CN114788156A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够正确地进行基于传感电流观测的功率器件的主电流推定的电力转换装置。电力转换装置具备：逆变器电路(22)，其包含具有主元件以及传感元件的器件；临时主电流推定器(43)，其根据流过传感元件的传感电流，将流过主元件的电流推定为临时主电流；温度差推定器(44)，其基于针对主元件的栅极驱动信号以及临时主电流，推定主元件与传感元件的温度差；主电流修正器(45)，其使用所推定的温度差以及主元件的导通电阻温度特性来修正临时主电流，并且作为修正完毕主电流输出；以及逆变器控制电路(24)，其基于修正完毕主电流，输出栅极驱动信号。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及一种具备功率器件的电力转换装置，特别涉及需要高精度的电流测定的电力转换装置。
背景技术
作为次时代汽车，组合内燃机和电动机而使驱动轮旋转的混合动力汽车、仅通过电动机使驱动轮旋转的电动汽车受到关注。而且，在它们所使用的汽车用马达中，采用小型且能够产生高转矩的、在转子中埋入了永久磁铁的同步马达，为了最大限度地发挥该同步马达的转矩，一般使用矢量控制。
这样的矢量控制根据由加速器或制动指令产生的转矩指令和速度来运算电流指令，基于该电流指令产生PWM信号来驱动逆变器的功率器件。而且，在矢量控制中，需要用于测定逆变器的输出电流的电流传感器。因此，与构成功率器件的IGBT或MOSFET那样的主控制元件分开地设置电流检测专用的传感元件，检测流过该传感元件的电流(传感电流)，推定流过主控制元件的主电流。例如在专利文献1中公开了这样的电力转换电路。
由上述传感元件以及主控制元件构成的功率器件具备温度依赖性，因此存在传感电流特性随温度而变动，不能测定正确的电流的问题。因此，在专利文献1中，在构成功率器件的半导体基板上形成温度检测二极管，通过该温度检测二极管来修正电流特性。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2006-271098号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，在使用该温度检测二极管等感温元件进行功率器件的温度测定的情况下，只能测定功率器件中具有感温元件的部位的温度。功率器件有时是超过1mm见方的大面积的半导体芯片，其自身在动作时成为发热体，所以芯片内的温度不均匀，在芯片中心部和芯片端部产生温度差。通常，更容易聚集热的芯片中心部的温度比芯片端部的温度高。其中，适合配置感温元件的位置是芯片端部。其理由是，以提高低导通电阻以及冷却效率为目的，功率器件的芯片的两面成为漏极或源极端子，由于用电极兼散热器的金属夹着它，因此在芯片中央部不能配置能够连接接合线的感温元件用的焊盘。另外，在感温元件自身配置在离开焊盘的中心部，并且通过布线连接感温元件和芯片端部的焊盘的情况下，布线部分成为不成为功率器件的非有源区域，面积效率差，成本增加。对于传感元件也同样适用，可以说是与感温元件一起配置在芯片端部是实现作为功率器件的低导通电阻、低热电阻、低成本所必需的。
即，在使用了以上述专利文献1为例的感温元件的芯片温度测定中，所测定的温度仅是芯片端部的温度，即传感元件的温度，不能测定主控制元件(以下称为主元件)的温度，而且相对于传感元件的温度具有温度差。在此，由于IGBT或MOSFET等功率器件是半导体，因此导通电阻具有温度依赖性。由于主元件和传感元件并联连接，所以当主元件和传感元件间的温度差发生变动时，主电流(以下称为主电流)与传感电流之比(传感比)发生变动。即，如专利文献1那样，在不考虑主元件和传感元件的温度差的情况下，在主电流的推定中产生误差，精度劣化而成为问题。
本发明的目的在于提供一种电力转换装置，其在具有传感元件的功率器件中，通过进行考虑了温度差的主电流的推定，能够正确地进行基于传感电流观测的主电流推定。
解决问题的技术手段
