CN117081402A - 一种双变压器串并联双向全桥llc谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

一种双变压器串并联双向全桥llc谐振变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器及其控制方法，属于DC‑DC变换器技术领域。本变换器拓扑主电路包括输入直流电源、原边全桥开关网络、谐振电容、变压器1、变压器2、谐振电感、副边全桥开关网络、输出电池组负载。与现有技术相比，本发明的双向全桥LLC谐振变换器采用双变压器串并联结构，两个变压器原边绕线串联，副边绕线并联，自动实现了两个变压器原边绕线电流相等且电压均分，副边绕线电压相等且电流均分，功率均分。双变压器串并联结构有利于减小磁芯体积，分散热点，增大散热面积，增强散热效果，也有利于延续上一版变压器的设计，减少更改点，降低设计风险，适用于中大功率的DC‑DC变换器。

Description

一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及LLC谐振变换器技术，属于DC-DC变换器技术领域，具体涉及应用于新能源汽车电池充放电测试、电机测试、光伏储能逆变器测试的一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器。
背景技术
LLC谐振变换器能实现原边MOS的零电压开通(ZVS)和副边整流二极管的零电流关断(ZCS)，通过软开关技术，可以降低电源的开关损耗，提高功率变换器的功率密度和效率。随着新能源市场的发展，蓄电池的充放电测试、电机测试、光伏储能逆变器测试等行业对电源的输出特性提出了新的需求，需要电源既要有正向输出的能力，又要有反向吸收能量的能力，且正反向能随时切换，于是产生了双向LLC谐振变换器。但是随着被测设备功率的增大，对变换器的功率要求也不断提升，功率的增大会带来变换器体积的增大，对LLC谐振变换器来说，主要体现在变压器体积的增大，这就要求使用更大体积的磁芯，但是磁芯体积越大，变压器的散热面积越小、散热效果越差，且市面上的变压器磁芯尺寸并不一定正好满足设计要求，由此可见中大功率的LLC变换器的变压器设计面临一定的挑战。
发明内容
本发明目的是提供一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器及其控制方法，可以增强LLC变压器散热效果，且不会降低变压器的性能。
本发明为实现上述目的，通过以下技术方案实现：
一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器，包括原边母线电容C10、原边H桥、谐振电容Cr、高频变压器T1及其原边励磁电感Lm1、高频变压器T2及其原边励磁电感Lm2、谐振电感Lr、副边H桥、副边母线电容C11，所述谐振电容Cr、高频变压器T1、T2，和谐振电感Lr构成谐振腔；
所述高频变压器T1、高频变压器T2原边绕线串联，副边绕线并联；
所述原边H桥包括：四个开关管V1、V2、V3、V4，四个开关管的体二极管D1、D2、D3、D4，四个开关管的寄生结电容C1、C2、C3、C4，所述开关管V1、体二极管D1、寄生结电容C1和开关管V3、体二极管D3、寄生结电容C3构成原边H桥的左桥臂，所述开关管V2、体二极管D2、寄生结电容C2和开关管V4、体二极管D4、寄生结电容C4构成原边H桥的右桥臂；
所述副边H桥包括：四个开关管V5、V6、V7、V8，四个开关管的体二极管D5、D6、D7、D8，四个开关管的寄生结电容C5、C6、C7、C8，所述开关管V5、体二极管D5、寄生结电容C5和开关管V7、体二极管D7、寄生结电容C7构成副边H桥的左桥臂，所述开关管V6、体二极管D6、寄生结电容C6和开关管V8、体二极管D8、寄生结电容C8构成副边H桥的右桥臂。
进一步的，所述原边H桥的直流侧与所述原边母线电容C10相连，所述原边H桥的左桥臂中点A与所述谐振电容Cr相连，所述高频变压器T1和T2原边绕线串联后，同名端与所述谐振电容Cr相连，异名端和所述原边H桥右桥臂中点B相连，所述高频变压器T1和T2的副边绕线并联后，同名端与所述副边H桥的左桥臂中点C相连，异名端和所述谐振电感Lr相连，所述谐振电感Lr与所述副边H桥的右桥臂中点D相连，所述副边H桥的直流侧与所述副边母线电容C11相连。
