JP7343333B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのようなパワーデバイスを備えた電力変換装置に係り、特に高い精度の電流測定を必要とする電力変換装置に関するものである。
次世代自動車として、内燃機関と電動機を組み合わせて駆動輪を回転するハイブリッド自動車や、電動機だけで駆動輪を回転する電気自動車が注目されている。そして、これらに使用される自動車用モータにおいては、小型で高トルクが出せる、回転子に永久磁石を埋め込んだ同期モータが採用されており、この同期モータのトルクを最大限に引き出すため、ベクトル制御が一般的に使用されている。
このようなベクトル制御は、アクセル、あるいはブレーキ指令により発生するトルク指令と速度から電流指令を演算し、この電流指令に基づきＰＷＭ信号を発生してインバータのパワーデバイスを駆動している。そして、ベクトル制御には、インバータの出力電流を測定するための電流センサが必要である。このため、パワーデバイスを構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの主制御素子とは別に、電流検出専用の電流センス素子を設け、その電流センス素子を流れる電流を検出して主制御素子に流れる主電流を推定している。このような電力変換回路は、例えば特開２００６－２７１０９８号公報(特許文献１)に開示されているように、良く知られている。
ところで、上述した電流センス素子、及び主制御素子よりなるパワーデバイスは、温度依存性を備えているので、センス電流特性が温度によって変動して正確な電流が測定できないという課題がある。そこで、パワーデバイスを構成する半導体基板に温度検知ダイオードを形成し、この温度検知ダイオードによって電流特性を補正することが行われている。
ただ、この温度検知ダイオードを用いて温度測定を行う場合、半導体基板に、温度検知ダイオードや、その温度検知ダイオードに接続する配線や、外部回路との接続のためのパッドが必要となり、その分だけ半導体基板の面積が増大して製品コストが増大するという課題がある。更には、半導体基板に温度検知ダイオード等を作り込むための工程が必要となるので、製造工程が煩雑になって製造コストが高くなるという課題も併せ有している。
このため、温度検知ダイオードを使用せずに、パワーデバイスの温度測定を可能とした電力変換装置が提案されている。例えば、特開２０１６－２２５６９５号公報(特許文献２)には、次のような構成の電流検出回路が示されている。
特許文献２の図１においては、ＦＥＴとＩＧＢＴとが並列接続されているが、ＩＧＢＴは、本発明でいう主制御素子と電流検出素子を構成するパワーデバイスであり、ＦＥＴは温度検出のために付加された素子である。そして、ＦＥＴ用ドライバは、ＩＧＢＴがオンされている間に、ＦＥＴのゲート電圧を変化させるように動作する。ここで、ＦＥＴを流れるドレイン電流は、ゲート電圧に応じて変化し、電流検出部は、ＦＥＴのドレイン電流の変化とは逆に変化するＩＧＢＴのコレクタ電流を検出する。ここで、ＦＥＴのゲート電圧は温度依存性を有しているので、温度推定部は、ゲート電圧の変化に対するドレイン電流の変化特性に基づいて、ＦＥＴの温度を推定することができる。
特開２００６－２７１０９８号公報 特開２０１６－２２５６９５号公報
ところで、上述した特許文献２においては、ＦＥＴのゲート電圧の温度依存性を利用することを前提としており、ＦＥＴのターンオンにおけるドレイン電流の変化をＩＧＢＴで観測し、ターンオンの瞬間のＦＥＴのゲート電圧(Ｖｔｈ)を観測することで、ＦＥＴの温度を観測している。しかしながら、本来の電流を観測しているＩＧＢＴの温度については考慮されておらず不十分な構成となっている。また、電流を測定すべきＩＧＢＴのオン期間において温度観測のために電流を変化させており、電流観測の観測可能期間および精度を阻害してしまっている。
本発明の目的は、電流センス素子を有するパワーデバイスにおいて、温度検知ダイオードを使用せずにパワーデバイスの温度の観測を可能とし、しかも電流センス電流観測によるパワーデバイスの電流推定を正確に行うことができる新規な電力変換装置を提供することにある。
本発明の第１の特徴は、主制御素子と電流センス素子のソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、主制御素子、及び電流センス素子がオフされている状態で、主制御素子と電流センス素子のソース端子間に測定電圧を印加し、この時の主制御素子と電流センス素子の夫々のソース端子間に流れる電流からパワーデバイスの温度を推定する、ところにある。
また、本発明の第２の特徴は、主制御素子と電流センス素子のソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、主制御素子、及び電流センス素子がオフされている状態で、主制御素子と電流センス素子のソース端子間に定電流源から定電流を流し、この時の主制御素子と電流センス素子の夫々のソース端子間の端子電圧からパワーデバイスの温度を推定する、ところにある。
本発明によれば、電流センス素子を搭載したパワーデバイスにおいて、温度検知ダイオードを使用せずに省面積でパワーデバイスの温度を正確に推定することができ、なおかつ電流センス素子による電流観測を阻害しない。
ハイブリッド自動車のシステム構成を示す構成図である。 図１に示す電力変換装置の回路構成を示す回路図である。 本発明の実施形態に使用されるパワーデバイスの構成を示す断面図である。 図３に示す電流センス素子と主制御素子のソース端子間の抵抗と温度の関係を示す特性図である。 本発明の第１の実施形態になる主電流検出部の構成を示す回路図である。 図５に示す電源切換部の構成を示す回路図である。 温度検出モードと電流検出モードでの動作を説明する説明図である。 電流測定部の出力電圧から温度補正された主電流を求める説明図である。 電流測定部の出力電圧とパワーデバイスの温度の関係を説明する説明図である。 電流測定部の出力電圧とセンス電流の関係を説明する説明図である。 電流検出用ＭＯＳＦＥＴのセンス電流と制御用ＭＯＳＦＥＴの主電流の関係を説明する説明図である。 本発明の第２の実施形態になる主電流検出部の構成を示す回路図である。 温度検出モードと電流検出モードでの動作を説明する説明図である。 電流測定部の出力から温度補正された主電流を求める説明図である。 電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子の端子電圧とパワーデバイスの温度の関係を説明する説明図である。 電流測定部の出力電圧とセンス電流の関係を説明する説明図である。 電流検出用ＭＯＳＦＥＴのセンス電流と制御用ＭＯＳＦＥＴの主電流の関係を説明する説明図である。
以下、本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明するが、本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。
先ず、本発明が適用される電力変換装置について、図面を参照しながら説明する。本発明に係る電力変換装置は、代表的にはハイブリッド自動車や電気自動車に適用可能であるが、以下では、その一例としてハイブリッド自動車に適用した場合について説明する。但し、本発明はハイブリッド自動車や電気自動車に限らず、これら以外の産業機器に使用される電動機の電力変換装置に使用できるのはもちろんである。