为了达到上述目的，在本发明中，提供一种电力转换装置，其具备：逆变器电路，其包含具有主元件以及传感元件的器件；临时主电流推定器，其根据流过传感元件的传感电流，将流过主元件的电流推定为临时主电流；温度差推定器，其基于针对主元件的栅极驱动信号以及临时主电流，推定主元件与传感元件的温度差；主电流修正器，其使用所推定的温度差以及主元件的导通电阻温度特性来修正临时主电流，并且作为修正完毕主电流输出；以及逆变器控制电路，其基于修正完毕主电流，输出栅极驱动信号。
发明的效果
根据本发明，在搭载了传感元件的器件中，能够使用在芯片端部检测到的芯片温度和传感电流，正确地推定流过器件的主电流。
附图说明
图1是表示混合动力汽车的***构成的一例的图。
图2是表示图1的***中的电力转换装置的一电路构成例的图。
图3是表示各实施例的电力转换装置中使用的功率器件的一构成的图。
图4是表示主元件温度、传感元件温度和传感比的时间变化例的特性图。
图5是表示功率器件的通常的导通电阻温度特性的特性图。
图6是表示实施例1的电力转换装置的一构成例的图。
图7是表示功率器件的热阻的模型例的热等效电路图。
图8是表示实施例1的电力转换装置的温度差运算器的一构成例的图。
图9是表示实施例2的电力转换装置的一构成例的图。
图10是表示实施例2的电力转换装置的温度差运算器的一构成例的图。
图11是表示实施例3的电力转换装置的一构成例的图。
具体实施方式
以下，使用附图详细说明本发明的实施方式，但本发明不限于以下的实施方式，在本发明的技术概念中，各种变形例和应用例也包含在其范围内。
首先，参照附图对适用了本发明的各种实施例的电力转换装置进行说明。各实施例的电力转换装置代表性地能够适用于混合动力汽车、电动汽车，但是以下作为其一例，对适用于混合动力汽车的情况进行说明。但是，各实施例的电力转换装置不限于混合动力汽车、电动汽车，当然也可以用于除此之外的产业设备所使用的电动机的电力转换装置。
图1表示混合动力方式的汽车的***构成例，内燃机10以及电动发电机11是产生汽车的行驶用转矩的动力源。另外，电动发电机11不仅作为电动机产生旋转转矩，而且还具有将施加在电动发电机11上的机械能、即旋转力转换成电力的发电功能。
这样，电动发电机11根据汽车的运转方法，无论是作为电动机还是作为发电机都进行动作。
内燃机10的输出经由动力分配机构12传递到电动发电机11，来自动力分配机构12的旋转转矩或者电动发电机11产生的旋转转矩经由变速器13和差动齿轮14传递到车轮15。
另一方面，在再生制动的运转时，从车轮15向电动发电机11传递旋转转矩，电动发电机11基于所传递的旋转转矩产生交流电力。所产生的交流电力由电力转换装置20转换成直流电力，对高电压用的电池21进行充电，充电后的电力再次用作行驶能量。
电力转换装置20具备逆变器电路22、平滑电容器23。逆变器电路22经由平滑电容器23与电池21电连接，在电池21和逆变器电路22之间相互进行电力的授受。平滑电容器23使提供给逆变器电路22的直流电力平滑化。
电力转换装置20的逆变器电路22的控制电路24经由通信用的连接器25从上位的控制装置接收指令，或者向上位控制装置发送表示动作状态的数据。控制电路24基于所输入的指令，运算电动发电机11的控制量，基于该运算结果产生控制信号，向栅极驱动电路26提供控制信号。基于该控制信号，栅极驱动电路26产生用于控制逆变器电路22的驱动信号。
在使电动发电机11作为电动机动作的情况下，逆变器电路22基于从电池21提供的直流电力产生交流电力，并提供给电动发电机11。由电动发电机11和逆变器电路22构成的驱动机构作为电动/发电单元进行动作。
图2是表示***中的电力转换装置20的一电路构成的图。在下面的说明中，说明使用MOSFET的功率器件的例子。电力转换装置20与由交流电力的U相、V相、W相构成的3相对应地具备上臂及下臂，该上臂及下臂具备构成功率器件30的控制用MOSFET 31及二极管32而成。
这3相的上下臂构成逆变器电路22。在此，控制用MOSFET 31有时也因与传感元件的关系而表记为“主控制元件”。
上臂的控制用MOSFET 31的漏极端子与平滑电容器23的正极侧的电容器端子电连接，下臂的MOSFET 31的源极端子与平滑电容器23的负极侧的电容器端子电连接。这样，控制用MOSFET 31具有漏极端子、源极端子、栅极端子。另外，二极管32在漏极端子和源极端子之间电并联连接。