进一步的，高频变压器T1、高频变压器T2相同。
所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器，的磁芯尺寸为： 其中，ΔB表示磁摆幅峰峰值，f表示开关频率，J表示绕线的电流密度，Ku表示绕线的铜填充面积，Pt是变压器额定功率的两倍；
原副边绕线的匝数N1和N2为：其中，U1表示原边母线电压的一半，U2表示副边母线电压，Ts表示开关周期，D表示占空比，/>ΔB表示磁摆幅峰峰值，Ae表示磁芯的磁路截面积，/>表示磁芯的磁通变化量峰峰值；
原副边绕线的铜截面积Sl1和Sl2为：其中，I1、I2分别表示原副边额定电流有效值；
原副边绕线的铜线在开关频率f下的趋肤深度确定，选取线径小于趋肤深度的利兹线作为原副边绕线；
原副边绕线的电阻值其中ρ代表电阻率，lav表示绕制一圈的平均长度；
实际窗口系数Ku<0.25，其中，Aw表示磁芯的窗口面积；
磁芯的气隙长度其中N1代表原边绕线匝数，μ0是真空磁导率，Ae是磁芯的磁路截面积，Lm代表单个变压器原边绕线励磁电感量。
本发明还公开了一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的控制方法，用于控制上述谐振变换器，双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器正向工作时，原边H桥工作在逆变状态，副边H桥工作在整流状态，能量从电容C10流向电容C11；所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器反向工作时，原边H桥工作在整流状态，副边H桥工作在逆变状态，能量从电容C11流向电容C10。
进一步的，由两组频率固定、占空比为50％的PWM波驱动，其中V1、V4、V5、V8驱动信号相同，V2、V3、V6、V7驱动信号相同，两组驱动互补导通。
进一步的，双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器正向工作时，存在7中模态，分别是：
模态1：开关管V1、V4、V5、V8导通，谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm参与谐振，原边电流iCr<0，流经V1和D1、V4和D4，副边电流iLr>0，流经V5和D5、V8和D8，励磁电流iLm<0，电压uAB＝UC10，电压uCD＝UC11；此阶段加在变压器两端的电压为正，变压器的励磁电流iLm负向减小；
模态2：经过谐振，变压器原边电流iCr由负变正，体二极管D1和D4实现零电流关断；
模态3：变压器原边电流iCr等于变压器副边等效电流iLr_eq，变压器励磁电流iLm＝0，之后iLm开始正向变大；
模态4：变压器副边等效电流iLr_eq由正变负，体二极管D5和D8实现了零电流关断；
模态5：V1、V4、V5、V8关断，此时变压器原边电流iCr>0，变压器副边等效电流iLr_eq<0，变压器励磁电流iLm>0，iCr给开关管的体电容C1、C4充电，给开关管的体电容C2、C3放电，iLr给体电容C5、C8充电，给体电容C6、C7放电，电压uAB和电压uCD均减小；
模态6：uAB降到-UC10，uCD降到-UC11，体二极管D2、D3、D6、D7导通，给开关管V2、V3、V6、V7的零电压导通做好了准备；
模态7：V2、V3、V6、V7实现零电压导通；
iLr_eq是副边电流iLr等效到原边后的电流，两变压器的原副边变比为n:1。
相应的，双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器反向工作时，存在7中模态，分别是：
模态1：开关管V1、V4、V5、V8导通，谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm参与谐振，变压器原边电流iCr<0，流经V1和D1、V4和D4，变压器副边电流iLr>0，流经V5和D5、V8和D8，励磁电流iLm<0，电压uAB＝UC10，电压uCD＝UC11；此阶段加在变压器两端的电压为正，变压器的励磁电流iLm负向减小；
模态2：经过谐振，副边电流iLr由正变负，体二极管D5和D8实现零电流关断；