図１はハイブリッド方式の自動車のシステム構成を示しており、内燃機関１０、及びモータジェネレータ１１は自動車の走行用トルクを発生する動力源である。また、モータジェネレータ１１は、電動機として回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータ１１に加えられる機械エネルギ(回転力)を電力に変換する発電機能を有している。モータジェネレータ１１は、自動車の運転方法により電動機としても発電機としても動作する。
内燃機関１０の出力は、動力分配機構１２を介してモータジェネレータ１１に伝達され、動力分配機構１２からの回転トルク、或いはモータジェネレータ１１が発生する回転トルクは、トランスミッション１３、及びデファレンシャルギア１４を介して車輪１５に伝達される。
一方、回生制動の運転時には、車輪１５から回転トルクがモータジェネレータ１１に伝達され、伝達された回転トルクに基づいてモータジェネレータ１１は交流電力を発生する。発生した交流電力は電力変換装置２０により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ２１を充電し、充電された電力は再び走行エネルギとして使用される。
電力変換装置２０は、インバータ回路２２、平滑コンデンサ２３を備える。インバータ回路２２は平滑コンデンサ２３を介してバッテリ２１と電気的に接続されており、バッテリ２１とインバータ回路２２とで相互に電力の授受が行われる。平滑コンデンサ２３は、インバータ回路２２に供給される直流電力を平滑化する。
電力変換装置２０の制御回路２４は、通信用のコネクタ２５を介して上位の制御装置から指令を受けたり、上位制御装置に動作状態を表すデータを送信する。制御回路２４は、入力される指令に基づいて、モータジェネレータ１１の制御量を演算し、この演算結果に基づいて制御信号を発生してゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。この制御信号に基づいてゲート駆動回路２６が、インバータ回路２２を制御するための駆動信号を発生する。
モータジェネレータ１１を電動機として動作させる場合には、インバータ回路２２はバッテリ２１から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、モータジェネレータ１１に供給する。モータジェネレータ１１とインバータ回路２２からなる駆動機構は、電動/発電ユニットとして動作する。
図２は、電力変換装置２０の回路構成を示す図である。以下の説明ではＭＯＳＦＥＴを使用したパワーデバイスの例を説明する。
電力変換装置２０は、パワーデバイス３０を構成する制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及びダイオード３２を備えてなる上アーム、及び下アームを、交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相に対応して備えている。これらの３相の上下アームはインバータ回路２２を構成する。ここで、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、後述する電流センス素子との関係で「主制御素子」として表記することもある。
上アームの制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子は平滑コンデンサ２３の正極側のコンデンサ端子に、下アームのＭＯＳＦＥ３１のソース端子は平滑コンデンサ２３の負極側のコンデンサ端子にそれぞれ電気的に接続されている。このように制御用ＭＯＳＦＥＴ３１はドレイン端子、ソース端子、ゲート端子を備えている。また、ダイオード３２がドレイン端子とソース端子との間に電気的に並列接続されている。
ゲート駆動回路２６(図１参照)は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子と、ゲート端子との間に設けられ、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１をオン、オフ制御する。制御回路２４は、ゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。
下アームのパワーデバイス３０は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と並列に配置された電流検出用の電流センス素子が設けられている。この電流センス素子もＭＯＳＦＥＴから構成されており、そのソース端子に流れるセンス電流は電流検出回路３３へ入力される。本実施形態では、この電流センス素子を「電流検出用ＭＯＳＦＥＴ」と表記する。
そして、電流検出回路３３で検出された電流、及びこれとは別に測定された電圧とを基に、回転子速度と磁極位置を演算し、これらを使って回転トルクと回転速度を制御している。
このように、制御回路２４は上位制御装置から制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路２２の上アーム、及び下アームを構成するバワーデバイス３０を制御する制御信号を発生し、この制御信号をゲート駆動回路２６に供給する。ゲート駆動回路２６は制御信号に基づき各相の上アーム、及び下アームを構成するパワーデバイス３０を駆動するための駆動信号を各相のパワーデバイス３０に供給する。
パワーデバイス３０の制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、ゲート駆動回路２６からの駆動信号に基づき、オン、或いはオフ動作を行い、バッテリ２１から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータ１１に供給される。
このような構成の電力変換装置は既に良く知られているので、これ以上の説明は省略する。
ところで、上述した通りパワーデバイス３０は、温度依存性を備えているので、電流特性が温度によって変動して正確な電流が測定できないという課題がある。このため、温度検知ダイオードを使用せずにパワーデバイスの温度の推定を可能とし、しかもセンス電流を観測する電流センス素子の温度を正確に推定することが要請されている。
そこで、本実施形態では、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、制御用ＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴがオフされている状態で、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間に所定の測定電圧を印加し、この時の制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴの夫々のソース端子間に流れる電流からパワーデバイスの温度を推定するという構成を提案するものである。
これによれば、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板が温度依存性を有しているのを利用し、温度検知ダイオードを使用せずにセンス電流を観測する電流検出用ＭＯＳＦＥＴの温度を正確に推定することができる。
図３に制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を組み込んだパワーデバイス３０の断面を示している。ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９は、上述の主制御素子との関係で「電流センス素子」として表記することもある。
以下、半導体基板にシリコン基板を用いた場合を説明するが、これ以外の半導体基板、例えばシリコンカーバイト基板を用いても良い。図３にある通り、シリコン基板には、仮想の分割線Ｄを境に制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９が電気的に並列接続の関係で形成されている。
