应力较低，另一方面又方便了控制实现；通过每半个开关周期内检测可变电感的电流值，进行微调可变电感值，进一步实现了所有的开关器件均工作在零电压开关状态，提高了光伏变换器的效率；通过功率预测控制使得变换器的动态响应得到了明显的提高。因此本发明具有器件电流应力低、变换效率高、方便控制实现、动态响应快的优点。

Claims (3)

1.一种电流准临界连续且器件软开关的光伏变换器，其特征在于：包括光伏变换器主电路、信号检测电路与DSP数字控制器；

光伏变换器主电路包括光伏电池、输入侧滤波电容C_PV、高频逆变器、可变电感、高频变压器、整流器、直流母线滤波电容C_DC以及负载；其中光伏电池的正端与输入侧滤波电容C_PV的正端以及高频逆变器的第一端子连接，光伏电池的负端与输入侧滤波电容C_PV的负端以及高频逆变器的第二端子连接；高频逆变器的第三端子与高频变压器原边绕组W1的同名端连接；可变电感的主绕组两端分别是其第一端子与第二端子，可变电感主绕组第一端子与高频逆变器的第四端子连接，可变电感主绕组第二端子与高频变压器原边绕组W1的异名端连接；高频变压器副边绕组W2的同名端连接到整流器的第一端子，高频变压器副边绕组W2的异名端连接到整流器的第二端子；整流器的第三端子连接到直流母线滤波电容C_DC的正端以及负载的第一端子，整流器的第四端子连接到直流母线滤波电容C_DC的负端以及负载的第二端子；可变电感的辅助绕组两端分别是其第三端子与第四端子，将其连接到电压控制电流源的输出端；

信号检测电路包括第一电压传感器、第二电压传感器、第一电流传感器、第二电流传感器；其中第一电压传感器的第一输入端与第二输入端分别连接到光伏电池的正、负端子上，第二电压传感器的第一输入端与第二输入端分别连接到直流母线滤波电容C_DC的正、负端子上；第一电流传感器的输入端串联在光伏电池的负端与直流母线滤波电容C_DC负端的连线上；第二电流传感器的输入端串联在高频逆变器的第四端子与可变电感主绕组第一端子之间的连线上；

DSP数字控制器包括最大功率点跟踪模块、第一减法器、可变电感电流调节器、绝对值模块、第二减法器、光伏电池电压调节器、功率预测调节器以及信号调制器；其中最大功率点跟踪模块的第一输入端连接到第一电流传感器的输出端；第一电压传感器的输出端连接到最大功率点跟踪模块的第二输入端、第二减法器的负输入端以及功率预测调节器的第三输入端；第二减法器的正输入端连接最大功率点跟踪模块的输出端，第二减法器的输出端连接到光伏电池电压调节器的输入端；功率预测调节器的第一输入端子、第二输入端子分别连接第二电压传感器的输出端、光伏电池电压调节器的输出端；信号调节器的输入端连接到功率预测调节器的输出端，信号调节器的输出端信号作为高频逆变器中开关器件的驱动信号；绝对值模块的输入端连接第二电流传感器的输出端，第一减法器的正输入端与负输入端分别连接到DSP数字控制器产生的一常数信号I_L ^*与绝对值模块的输出端；可变电感电流调节器的输入端连接到第一减法器的输出端，可变电感电流调节器的输出端连接到电压控制电流源的输入端。

2.如权利要求1所述的光伏变换器，其特征在于：功率预测调节器的第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子的信号分别为U_DCf、P^*、U_PVf，分别代表直流母线滤波电容C_DC电压的反馈量、光伏电池电压调节器的输出端输出信号，光伏电池输出电压的反馈量，则功率预测调节器输出的占空比D为：

其中，L_r为可变电感的感值，n为高频变压器的变比，T_S为光伏变换器的开关周期。

3.如权利要求1所述的光伏变换器，其特征在于：光伏电池电压调节器的输出信号作为光伏变换器的输出功率基准值P^*，而功率预测调节器直接由检测参数得到所需要的光伏变换器占空比，省去了传统方法中调节器的调节时间，加快了光伏变换器的动态响应；可变电感电流调节器保证了可变电感电流运行于准临界连续状态，使得光伏变换器中所有器件均运行于无损的软开关状态，大大提高了光伏变换器的效率。

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