模态3：变压器原边电流iCr等于变压器副边等效电流iLr_eq，变压器励磁电流iLm＝0，之后iLm由负变正，开始正向变大；
模态4：变压器原边电流iCr由负变正，体二极管D1和D4实现了零电流关断；
模态5：V1、V4、V5、V8关断，此时变压器原边电流iCr>0，变压器副边电流iLr<0，变压器励磁电流iLm>0，iCr给开关管的体电容C1、C4充电，给开关管的体电容C2、C3放电，iLr给开关管的体电容C5、C8充电，给开关管的体电容C6、C7放电，电压uAB和电压uCD均减小；
模态6：uAB降到-UC10，uCD降到-UC11，体二极管D2、D3、D6、D7导通，给开关管V2、V3、V6、V7的零电压导通ZVS做好了准备；
模态7：开关管V2、V3、V6、V7实现零电压导通。
本发明的优点在于：双向LLC谐振变换器不仅能满足能量双向流动的要求，还具有电气隔离的特性，能满足很多场所的使用。
当两个相同的变压器原边串联，副边并联时，两个变压器原边均压、副边均流、功率均分。副边并联使得两变压器的副边电压相等，由于原副边电压大小在任何时刻都遵循变比关系，所以两变压器的原边电压也相等，即原边均压；原边串联使两个变压器的原边电流相等，由于变压器原副边电流大小任何时刻都遵循变比关系，所以两变压器的副边电流也相等，即副边均流，所以两变压器功率也均分。
因此，采用两个相同的变压器，原边绕线串联，副边绕线并联，实现功率翻倍的同时，也能保证两个变压器功率自动均分，避免两个变压器发热不均的问题。使用两个较小变压器替代单个大变压器在散热效果、磁芯型号的延用性、绕线型号的延用性、制作工艺的延用性等方面有着明显优势。
附图说明
图1为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的拓扑图；
图2为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作各电流值的变化曲线图；
图3为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作模态1的示意图；
图4为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作模态2的示意图；
图5为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作模态3的示意图；
图6为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作模态4的示意图；
图7为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作模态5的示意图；
图8为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作模态6的示意图；
图9为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的正向工作模态7的示意图；
图10为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作各电流值的变化曲线图；
图11为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作模态1的示意图；
图12为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作模态2的示意图；
图13为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作模态3的示意图；
图14为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作模态4的示意图；
图15为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作模态5的示意图；
图16为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作模态6的示意图；
图17为本发明双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的反向工作模态7的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