そして、シリコン基板には、ドレイン電極４０ｍ、４０ｓが設けられ、このドレイン電極４０ｍ、４０ｓの上にＮ＋層４１ｍ、４１ｓが形成され、更にこのＮ＋層の上にＮ－層４２ｍ、４２ｓが形成されている。
Ｎ－層４２ｍ、４２ｓにはＰ層４３ｍ、４３ｓが形成されている。またＰ層４３ｍ、４３ｓにはＮ層４４ｍ、４４ｓが形成されている。Ｎ－層４２ｍ、４２ｓ、Ｐ層４３ｍ、４３ｓ、Ｎ層４４ｍ、４４ｓに亘ってゲート酸化膜４５ｍ、４５ｓが形成され、更にゲート酸化膜４５ｍ、４５ｓには、ゲート電極４６ｍ、４６ｓが形成されている。また、Ｐ層４３ｍ、４３ｓ、Ｎ層４４ｍ、４４ｓには、オーミック接続されたソース電極４７ｍ、４７ｓが形成されている。ソース電極４７ｍ、４７ｓとゲート酸化膜４５ｍ、４５ｓとは、絶縁膜４８ｍ、４８ｓで絶縁分離されている。ここで、Ｎ＋層４１ｍ、４１ｓとドレイン電極４０ｍ、４０ｓとはオーミック接続されている。
このように、ドレイン電極４０ｍ、Ｎ＋層４１ｍ、Ｎ－層４２ｍ、ゲート酸化膜４５ｍ、ゲート電極４６ｍ、絶縁膜４８ｍ、ソース電極４７ｍとから、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１が形成されている。同様にドレイン電極４０ｓ、Ｎ＋層４１ｓ、Ｎ－層４２ｓ、ゲート酸化膜４５ｓ、ゲート電極４６ｓ、絶縁膜４８ｓ、ソース電極４７ｓとから、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９が形成されている。尚、説明に応じて電極は端子と読み替えることができる。
ここで、本実施形態で重要な構成として、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース電極４７ｍと、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース電極４７ｓとは、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１側のＰ層４３ｍと、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９側のＰ層４３ｓによって電気的に接続されていることである。つまり、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１側のＰ層４３ｍと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９側のＰ層４３ｓとは共通のＰ層として形成されている。
したがって、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース電極４７ｍと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース電極４７ｓの間には、半導体基板からなる温度依存性を有するＰ層が形成され、これによって夫々のソース電極４７ｍ、４７ｓは温度依存性抵抗５０によって接続されることになる。尚、以下ではこの温度依存性抵抗５０を説明の都合から「ボディ抵抗５０」と表記して説明する。
図４は、Ｐ層４３ｍ、４３ｓ自体で形成されたボディ抵抗５０の温度(Ｔ)に対する抵抗値(Ｒｂ)の関係を示しており、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなる負特性を備えている。これによって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９の温度を精度良く推定することができる。
次に、このボディ抵抗５０を使用してパワーデバイス３０の温度を推定して主電流を温度補正する構成を説明する。
図５は、一つの相の下アームに設けた主電流検出部の回路構成を示しており、これ以外の相の下アームにも同様の主電流検出部が設けられている。したがって、全ての下アームの主電流検出部の動作は同じであるので、代表して図５で主電流検出部の回路の構成と動作を説明する。
図５において、パワーデバイス３０は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９が形成されており、これらのＭＯＳＦＥＴ３１、４９は電気的に並列接続されている。したがって、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のゲートにゲート信号のオン信号が印加されれば、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れ、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９には分流されたセンス電流(Ｉｓ)が流れる。
制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には、上アーム、及びモータジェネレータ１１の一つの相のコイルに接続されるドレイン端子３１ｄと、ゲート信号が入力されるゲート端子３１ｇと、バッテリ２１の負極に接続されるソース端子３１ｓを備えている。
同様に、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９には、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子３１ｄに接続されるドレイン端子４９ｄと、ゲート信号が入力されるゲート端子４９ｇと、バッテリ２１の負極に接続されるソース端子４９ｓを備えている。
そして、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓは、共にバッテリ２１の負極に接続されている。また、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの間には、ボディ抵抗５０が接続されている。このボディ抵抗５０は図３で説明したように、シリコン基板のＰ層４３ｍ、４３ｓ自体で形成されたものであり、温度に依存した抵抗値(Ｒｂ)を有している。(図４参照)
ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓとバッテリ２１の負極の間には、主電流検出部５１が設けられている。主電流検出部５１は、少なくとも、電流測定部５２、測定電圧切換部５３、及び主電流温度補正部５４から構成されている。ここで、主電流温度補正部５４は、マイクロコンピュータに内蔵された変換テーブルを使用したテーブル変換処理によって温度補正を行なう機能を備えている。
電流測定部５２は、演算増幅器５５と、この演算増幅器５５の出力側と反転入力(－)側を並列接続する並列抵抗(帰還抵抗)５６から構成されており、反転入力(－)側は電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに接続されている。並列抵抗５６は抵抗値(Ｒｒｅｆ)を有している。
一方、演算増幅器５５の非反転入力(＋)側は測定電圧切換部５３に接続されている。測定電圧切換部５３は、パワーデバイス３０に入力されるゲート信号の切り換えに対応して、測定電源５７から測定電圧(Ｖｒｅｆ)を電流測定部５２に印加するものである。この測定電圧切換部５３については後述する。そして、電流測定部５２の出力は、演算増幅器５５の出力側から出力される出力電圧(Ｖｏ)となる。この出力電圧(Ｖｏ)によってセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