栅极驱动电路26设置在控制用MOSFET31的源极端子与栅极端子之间，对控制用MOSFET 31进行导通、断开控制。逆变器的控制电路24向多个栅极驱动电路26提供控制信号。
下臂的功率器件30设有与控制用MOSFET 31并联配置的电流检测用的传感元件。该传感元件也由MOSFET构成，流过其源极端子的传感电流被输入到电流检测电路33。然后，基于由电流检测电路33检测到的电流以及与其分开测定出的电压，运算转子速度和磁极位置，使用它们控制旋转转矩和旋转速度。
这样，逆变器电路22的控制电路24从上位控制装置接收控制指令，基于该控制指令，产生控制构成逆变器电路22的上臂以及下臂的功率器件30的控制信号，将该控制信号提供给栅极驱动电路26。栅极驱动电路26基于控制信号向各相的功率器件30提供用于驱动构成各相的上臂以及下臂的功率器件30的驱动信号。
功率器件30的控制用MOSFET31基于来自栅极驱动电路26的驱动信号进行导通或断开动作，将从电池21提供的直流电力转换为三相交流电力，该转换后的电力被提供到电动发电机11。这样构成的电力转换装置已经是众所周知的。
但是，如图3的(a)所示，功率器件30是大面积的半导体芯片，如图3的(b)所示，在芯片端部具有感温元件37以及传感元件39。感温元件37通过焊盘37a以及焊盘37b与芯片外部连接，传感元件39通过焊盘36将其源极端子与外部连接。另外，栅极通过焊盘35与栅极驱动电路26连接。主元件的源极端子是焊盘34，主元件和传感元件共通的漏极端子由芯片背面的焊盘38连接。
在此，在逆变器电路22输出图4上段那样的正弦波电流的情况下，由于功率器件30被开关而流过电流，所以在功率器件30中与输出电流同步地产生电力损耗。于是，功率器件30发热，如图4中段的实线那样，主元件温度Tm与输出电流同步地变动。另一方面，由于位于芯片端部的传感元件冷却性高，芯片中心部的热延迟地传递过来，所以如图4中段的虚线所例示的那样，传感元件温度Ts的振幅比Tm小且延迟地变动。即，主元件和传感元件的温度差ΔT与时间一起变动。另外，根据逆变器输出电流的频率和振幅，ΔT表示不同的值。
说明该温度差ΔT对电流推定精度的影响。首先，将T设为元件温度，将传感元件的导通电阻设为Rs(T)，将主元件的导通电阻设为Rm(T)。各元件的导通电阻在功率器件为SiC-MOSFETd的情况下，通常具有如图5所示的随着温度上升而上升的特性。传感比M可以如式(1)那样记述。
[数式1]
Figure BDA0003683260080000061
Ts与Tm的关系使用ΔT如式(2)所示。
[数式2]
TM＝TS+ΔT…(2)
在此，为了根据传感电流来推定主电流而事先准备的传感比的信息是某固定的温度差ΔT0下的传感比。例如，在使用恒温槽事先获取传感比的温度特性的情况下，由于传感元件和主元件从外部被加热到均匀的温度，所以ΔT0为0。如果将此时的传感比设为M0(T)，则成为式(3)。
[数式3]
Figure BDA0003683260080000071
成为。
另一方面，器件在动作中发热时的传感比Mreal为
[数式4]
Figure BDA0003683260080000072
只要实际的温度差ΔT与事先获取到传感比时的温度差ΔT0为不同的值，则M0(T)≠Mreal(T)。这样，由于ΔT和ΔT0的差，传感比与设想相比发生变动，引起温度差起因的电流推定误差。
如数式(5)所示，由ΔT产生的传感比的偏差可以表示为对M0(T)的系数K。
[数式5]
Mreal(TS)＝K·M0(TS)…(5)
在此，K是由式(6)定义的系数。
[数式6]
Figure BDA0003683260080000081
如式(6)所示，K是温度为Ts+ΔT0时与温度为Ts+ΔT时的主元件的导通电阻之比。即，如果知道主元件的导通电阻的温度特性Rm(T)、传感比事前获取时的主元件与传感元件的温度差ΔT0、实际动作时的温度差ΔT，则能够知道K，即能够得到正确的传感比Mreal，能够高精度地推定主电流。