实施例1
本实施例公开了一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器，包括原边母线电容C10、原边H桥、谐振电容Cr、高频变压器T1及其原边励磁电感Lm1、高频变压器T2及其原边励磁电感Lm2、谐振电感Lr、副边H桥、副边母线电容C11，谐振电容Cr、高频变压器T1、T2，和谐振电感Lr构成谐振腔，具体拓扑图请参照图1。
原边H桥包括：四个开关管V1、V2、V3、V4，四个开关管的体二极管D1、D2、D3、D4，四个开关管的寄生结电容C1、C2、C3、C4，所述开关管V1、体二极管D1、寄生结电容C1和开关管V3、体二极管D3、寄生结电容C3构成原边H桥的左桥臂，所述开关管V2、体二极管D2、寄生结电容C2和开关管V4、体二极管D4、寄生结电容C4构成原边H桥的右桥臂；
副边H桥包括：四个开关管V5、V6、V7、V8，四个开关管的体二极管D5、D6、D7、D8，四个开关管的寄生结电容C5、C6、C7、C8，所述开关管V5、体二极管D5、寄生结电容C5和开关管V7、体二极管D7、寄生结电容C7构成副边H桥的左桥臂，所述开关管V6、体二极管D6、寄生结电容C6和开关管V8、体二极管D8、寄生结电容C8构成副边H桥的右桥臂。
原边H桥的直流侧与所述原边母线电容C10相连，所述原边H桥的左桥臂中点A与所述谐振电容Cr相连，所述高频变压器T1和T2原边绕线串联后，同名端与所述谐振电容Cr相连，异名端和所述原边H桥右桥臂中点B相连，所述高频变压器T1和T2的副边绕线并联后，同名端与所述副边H桥的左桥臂中点C相连，异名端和所述谐振电感Lr相连，所述谐振电感Lr与所述副边H桥的右桥臂中点D相连，所述副边H桥的直流侧与所述副边母线电容C11相连。
高频变压器T1、高频变压器T2原边绕线串联，副边绕线并联，且高频变压器T1、高频变压器T2相同。两个变压器能自动实现原边均压、副边均流、功率均分。
这种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器有两种工作状态，正向工作时，原边H桥工作在逆变状态，副边H桥工作在整流状态，能量从电容C10流向电容C11；反向工作时，原边H桥工作在整流状态，副边H桥工作在逆变状态，能量从电容C11流向电容C10。
双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器由两组频率固定、占空比为50％的PWM波驱动，其中V1、V4、V5、V8驱动信号相同，V2、V3、V6、V7驱动信号相同，两组驱动互补导通。
双向LLC谐振变换器不仅能满足能量双向流动的要求，还具有电气隔离的特性，能满足很多场所的使用。
当两个相同的变压器原边串联，副边并联时，两个变压器原边均压、副边均流、功率均分。原因在于：副边并联使得两变压器的副边电压相等，由于原副边电压大小在任何时刻都遵循变比关系，所以两变压器的原边电压也相等，即原边均压；原边串联使两个变压器的原边电流相等，由于变压器原副边电流大小任何时刻都遵循变比关系，所以两变压器的副边电流也相等，即副边均流，所以两变压器功率也均分。
采用两个相同的变压器，原边绕线串联，副边绕线并联，实现功率翻倍的同时，也能保证两个变压器功率自动均分，避免两个变压器发热不均的问题。使用两个较小变压器替代单个大变压器在散热效果、磁芯型号的延用性、绕线型号的延用性、制作工艺的延用性等方面有着明显优势。
由于两变压器原边均压且原边电感值大小相等，所以两变压器的励磁电流相等，即iLm1＝iLm2＝iLm。两个变压器总的等效原边励磁电感Lm等于变压器1的原边励磁电感量Lm1和变压器2的原边励磁电感量Lm2之和，即Lm＝Lm1+Lm2。
为了分析方便，做如下假设：电容C10和C11的容值足够大，电压UC10和UC11不变；除了寄生电容和体二极管外，开关管是理想的。
双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器正向工作时，存在7中模态，分别是图3-9，电流iCr、iLr_eq、iLm、uAB、uCD的变化图请参照图2，各电流的参考正方向如图1所示。