また、測定電圧切換部５３の一例を図６に示しているが、本実施形態はこれに限定されるものではなく、種々の電圧切換部を用いることができる。例えば、図６に示しているように、測定電圧切換部５３は、電流測定部５２の演算増幅器５５の非反転入力(＋)側とバッテリ２１の負極との間に接続されており、途中にＦＥＴからなる電源切換用スイッチ５８が配置されている。この電源切換用スイッチ５８は、パワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応した電源切換信号でオン、オフされており、電源切換信号がオンの場合に導通し、オフの場合は不導通となる。
また、演算増幅器５５の非反転入力(＋)側と電源切換用スイッチ５８の間には、バッテリ２１からの電流が抵抗５９に与えられて測定電圧(Ｖｒｅｆ)が供給されている。したがって、電源切換用スイッチ５８が導通された場合は、測定電圧(Ｖｒｅｆ)は電流測定部５２に印加されず、電源切換用スイッチ５８が不導通の場合は、測定電圧(Ｖｒｅｆ)は電流測定部５２に印加される。
主電流温度補正部５４は、これもパワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応したテーブル切換信号によって、変換テーブルを切り換える機能を備えている。つまり、温度検出モードが実行された場合は、電流測定部５２の出力電圧(Ｖｏ)から温度変換テーブルを使用してパワーデバイス３０の温度を推定する機能を備えている。
同様に、電流検出モードが実行された場合は、電流測定部５２の出力電圧(Ｖｏ)から電流変換テーブルを使用して、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流(Ｉｍ)を推定する。
また、主電流温度補正部５４は、温度検出モードで推定された温度を反映して主電流(Ｉｍ)を温度補正する機能を備えている。尚、主電流温度補正部５４の詳細は後述する。
次に、図５に示す主電流検出部５１の動作について説明する。この主電流検出部５１の基本的な動作は、ゲート信号がパワーデバイス３０をオンした時は、電流検出モードを実行して主電流の電流値(温度補正を含めて)を推定し、ゲート信号がパワーデバイス３０をオフした時は、温度検出モードを実行してパワーデバイス３０の温度を推定するものである。また、図７は、ゲート信号のオン、オフに同期して電流検出モードと温度検出モードを実行した時の主電流検出部５１の主要なパラメータの変化を示している。
まず、通常の電流検出モードについて、図５、図６、及び図７を用いて説明する。ゲート信号がオンしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオンされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れ、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れる。
また、図６に示すように、パワーデバイス３０へのゲート信号に同期して電源切換信号が電源切換用スイッチ５８を導通しているため、電流測定部５２には測定電圧(Ｖｒｅｆ)は印加されない。したがって、図７に示すように電流検出モードでは、主電流(Ｉｍ)は制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の動作にしたがった挙動を行なうことになる。この時、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの電圧(Ｖｓ)は０ボルトとなる。尚、この状態ではボディ抵抗５０の両端の電圧差が０ボルトであるため、ボディ抵抗５０の存在は無視することができる。つまり、ボディ抵抗５０の存在によって、センス電流（Ｉｓ）の検出精度の劣化を招くことはない。
ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)は電流測定部５２で検出されることになる。演算増幅器５５の入力インピーダンスが高いため、反転入力(－)側には殆んどセンス電流(Ｉｓ)は流れなく、センス電流(Ｉｓ)は並列抵抗５６に流れるので、出力電圧(Ｖｏ)は「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」となる。
尚、図７にあるように出力電圧(Ｖｏ)がマイナス方向に示されているのは、演算増幅器５５の反転入力(－)側を入力としているためである。尚、出力電圧(Ｖｏ)をプラス側にする必要がある場合は、出力を反転させれば良い。そして、この出力電圧(Ｖｏ)は後段の主電流温度補正部５４に入力される。
次に、温度検出モードについて、図５、図６、及び図７を用いて説明する。ゲート信号がオフしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れなくなり、同様に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れなくなる。尚、この状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされているので、以下に説明するようにボディ抵抗５０が機能することになる。
図６に示すように、パワーデバイス３０のゲート信号に同期して電源切換信号が、電源切換用スイッチ５８を不導通としているため、電流測定部５２には測定電圧(Ｖｒｅｆ)が印加される。したがって温度検出モードでは、測定電圧(Ｖｒｅｆ)に基づく電流は、電流測定部５２、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓ、ボディ抵抗５０、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓを通ってバッテリ２１の負極に流れる。ここで、上述したようにボディ抵抗５０は温度依存性を備えているので、流れるボディ電流(Ｉｂ)も温度依存性を有することになる。
この時、図７にあるように電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は「Ｖｒｅｆ」である。つまり、演算増幅器５５はイマジナリショートによって反転入力(－)側と非反転入力(＋)側は測定電圧(Ｖｒｅｆ)となる。したがって図７に示すように、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)も測定電圧(Ｖｒｅｆ)となる。
ここで、ボディ抵抗５０を流れるボディ電流(Ｉｂ)は電流測定部５２で検出されることになる。ボディ抵抗５０に着目すると、「Ｖｒｅｆ＝Ｒｂ＊Ｉｂ」となる。ここで、「Ｒｂ」はボディ抵抗５０の抵抗値である。また、演算増幅器５５の反転入力(－)側と非反転入力(＋)側は電流が殆んど流れないので、並列抵抗５６に流れる電流もボディ電流(Ｉｂ)となる。
したがって、演算増幅器５５の出力電圧(Ｖｏ)は、並列抵抗５６とボディ抵抗５０に基づく電圧を加算したものとなり、「Ｖｏ＝Ｒｂ＊Ｉｂ＋Ｒｒｅｆ＊Ｉｂ」となる。そして、この出力電圧(Ｖｏ)は後段の主電流温度補正部５４に入力される。上述したように、ボディ電流(Ｉｂ)は温度依存性を有しているので、演算増幅器５５の出力電圧(Ｖｏ)も温度依存性を有することになる。
例えば、上述の２つの式から以下のことが理解できる。
Ｖｒｅｆ＝Ｒｂ＊Ｉｂ…(１)
Ｖｏ＝Ｒｂ＊Ｉｂ＋Ｒｒｅｆ＊Ｉｂ…(２)
ここで(１)式から、Ｉｂ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｂとなる。
次に、(２)式は以下のように表される。
Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ＋Ｒｒｅｆ＊Ｖｒｅｆ／Ｒｂ
そして、温度変化によって生じる測定電圧(Ｖｒｅｆ)からの出力電圧の差分(ΔＶ)は、