在此，Rm(T)可以通过事先获取特性而成为已知，对于ΔT0也可以在事先获取传感比时将器件设为恒温状态，从而成为零。只要能够实时地知道随功率器件的动作状态而时间变化的ΔT，就能够导出系数K，能够实时地得到正确的传感比Mreal。即，使用预先存储的功率器件的导通电阻温度特性进行传感比的修正，能够根据传感电流正确地推定主电流。
实施例1
实施例1是进行上述系数K的导出和基于此的电流推定值的修正的电力转换装置的实施例。即，实施例1是电力转换装置的实施例，该电力转换装置具备：逆变器电路，其包含具有主元件以及传感元件的器件；临时主电流推定器，其根据流过传感元件的传感电流，将流过主元件的电流推定为临时主电流；温度差推定器，其基于针对主元件的栅极驱动信号以及临时主电流，推定主元件与传感元件的温度差；主电流修正器，其使用所推定的温度差以及主元件的导通电阻温度特性来修正临时主电流，并且作为修正完毕主电流输出；以及逆变器控制电路，其基于修正完毕主电流，输出栅极驱动信号。
在本实施例的电力转换装置中，如图6所示，由传感电流检测器42检测功率器件30的传感电流。在临时主电流推定器43中，从该传感电流Is获取包含先前说明的温度差起因的误差的临时主电流值Ime’。然后，使用该临时主电流和栅极驱动信号，由温度差推定器44运算主元件和传感元件的温度差推定值ΔTe。最后，通过主电流修正器45，根据所推定的温度差ΔTe以及导通电阻的温度特性运算修正系数，通过该修正系数得到已修正了温度差起因误差的主电流Ime，输入到逆变器控制电路24，进行逆变器电路的实时控制。以下，依次进行临时主电流推定器43、温度差推定器44、主电流修正器45的说明。
临时主电流推定器43具有存储了事先获取到的传感比M0的存储器432。临时主电流运算器431针对由传感电流检测器42获取到的传感电流Is，进行如下的乘法运算，输出临时主电流Ime’。
[数式7]
IME′＝M0IS…(7)
即，临时主电流推定器43基于预先获取到的主电流与传感电流之比、即传感比和传感电流Is来推定临时主电流Ime’。
在此，由于传感比有时因功率器件30的构造的非均匀性而具有温度特性，所以存储在存储器432中的传感比也可以是具有温度依存性的表，在该情况下，临时主电流推定器43也可以使用由传感元件温度检测器41获取到的传感元件温度Ts来进行温度修正。另外，同样也存在传感比具有电流依赖性的情况，因此也可以是具有对传感电流的依赖性的传感比的表。总之，功率器件30包含感温元件，临时主电流推定器43能够基于从感温元件的输出而由传感元件温度检测器41检测到的传感元件温度Ts来进行临时主电流的温度修正。
温度差推定器44具有推定主元件和传感元件的温度差ΔT的作用，具有基于临时主电流Ime’运算推定损耗Ee的芯片损耗运算器442和基于推定损耗运算推定温度差的温度差运算器441。温度差ΔT是芯片内部的温度差，如上所述，不易获取芯片中心部的温度。因此，温度差ΔT通过基于功率器件30的动作状态进行推定而获取。具体而言，在温度差推定器44中，推定在功率器件30中产生的损耗，使用事先获取的的从损耗到温度差的热阻而实时地运算ΔT。
首先，说明功率器件30的损耗推定的构成例。功率器件30的损耗是由在具有导通电阻的主元件中流过主电流而引起的导通损耗、和在电力转换动作中的每个PWM开关中产生的开关损耗构成。将PWM的占空比设为D、PWM频率设为FPWM、接通损耗设为Eon、断开损耗设为Eoff，则用式(8)表示1PWM周期中的损耗Eloss。
[数式8]
Figure BDA0003683260080000101
第一项表示导通损耗，第二项以及第三项表示开关损耗。芯片损耗运算器442根据式(8)进行损耗的运算，针对每个PWM开关输出推定损耗Ee。导通损耗的运算所需的PWM的占空比以及频率可以通过监视逆变器控制电路24所输出的栅极驱动信号来获取。占空比以及频率不一定需要从栅极驱动信号获取，也可以从逆变器控制作为数据另行获取。另外，主电流IM可以近似地使用已经获取到的临时主电流推定值Ime’。将事先获取到的主元件的导通电阻Rm存储在存储器445中而用于导通损耗运算。关于开关损耗，通常与主电流值成比例关系，所以将事先获取到的Eon+Eoff作为针对主电流的表存储在存储器444中。由于导通电阻以及接通损耗、断开损耗有时具有温度依赖性，所以也可以使用由传感元件温度检测器41检测到的传感元件温度Ts，由芯片损耗运算器442进行温度修正。在这种情况下，在存储器445以及存储器444中存储导通电阻、接通损耗和断开损耗的温度依赖性数据即可。