需要说明的是，iLr_eq是副边电流iLr等效到原边后的电流，比如两变压器的原副边变比为n:1，则
t0～t1模态1：开关管V1、V4、V5、V8导通，谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm参与谐振，原边电流iCr<0，流经V1和D1、V4和D4，副边电流iLr>0，流经V5和D5、V8和D8，励磁电流iLm<0，电压uAB＝UC10，电压uCD＝UC11；此阶段加在变压器两端的电压为正，变压器的励磁电流iLm负向减小。
t1～t2模态2：经过谐振，变压器原边电流iCr由负变正，体二极管D1和D4实现零电流关断(ZCS)。
t2～t3模态3：在t2时刻变压器原边电流iCr等于变压器副边等效电流iLr_eq，变压器励磁电流iLm＝0，之后iLm开始正向变大。
t3～t4模态4：变压器副边等效电流iLr_eq由正变负，体二极管D5和D8实现了零电流关断(ZCS)。
t4～t5模态5：在t4时刻，V1、V4、V5、V8关断，此时变压器原边电流iCr>0，变压器副边等效电流iLr_eq<0，变压器励磁电流iLm>0，iCr给开关管的体电容C1、C4充电，给开关管的体电容C2、C3放电，iLr给体电容C5、C8充电，给体电容C6、C7放电，电压uAB和电压uCD均减小。
t5～t6模态6：在t5时刻，uAB降到-UC10，uCD降到-UC11，体二极管D2、D3、D6、D7导通，给开关管V2、V3、V6、V7的零电压导通(ZVS)做好了准备；
t6～t7模态7：V2、V3、V6、V7实现零电压导通。
之后的过程和t0～t7时间段类似，此处不在重复描述。
相应的，双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器反向工作时，也存在7中模态，分别是图11-17，电流iCr、iLr、iLm、uAB、uCD的变化图请参照图10。
t0～t1模态1：开关管V1、V4、V5、V8导通，谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm参与谐振，变压器原边电流iCr<0，流经V1和D1、V4和D4，变压器副边电流iLr>0，流经V5和D5、V8和D8，励磁电流iLm<0，电压uAB＝UC10，电压uCD＝UC11；此阶段加在变压器两端的电压为正，变压器的励磁电流iLm负向减小。
t1～t2模态2：经过谐振，副边电流iLr由正变负，体二极管D5和D8实现零电流关断(ZCS)。
t2～t3模态3：在t2时刻变压器原边电流iCr等于变压器副边等效电流iLr_eq，变压器励磁电流iLm＝0，之后iLm由负变正，开始正向变大。
t3～t4模态4：变压器原边电流iCr由负变正，体二极管D1和D4实现了零电流关断(ZCS)。
t4～t5模态5：在t4时刻，V1、V4、V5、V8关断，此时变压器原边电流iCr>0，变压器副边电流iLr<0，变压器励磁电流iLm>0，iCr给开关管的体电容C1、C4充电，给开关管的体电容C2、C3放电，iLr给开关管的体电容C5、C8充电，给开关管的体电容C6、C7放电，电压uAB和电压uCD均减小。
t5～t6模态6：uAB降到-UC10，uCD降到-UC11，体二极管D2、D3、D6、D7导通，给开关管V2、V3、V6、V7的零电压导通ZVS做好了准备。
t6～t7模态7：开关管V2、V3、V6、V7实现零电压导通(ZVS)。之后的过程和t0～t7时间段类似。
实施例2
本实施例给出一种实施例1中所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的具体设计。
因为两个变压器相同，原边均压、副边均流、功率均分，所以每个变压器的原边电压幅值为原边母线电压的一半，原边电流等于流过谐振电容的电流，变压器副边电压幅值等于副边母线电压，副边电流等于谐振电感电流的一半。
首先确定开关频率f，确定磁芯的磁摆幅，比如对于锰锌铁氧体磁芯来说，受磁损和磁饱和的限制，可确定磁摆幅峰峰值ΔB，一般高频变压器根据磁损的限制来确定ΔB。
根据AP法得到磁芯尺寸为：其中，ΔB表示磁摆幅峰峰值，f表示开关频率，J表示绕线的电流密度，Ku表示绕线的铜填充面积，Pt是变压器额定功率的两倍。