ΔＶ＝Ｖｏ－Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ＊Ｒｒｅｆ／Ｒｂ…(３)
となる。
したがって、(３)式、及び図７の出力電圧(Ｖｏ)からわかるように、出力電圧(Ｖｏ)と測定電圧(Ｖｒｅｆ)の差分が温度変化に対応した電圧変化(電流変化)であり、これは温度依存性を有したボディ抵抗５０の抵抗値(Ｒｂ)によってもたらされる。そして、電流測定部５２の出力電圧(Ｖｏ)は、後段の主電流温度補正部５４に入力される。
ここで、図４で示したようにボディ抵抗５０の抵抗値(Ｒｂ)は、温度が低くなるにつれて抵抗値が大きくなる。このため、(３)式の「Ｒｒｅｆ／Ｒｂ」の値が小さくなり、温度変化に対応した出力電圧の差分(Ｖｏ－Ｖｒｅｆ)も小さくなる。
このため、並列抵抗５６の抵抗値(Ｒｒｅｆ)を可変とする(温度が低いほど抵抗値(Ｒｒｅｆ)を大きくする)ことで、充分な出力電圧の差分(Ｖｏ－Ｖｒｅｆ)が得られるようにすることもできる。つまり、電流測定部５２の増幅率(Ｖｏ/Ｖｒｅｆ)を高めることができる。尚、並列抵抗５６の抵抗値(Ｒｒｅｆ)を変更する場合は、複数の抵抗を切り換えることで実現できる。
以上で説明した温度検出モードは、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフの期間に行われるものであるので、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオンである期間行うことが必要十分条件である電流検出モードとは排他的に行われる。すなわち、本発明の構成においては、温度検出のための構成および操作が電流検出モードに干渉することがなく、センス電流（Ｉｓ）の観測精度が害されないという特徴がある。
主電流温度補正部５４においては、マイクロコンピュータの制御機能によって温度補正が行われており、出力電圧(Ｖｏ)は入出力回路のＡ/Ｄ変換器に入力される。そして、マイクロコンピュータの温度補正機能は、図８のような制御を実行する。尚、実際は制御プログラムで制御が実行されるが、以下では制御機能ブロックとして説明する。
まず、パワーデバイス３０のゲート信号に同期したテーブル切換信号が入力されると、切換機能部６０によって、温度検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)、或いは電流検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)を取り込む。温度検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオフされた状態にあるので、切換機能部６０は、電圧/温度変換機能部６１の制御機能を実行する。一方、電流検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオンされた状態にあるので、切換機能部６０は、電圧/電流変換機能部６２の制御機能を実行する。
例えば、温度検出モードが選択された場合では、切換機能部６０は電圧/温度変換機能部６１の制御機能を実行して、出力電圧(Ｖｏ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定する。温度検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)は、上述したように温度依存性を有している。したがって、図９に示すような変換特性を備えた電圧/温度変換テーブルによって、出力電圧(Ｖｏ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定することができる。尚、図９に示す電圧/温度変換テーブルは、出力電圧(Ｖｏ)と温度(Ｔ)の関係を模式的に示したものである。
電圧/温度変換テーブルは、ボディ抵抗５０、電流測定部５２の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/温度変換テーブルにおいては、横軸に出力電圧(Ｖｏ)を示し、縦軸にパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を示している。尚、破線は測定電圧(Ｖｒｅｆ)である。そして、出力電圧(Ｖｏ)が大きい(＝ボディ抵抗(Ｒｂ)が小さい)ほど、パワーデバイス３０の温度が高くなる特性となっている。
ここで、この電圧/温度変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。この電圧/温度変換機能部６１で求められた温度(Ｔ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部６３で使用される。
次に、電流検出モードが選択された場合では、切換機能部６０は電圧/電流変換機能部６２の制御機能を実行して、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定する。尚、この時の出力電圧(Ｖｏ)は、ボディ抵抗５０の影響を受けていない。
したがって、図１０に示すような変換特性を備えた電圧/電流変換テーブルによって、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定することができる。尚、図１０に示す電圧/温度変換テーブルも、出力電圧(Ｖｏ)とセンス電流(Ｉｓ)の関係を模式的に示したものである。
電圧/電流変換テーブルは、電流測定部５２の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/電流変換テーブルにおいては、横軸に出力電圧(Ｖｏ)を示し、縦軸に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を示している。
センス電流(Ｉｓ)は上述したように、「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」の関係から求めることができる。つまり、出力電圧(Ｖｏ)が測定され、並列抵抗５６の抵抗値(Ｒｒｅｆ)が既知であるので、センス電流(Ｉｓ)を求めることができる。したがって、出力電圧(Ｖｏ)が大きいほど、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)が大きくなる特性となっている。
この電圧/電流変換機能部６２で求められたセンス電流(Ｉｓ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部６３で使用される。尚、この電圧/電流変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。
次に、センス電流/主電流変換機能部６３は、センス電流(Ｉｓ)の情報から主電流(Ｉｍ)を推定する制御機能を実行する。制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れる電流の分流比は予め決められているので、センス電流(Ｉｓ)がわかれば主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
したがって、図１１に示すような変換特性を備えたセンス電流/主電流変換テーブルによって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流を推定することができる。尚、図１１に示すセンス電流/主電流変換テーブルも、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を模式的に示したものである。