接着，说明使用了推定损耗Ee的温度差ΔT的推定的构成例。使用推定损耗Ee和事先获取到的热阻来计算、推定ΔT。功率器件30由于动作时的电流导通引起的损耗而自身为发热体，具有经由安装在功率器件30上的散热器向外部散热的热构造。
图7将其以热等效电路进行表示。在图7的左端的是由于功率器件30的损耗而产生的热源。来自热源的热流经由芯片、散热器的热阻θ0～θN以及热容量C0～CN向温度T0的周边散热。在本热等效电路中，热源的热流的时间波形q(t)表示为式(9)。
[数式9]
q(t)＝FPWMELOSS…(9)
将从热源向主元件的热传递阻抗设为Zm、将从热源向传感元件的热传递阻抗设为Zs时，则频率区域s中的主元件的温度Tm(s)以及传感元件的温度Ts(s)表示为式(10)、(11)。
[数式10]
TM(s)＝ZMQ(s)+T0…(10)
[式11]
TS(s)＝ZSQ(s)+T0…(11)
在此，Q(s)是频率区域中的q(t)。温度差ΔT为
[数式12]
ΔT(s)＝(ZM-ZS)Q(s)…(12)
即，可知温度差ΔT的时间波形是对损耗q(t)乘以(Zm-Zs)的热阻抗的滤波器的结果。在温度差推定器44中，使针对每个PWM开关输出的推定损耗Ee通过作为离散时间滤波器的温度差运算器441，从而得到温度差的推定值ΔTe。
在此，为了实时地得到修正完毕主电流Ime，需要实时的ΔTe，因此构成温度差运算器的数字滤波器需要低延迟。在数字滤波器采用FIR滤波器的构成的情况下，产生抽头数的一半以上的延迟，因此不优选。优选的是，如图8所示那样的能够实现低延迟的IIR滤波器的构成。在存储器443中存储实现热阻抗(Zm-Zs)的IIR滤波器的抽头系数An、Bn(n＝1，2，3，…)，由温差推定器441使用。
最后，对主电流修正器45的构成例进行说明。主电流修正器45具有基于推定温度差运算修正系数的修正系数运算器451，将所运算的修正系数乘以临时主电流而作为修正完毕主电流。临时主电流推定器43所输出的临时主电流Ime’已经是对传感电流Is乘以温度差ΔT＝0时的传感比M0的值，所以对Ime’乘以修正系数K，由此得到对Is乘以加入了温度差的传感比Mreal的主电流推定值Ime。在此，修正系数K可以根据式(6)进行运算，也可以根据作为其1次近似的式(13)进行计算。
[数式13]
Figure BDA0003683260080000121
主电流修正器45的修正系数运算器451使用作为温度差推定器44的输出的推定温度差ΔTe作为ΔT。在根据式(13)运算修正系数K的构成的情况下，在存储器453中存储事先获取到的主元件的导通电阻的温度系数，通过由修正系数运算器451与ΔTe相乘得到修正系数K。即，使用预先存储的功率器件的导通电阻温度特性进行传感比的修正，能够根据传感电流正确地推定主电流。即，使用预先存储的功率器件的导通电阻温度特性进行传感比的修正，能够根据传感电流正确地推定主电流。将通过将临时主电流乘以在主电流修正器45中运算得到的修正系数K而得到的修正完毕主电流输出到逆变器控制电路24。
这样，根据本实施例的电力转换装置，通过进行考虑了温度差的主电流的推定，能够正确地进行基于检测传感电流观测的功率器件的电流推定。
另外，在作为更准确地进行式(6)的运算的构成的情况下，在存储器453中存储事先获取的各温度下的主元件的导通电阻即可。但是，在这种情况下，由于在修正系数运算器451中需要除法器，所以在硬件规模以及运算速度不充分的情况下，优选为根据式(13)的构成。
实施例2
实施例2是具备与实施例1相比高速地进行主电流的修正处理的运算器的电力转换装置的实施例。即，温度差推定器是基于在下一次开关中预定的主电流值以及其脉冲宽度等针对器件而预定的驱动条件来推定主元件与传感元件的温度差的电力转换装置的实施例。
由于主电流的推定结果用于逆变器电路的实时控制，因此根据传感电流推定主电流的运算需要以低延迟进行。如本发明所示，在寻求高精度化而较多地进行修正运算的情况下，根据运算器的动作速度，有可能来不及运算。修正运算基本上是伴随存储器访问的积和运算，其中最需要时间的运算器之一是温度差推定器44的温度差运算器441。这是因为在温度差运算器441中，如图8所例示的IIR滤波器那样需要多个积和运算。