原副边绕线的匝数N1和N2为：其中，U1表示原边母线电压的一半，U2表示副边母线电压，Ts表示开关周期，D表示占空比，忽略上下开关管死区时间的话D＝0.5，/>ΔB表示磁摆幅峰峰值，Ae表示磁芯的磁路截面积，/>表示磁芯的磁通变化量峰峰值。
原副边绕线的铜截面积Sl1和Sl2为：其中，I1、I2分别表示原副边额定电流有效值。
原副边绕线的铜线在开关频率f下的趋肤深度确定，选取线径小于趋肤深度的利兹线作为原副边绕线，再用原副边绕线的铜截面积S_l1和S_l2除以单根利兹线的线径得到原副边利兹绕线的根数。
原副边绕线的电阻值其中ρ代表电阻率，lav表示绕制一圈的平均长度。
根据公式P＝I2R，分别计算原副边绕线的损耗，然后相加得到总的绕线损耗P线损，根据磁芯数据手册，按照设计的开关频率和磁摆幅得到磁芯的磁芯损耗P磁损，得到变压器总损耗P总损＝P线损+P磁损，根据P总损和实际散热环境估计温升。
实际窗口系数一般要求满足Ku<0.25，其中，Aw表示磁芯的窗口面积。
磁芯的气隙长度其中μ0是真空磁导率，Ae是磁芯的磁路截面积，Lm代表单个变压器原边绕线励磁电感量。
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器，其特征在于，包括原边母线电容C10、原边H桥、谐振电容Cr、高频变压器T1及其原边励磁电感Lm1、高频变压器T2及其原边励磁电感Lm2、谐振电感Lr、副边H桥、副边母线电容C11，所述谐振电容Cr、高频变压器T1、T2，和谐振电感Lr构成谐振腔；
所述高频变压器T1、高频变压器T2原边绕线串联，副边绕线并联；
所述原边H桥包括：四个开关管V1、V2、V3、V4，四个开关管的体二极管D1、D2、D3、D4，四个开关管的寄生结电容C1、C2、C3、C4，所述开关管V1、体二极管D1、寄生结电容C1和开关管V3、体二极管D3、寄生结电容C3构成原边H桥的左桥臂，所述开关管V2、体二极管D2、寄生结电容C2和开关管V4、体二极管D4、寄生结电容C4构成原边H桥的右桥臂；
所述副边H桥包括：四个开关管V5、V6、V7、V8，四个开关管的体二极管D5、D6、D7、D8，四个开关管的寄生结电容C5、C6、C7、C8，所述开关管V5、体二极管D5、寄生结电容C5和开关管V7、体二极管D7、寄生结电容C7构成副边H桥的左桥臂，所述开关管V6、体二极管D6、寄生结电容C6和开关管V8、体二极管D8、寄生结电容C8构成副边H桥的右桥臂。
2.根据权利要求1所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器，其特征在于，所述原边H桥的直流侧与所述原边母线电容C10相连，所述原边H桥的左桥臂中点A与所述谐振电容Cr相连，所述高频变压器T1和T2原边绕线串联后，同名端与所述谐振电容Cr相连，异名端和所述原边H桥右桥臂中点B相连，所述高频变压器T1和T2的副边绕线并联后，同名端与所述副边H桥的左桥臂中点C相连，异名端和所述谐振电感Lr相连，所述谐振电感Lr与所述副边H桥的右桥臂中点D相连，所述副边H桥的直流侧与所述副边母线电容C11相连。
3.根据权利要求1所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器，其特征在于，所述高频变压器T1、高频变压器T2相同。
4.根据权利要求3所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器，其特征在于，其磁芯尺寸为：其中，ΔB表示磁摆幅峰峰值，f表示开关频率，J表示绕线的电流密度，Ku表示绕线的铜填充面积，Pt是变压器额定功率的两倍；
原副边绕线的匝数N1和N2为：其中，U1表示原边母线电压的一半，U2表示副边母线电压，Ts表示开关周期，D表示占空比，/>ΔB表示磁摆幅峰峰值，Ae表示磁芯的磁路截面积，/>表示磁芯的磁通变化量峰峰值；
原副边绕线的铜截面积Sl1和Sl2为：其中，I1、I2分别表示原副边额定电流有效值；
原副边绕线的铜线在开关频率f下的趋肤深度确定，选取线径小于趋肤深度的利兹线作为原副边绕线；
原副边绕线的电阻值其中ρ代表电阻率，lav表示绕制一圈的平均长度；
实际窗口系数Ku<0.25，其中，Aw表示磁芯的窗口面积；
磁芯的气隙长度其中N1代表原边绕线匝数，μ0是真空磁导率，Ae是磁芯的磁路截面积，Lm代表单个变压器原边绕线励磁电感量。