センス電流/主電流変換テーブルは、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９，及び制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の特性で決定される変換テーブルであり、このセンス電流/主電流変換テーブルにおいては、横軸にセンス電流(Ｉｓ)を示し、縦軸に主電流(Ｉｍ)を示している。
そして、センス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求める際に、電圧/温度変換機能部６１で求められたパワーデバイス３０の温度(Ｔ)の情報によって、主電流(Ｉｍ)を温度補正することができる。例えば、図１１の例は、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を示す電流特性を温度(Ｔ)によって補正したものであり、電流特性の傾きを温度(Ｔ)によって補正する例を示している。
また、これとは別に、温度(Ｔ)に対応した温度補正係数をセンス電流(Ｉｓ)に乗算し、この温度補正されたセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求めることもでき、更にはセンス電流(Ｉｓ)から求められた主電流(Ｉｍ)に温度(Ｔ)に対応した温度補正係数を乗算して主電流(Ｉｍ)を温度補正して求めることもできる。
尚、上述した電圧/温度変換テーブル、電圧/電流変換テーブル、及びセンス電流/主電流変換テーブルはそれぞれ別の変換テーブルとしているが、これらを統合した変換テーブルとしても良い。
ところで、上述した実施形態では、ベクトル制御に使用するための主電流検出部５１について説明したが、本実施形態はパワーデバイス３０を流れる過電流を検出してパワーデバイス３０を保護する過電流検出装置にも適用できる。
このように、本実施形態においては、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、制御用ＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴがオフされている状態で、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間に測定電圧を印加し、この時の主制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴの夫々のソース端子間に流れる電流からパワーデバイスの温度を推定する構成とした。
これによれば、別段に温度検知ダイオードを使用せずに、センス電流の観測を阻害することなく電流センス素子の温度を正確に推定することができる。
次に本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では定電流源を利用してパワーデバイス３０の温度を推定する構成を提案するものである。
図１２においても、一つの相の下アームに設けた主電流検出部の回路構成を示しており、これ以外の相の下アームにも同様の主電流検出部が設けられている。したがって、全ての下アームの主電流検出部の動作は同じであるので、代表して図１２で主電流検出部の回路の構成と動作を説明する。
図１２において、パワーデバイス３０の構成は第１の実施形態と同様の構成であるので説明を省略する。そして、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓとバッテリ２１の負極の間には、主電流検出部７０が設けられている。主電流検出部７０は、少なくとも、電流測定部７１、定電流源切換部７２、及び主電流温度補正部７３から構成されている。ここで、主電流温度補正部７３は、第１の実施形態と同様にマイクロコンピュータに内蔵された変換テーブルを使用したテーブル変換処理によって温度補正を行なう機能を備えている。
電流測定部７１は、演算増幅器７４と、この演算増幅器７４の出力側と反転入力(－)側を並列接続する並列抵抗(帰還抵抗)７５から構成されており、反転入力(－)側は電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに接続されている。並列抵抗７５は抵抗値(Ｒｒｅｆ)を有している。そして、電流測定部７１の出力は、演算増幅器７４の出力側から出力される出力電圧(Ｖｏ)となる。この出力電圧(Ｖｏ)によってセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
定電流源切換部７２は、定電流源７６と、第１切換スイッチＳＷ１と、第２切換スイッチＳＷ２から構成されている。ここで、２つの切り換えスイッチＳＷ１、ＳＷ２はＦＥＴ等の半導体素子から構成されている。
そして、電流測定部の７１の演算増幅器７４の反転入力(－)側と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの間には、第１切換スイッチＳＷ１が接続されている。また、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓと第１切換スイッチＳＷ１の間には、定電流源７６が接続されている。尚、定電流源７６は第２切換スイッチＳＷ２によって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに、選択的に定電流(Ｉｒｅｆ)を流すように構成されている。これについては後述する。
ここで、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２は、パワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応したスイッチ切換信号によって動作され、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２とは反対の動作を行なう構成とされている。例えば、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２が、同じ形式のＦＥＴであれば、一方のスイッチ切換信号を反転器７７で反転させてやれば、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２とが反対の動作を行なうようにできる。
主電流温度補正部７３は、これもパワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応したテーブル切換信号によって、変換テーブルを切り換える機能を備えている。つまり、温度検出モードが実行された場合は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)から温度変換テーブルを使用してパワーデバイス３０の温度を推定する機能を備えている。
一方、電流検出モードが実行された場合は、電流測定部７１の出力電圧(Ｖｏ)から電流変換テーブルを使用して、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流(Ｉｍ)を推定する。また、主電流温度補正部７３は、温度検出モードで推定された温度を反映して主電流(Ｉｍ)を温度補正する機能を備えている。尚、主電流温度補正部７３の詳細は後述する。
次に、図１２に示す主電流検出部７０の動作について説明する。この主電流検出部７０の基本的な動作は、ゲート信号がパワーデバイス３０をオンした時は、電流検出モードを実行して主電流の電流値(温度補正を含めて)を推定し、ゲート信号がパワーデバイス３０をオフした時は、温度検出モードを実行してパワーデバイス３０の温度を推定するものである。また、図１３は、ゲート信号のオン、オフに同期して電流検出モードと温度検出モードを実行した時の主電流検出部７０の主要なパラメータの変化を示している。