图9表示为了实现温度差推定的低延迟化而事先预测芯片损耗并事先计算温度差的本实施例的电力转换装置的一构成。在本实施例中，逆变器控制电路24将预定的驱动条件、即在下一次PWM1周期的开关中预定的主电流值和其脉冲宽度传递给温度差推定器44。在逆变器控制电路24中，下一次开关的目标电流值以及预定脉冲宽度作为在驱动栅极之前预定的驱动条件是已知的，所以通过使用这些信息，在温度差推定器44中能够事先预测下一次开关的损耗值。图9所示的温度差推定器44为了该预测而具有芯片损耗预测运算器446，除了输入作为预定的驱动条件的在下一次开关中预定的主电流值和其脉冲宽度之外，其构成与芯片损耗运算器442相同。由芯片损耗预测器446预测的下一次开关的损耗值Ep与已经产生的开关的推定损耗值Ee一起被输出到温度差预测运算器441b。
图10表示温度差预测运算器441b的构成例。在温度差预测运算器441b中，通过使用预测损耗Ep，运算下一次开关的推定温度差ΔTe的预测值ΔTep。作为构成，在内部具有实施例1中的图8的温度差运算器441，具有使用从此处引出的内部状态信号和预测损耗Ep进行运算的第二温度差运算器4411。这里，抽头系数Cn(n＝1，2，3，…)根据式(14)的定义。
[数式14]
Cn＝Bn+AnB0…(14)
通过本实施例的电力转换电路的构成，能够提供一种具备运算器的电力转换装置，该运算器能够在开关之前将温度差作为预测值而得到，在传感电流检测后仅以临时主电流推定器43和主电流修正器45的延迟就能够得到修正完毕主电流Ime，能够实现低延迟的电流感测，高速地进行主电流的修正处理。
实施例3
实施例3是具备与实施例1的电力转换装置相比高精度地进行主电流的修正处理的运算器的电力转换装置的实施例。即，是具备第二温度差推定器和第二主电流修正器的电力转换装置的实施例，该第二温度差推定器根据修正完毕主电流推定温度差，该第二主电流修正器基于第二温度差推定器所推定的第二推定温度差运算第二修正系数并将第二修正系数乘以修正完毕主电流。
在实施例1中，为了在温度差推定器44中运算芯片损耗，使用了包含误差的临时主电流Ime’。由于芯片损耗中的导通损耗与电流的平方成比例，所以临时主电流Ime’与实际主电流Im的误差对芯片损耗误差的影响较大。芯片损耗的误差成为对推定温度差ΔTe的误差，成为对最终的主电流推定值Ime的误差。反过来说，由温度差推定器使用的主电流值越是高精度，Ime也成为高精度，所以通过重复进行温度差推定以及主电流修正，能够得到高精度的主电流。
图11表示将其重复实施两次时的本实施例的一构成。在该图中，第二温度差推定器44b和第二主电流修正器45b将主电流修正器45所输出的修正完毕主电流、即第二临时主电流Ime”作为输入而进行动作。Ime”与Ime’相比，与除去了温度差影响的量相应地为高精度，因此第二温度差推定器44b所输出的第二推定温度差ΔTe’与原来的推定温度差ΔTe相比为高精度，第二主电流修正器45b所输出的修正完毕主电流Ime与第二临时主电流Ime”比成为高精度。
另外，在图11中，将作为相同的构成的温度差推定器44和第二温度差推定器44b、作为相同的构成的主电流修正器45和第二主电流修正器45b串联配置，但不一定需要设为本构成。通过另行准备定序器，重复使用同一温度差推定器以及主电流修正器，从而能够削减存储器规模、运算器规模。另外，重复次数不限于2次，也可以进行3次以上。
在上述各实施例中，说明了控制电动马达的电力转换装置，但本发明也能够适用于除此之外的电力转换装置。例如，在由控制在电磁驱动机构所具备的电磁线圈中流动的电流的MOSFET构成的电力转换装置中，也能够适用于检测在MOSFET中流动的过电流来保护MOSFET的过电流检测装置。在此，作为电磁驱动机构，例如有调整汽车所具备的无级变速器(CVT)的控制油量的电磁流量控制阀，另外，还有向内燃机的燃烧室直接喷射燃料的直喷式燃料喷射阀等。
另外，本发明不限于上述实施方式，还包含各种变形例。