5.一种双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的控制方法，用于控制权利要求1-4任一谐振变换器，其特征在于，所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器正向工作时，原边H桥工作在逆变状态，副边H桥工作在整流状态，能量从电容C10流向电容C11；所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器反向工作时，原边H桥工作在整流状态，副边H桥工作在逆变状态，能量从电容C11流向电容C10。
6.根据权利要求5所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，由两组频率固定、占空比为50％的PWM波驱动，其中V1、V4、V5、V8驱动信号相同，V2、V3、V6、V7驱动信号相同，两组驱动互补导通。
7.根据权利要求5所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器正向工作时，存在7中模态，分别是：
模态1：开关管V1、V4、V5、V8导通，谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm参与谐振，原边电流iCr<0，流经V1和D1、V4和D4，副边电流iLr>0，流经V5和D5、V8和D8，励磁电流iLm<0，电压uAB＝UC10，电压uCD＝UC11；此阶段加在变压器两端的电压为正，变压器的励磁电流iLm负向减小；
模态2：经过谐振，变压器原边电流iCr由负变正，体二极管D1和D4实现零电流关断；
模态3：变压器原边电流iCr等于变压器副边等效电流iLr_eq，变压器励磁电流iLm＝0，之后iLm开始正向变大；
模态4：变压器副边等效电流iLr_eq由正变负，体二极管D5和D8实现了零电流关断；
模态5：V1、V4、V5、V8关断，此时变压器原边电流iCr>0，变压器副边等效电流iLr_eq<0，变压器励磁电流iLm>0，iCr给开关管的体电容C1、C4充电，给开关管的体电容C2、C3放电，iLr给体电容C5、C8充电，给体电容C6、C7放电，电压uAB和电压uCD均减小；
模态6：uAB降到-UC10，uCD降到-UC11，体二极管D2、D3、D6、D7导通，给开关管V2、V3、V6、V7的零电压导通做好了准备；
模态7：V2、V3、V6、V7实现零电压导通；
iLr_eq是副边电流iLr等效到原边后的电流，两变压器的原副边变比为n:1。
8.根据权利要求5所述双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，双变压器串并联双向全桥LLC谐振变换器反向工作时，存在7中模态，分别是：
模态1：开关管V1、V4、V5、V8导通，谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm参与谐振，变压器原边电流iCr<0，流经V1和D1、V4和D4，变压器副边电流iLr>0，流经V5和D5、V8和D8，励磁电流iLm<0，电压uAB＝UC10，电压uCD＝UC11；此阶段加在变压器两端的电压为正，变压器的励磁电流iLm负向减小；
模态2：经过谐振，副边电流iLr由正变负，体二极管D5和D8实现零电流关断；
模态3：变压器原边电流iCr等于变压器副边等效电流iLr_eq，变压器励磁电流iLm＝0，之后iLm由负变正，开始正向变大；
模态4：变压器原边电流iCr由负变正，体二极管D1和D4实现了零电流关断；
模态5：V1、V4、V5、V8关断，此时变压器原边电流iCr>0，变压器副边电流iLr<0，变压器励磁电流iLm>0，iCr给开关管的体电容C1、C4充电，给开关管的体电容C2、C3放电，iLr给开关管的体电容C5、C8充电，给开关管的体电容C6、C7放电，电压uAB和电压uCD均减小；
模态6：uAB降到-UC10，uCD降到-UC11，体二极管D2、D3、D6、D7导通，给开关管V2、V3、V6、V7的零电压导通ZVS做好了准备；
模态7：开关管V2、V3、V6、V7实现零电压导通。
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