まず、通常の電流検出モードについて、図１２、及び図１３を用いて説明する。ゲート信号がオンしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオンされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れ、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れる。尚、この状態ではボディ抵抗５０の存在は無視することができることは上述した通りである。
また、パワーデバイス３０へのゲート信号に同期して第１切換スイッチＳＷ１が導通され、第２切換スイッチＳＷ２が不導通とされているため、定電流源７６からの定電流(Ｉｒｅｆ)は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓには流れない。したがって、図１３に示すように電流検出モードでは、主電流(Ｉｍ)は制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の動作にしたがった挙動を行なうことになる。この時、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は０ボルトとなる。
ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)は、電流測定部７１で検出されることになる。演算増幅器７４の入力インピーダンスが高いため、反転入力(－)側には殆んどセンス電流(Ｉｓ)は流れなく、センス電流(Ｉｓ)は並列抵抗７５に流れるので、出力電圧(Ｖｏ)は「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」となる。
尚、ここで、図１３にあるように出力電圧(Ｖｏ)がマイナス方向に示されているのは、演算増幅器７４の反転入力(－)側を入力としているためである。尚、出力電圧(Ｖｏ)をプラス側にする必要がある場合は、出力を反転させれば良い。そして、この出力電圧(Ｖｏ)は後段の主電流温度補正部５４で使用される。
次に、温度検出モードについて、図１２、及び図１３を用いて説明する。パワーデバイス３０のゲート信号がオフしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れなくなり、同様に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れなくなる。尚、この状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされているので、以下に説明するようにボディ抵抗５０が機能することになる。
図１２に示すように、パワーデバイス３０のゲート信号に同期してスイッチ切換信号が、第１切換スイッチＳＷ１を不導通とし、逆に第２切換スイッチＳＷ２を導通する。このため、電流測定器７１は電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓと遮断され、定電流源７６から定電流(Ｉｒｅｆ)が電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに流れる。
したがって、温度検出モードでは、定電流源７６に基づく定電流(Ｉｒｅｆ)は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓ、ボディ抵抗５０、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓを通ってバッテリ２１の負極に流れる。ここで、上述したように、ボディ抵抗５０の抵抗値(Ｒｂ)は温度依存性を有しているので、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓと制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓの間の端子電圧(Ｖｓ)も温度依存性を有することになる。
この時、図１３にあるように電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は、「Ｖｓ＝Ｉｒｅｆ＊Ｒｂ」となる。ここで、「Ｒｂ」はボディ抵抗５０の抵抗値である。そして、このソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は、後段の主電流温度補正部７３で使用される。
ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)の値が小さい場合は、ボディ抵抗５０の両端であるソース端子４９ｓとソース端子３１ｓの電圧を、電圧増幅器の反転入力(－)側と非反転入力(＋)側に入力して増幅することもできる。尚、ソース端子３１ｓの電圧が基準電圧となる。
主電流温度補正部７３においては、マイクロコンピュータの制御機能によって温度補正が行われており、電流測定部７１の出力電圧(Ｖｏ)、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は、入出力回路のＡ/Ｄ変換器に入力される。そして、マイクロコンピュータの温度補正機能は、図１４のような制御を実行する。尚、実際は制御プログラムで制御が実行されるが、以下では制御機能ブロックとして説明する。
まず、パワーデバイス３０のゲート信号に同期したテーブル切換信号が入力されると、切換機能部７８によって、温度検出モードでの端子電圧(Ｖｓ)、或いは電流検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)を取り込む。
温度検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオフされた状態にあるので、切換機能部７８は、温度検出モードでの端子電圧(Ｖｓ)を取り込み、逆に電流測定部７１の出力電圧(Ｖｏ)は取り込まない。そして、温度検出モードでは電圧/温度変換機能部７９の制御機能を実行する。
一方、電流検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオンされた状態にあるので、切換機能部７８は、電流検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)を取り込み、逆に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は取り込まない。そして、電流検出モードでは電圧/電流変換機能部８０の制御機能を実行する。
例えば、温度検出モードが選択された場合では、切換機能部７８は電圧/温度変換機能部７９の制御機能を実行して、端子電圧(Ｖｓ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定する。温度検出モードでの端子電圧(Ｖｓ)は、上述したように温度依存性を有している。
したがって、図１５に示すような変換特性を備えた電圧/温度変換テーブルによって、端子電圧(Ｖｓ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定することができる。尚、図１５に示す電圧/温度変換テーブルは、出力電圧(Ｖｏ)と温度(Ｔ)の関係を模式的に示したものである。