例如，上述实施方式是为了容易理解地说明本发明而进行的详细说明，不一定限定于具备所说明的全部构成。另外，可以将一个实施例的构成的一部分置换为其他实施例的构成，另外，也可以在一个实施例的构成中添加其他实施例的构成。另外，对于各实施例的构成的一部分，可以进行其他构成的追加、删除、置换。
符号说明
10…内燃机(EGN)，11…电动发电机(MG)，12…动力分配机构(TSM)，13…变速器(TM)，14…差动齿轮(DEF)，15…车轮(WH)，20…电力转换装置，21…电池(BAT)，22…逆变器电路，23…平滑电容器，24…(逆变器)控制电路，25…连接器，26…栅极驱动电路，30…功率器件，31…控制用MOSFET，32…二极管，33…电流检测电路，34…35、36、38焊盘，37…感温元件，39…传感元件，41…传感元件温度检测器，42…传感电流检测器，43…临时主电流推定器，431…临时主电流运算器，44…温度差推定器，441…温度差运算器，442…芯片损耗运算器，446…芯片损耗预测运算器，45…主电流修正器，451…修正系数计算器。

Claims (10)

1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：
逆变器电路，其包含具有主元件以及传感元件的器件；
临时主电流推定器，其根据流过所述传感元件的传感电流，将流过所述主元件的主电流推定为临时主电流；
温度差推定器，其基于针对所述主元件的栅极驱动信号以及所述临时主电流，输出所述主元件与所述传感元件的推定温度差；
主电流修正器，其使用所述推定温度差以及所述主元件的导通电阻温度特性来修正所述临时主电流，并且作为修正完毕主电流输出；以及
逆变器控制电路，其基于所述修正完毕主电流输出所述栅极驱动信号。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述临时主电流推定器基于预先获取到的所述主电流与所述传感电流之比即传感比和所述传感电流来推定所述临时主电流。
3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述器件包含感温元件，
所述临时主电流推定器基于从所述感温元件的输出检测到的传感元件温度来进行所述临时主电流的温度修正。
4.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述温度差推定器具有：
芯片损耗运算器，其基于所述临时主电流运算推定损耗；以及
温度差运算器，其基于所述推定损耗运算所述推定温度差。
5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，
所述主电流修正器具有基于所述推定温度差运算修正系数的修正系数运算器。
6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于，
所述主电流修正器将所述修正系数乘以所述临时主电流而作为所述修正完毕主电流。
7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于，
所述主电流修正器将所述传感元件的温度下的所述主元件的导通电阻温度系数、所述推定温度差相乘得到所述修正系数。
8.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述温度差推定器基于针对所述器件而预定的驱动条件来推定所述主元件与所述传感元件的温度差。
9.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，
所述预定的驱动条件为在下一次开关中预定的主电流值和其脉冲宽度。
10.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
具备：第二温度差推定器，其根据所述修正完毕主电流推定温度差；以及
第二主电流修正器，其基于所述第二温度差推定器所推定的第二推定温度差运算第二修正系数，将所述第二修正系数乘以所述修正完毕主电流。
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