電圧/温度変換テーブルは、ボディ抵抗５０、定電流電源７６の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/温度変換テーブルにおいては、横軸に端子電圧(Ｖｓ)を示し、縦軸にパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を示している。そして、図４の特性から端子電圧(Ｖｓ)が小さい(＝ボディ抵抗(Ｒｂ)が小さい)ほど、パワーデバイス３０の温度が高くなる特性となっている。このため、縦軸のパワーデバイス３０の温度(Ｔ)は原点に近いほど温度が高くなっている。
尚、この電圧/温度変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。この電圧/温度変換機能部７９で求められた温度(Ｔ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部８１で使用される。
次に、電流検出モードが選択された場合では、切換機能部７８は電圧/電流変換機能部８０の制御機能を実行して、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定する。尚、この時の出力電圧(Ｖｏ)は、ボディ抵抗５０の影響を受けていない。
したがって、図１６に示すような変換特性を備えた電圧/電流変換テーブルによって、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定することができる。尚、図１６に示す電圧/温度変換テーブルも、出力電圧(Ｖｏ)とセンス電流(Ｉｓ)の関係を模式的に示したものである。
電圧/電流変換テーブルは、電流測定部７１の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/電流変換テーブルにおいては、横軸に出力電圧(Ｖｏ)を示し、縦軸に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を示している。
センス電流(Ｉｓ)は上述したように、「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」の関係から求めることができる。つまり、出力電圧(Ｖｏ)が測定され、並列抵抗７５の抵抗値(Ｒｒｅｆ)が既知であるので、センス電流(Ｉｓ)を求めることができる。したがって、出力電圧(Ｖｏ)が大きいほど、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)が大きくなる特性となっている。
この電圧/電流変換機能部８０で求められたセンス電流(Ｉｓ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部６３で使用される。尚、この電圧/電流変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。
次に、センス電流/主電流変換機能部８１は、センス電流(Ｉｓ)の情報から主電流(Ｉｍ)を推定する制御機能を実行する。制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れる電流の分流比は予め決められているので、センス電流(Ｉｓ)がわかれば主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
したがって、図１７に示すような変換特性を備えたセンス電流/主電流変換テーブルによって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流を推定することができる。尚、図１７に示すセンス電流/主電流変換テーブルも、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を模式的に示したものである。
センス電流/主電流変換テーブルは、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９，及び制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の特性で決定される変換テーブルであり、このセンス電流/主電流変換テーブルにおいては、横軸にセンス電流(Ｉｓ)を示し、縦軸に主電流(Ｉｍ)を示している。
そして、センス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求める際に、電圧/温度変換機能部７９で求められたパワーデバイス３０の温度(Ｔ)の情報によって、主電流(Ｉｍ)を温度補正することができる。例えば、図１７の例は、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を示す電流特性を温度(Ｔ)によって補正したものであり、電流特性の傾きを温度(Ｔ)によって補正する例を示している。
また、これとは別に、温度(Ｔ)に対応した温度補正係数をセンス電流(Ｉｓ)に乗算し、この温度補正されたセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求めることもでき、更にはセンス電流(Ｉｓ)から求められた主電流(Ｉｍ)に温度(Ｔ)に対応した温度補正係数を乗算して主電流(Ｉｍ)を温度補正して求めることもできる。
尚、上述した電圧/温度変換テーブル、電圧/電流変換テーブル、及びセンス電流/主電流変換テーブルはそれぞれ別の変換テーブルとしているが、これらを統合した変換テーブルとしても良い。
もちろん、第１の実施形態でも述べたように、本実施形態はパワーデバイス３０を流れる過電流を検出してパワーデバイス３０を保護する過電流検出装置にも適用できる。
このように、本実施形態においては、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、制御用ＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴがオフされている状態で、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間に定電流源から所定の定電流を流し、この時の主制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴの夫々のソース端子間のソース端子電圧からパワーデバイスの温度を推定する構成とした。
これによれば、温度検知ダイオードを使用せずにセンス電流を観測する電流センス素子の温度を正確に推定することができる。
第１の実施形態、及び第２の実施形態では、電動モータを制御する電力変換装置について説明したが、これ以外の電力変換装置にも本発明は適用できる。例えば、電磁駆動機構に備えられた電磁コイルに流れる電流を制御するＭＯＳＦＥＴからなる電力変換装置において、ＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出してＭＯＳＦＥＴを保護する過電流検出装置にも適用できる。ここで、電磁駆動機構としては、例えば自動車に備えられている無段変速機(ＣＶＴ)の制御油量を調整する電磁流量制御弁があり、また、内燃機関の燃焼室に燃料を直接噴射する直噴式燃料噴射弁等がある。
尚、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
３０…パワーデバイス、３１…制御用ＭＯＳＦＥＴ、３１ｄ…ドレイン端子、３１ｇ…ゲート端子、３１ｓ…ソース端子、４９…電流検出用ＭＯＳＦＥＴ、４９ｄ…ドレイン端子、４９ｇ…ゲート端子、４９ｓ…ソース端子、５０…ボディ抵抗、５１…主電流検出部、５２…電流測定部、５３…測定電圧切換部、５４…主電流温度補正部、５５…演算増幅器、５６…並列抵抗、５７…測定電源、５８…電源切換用スイッチ、５９…抵抗、６０…切換機能部、６１…電圧/温度変換機能部、６２…電圧/センス電流変換機能部、６３…センス電流/主電流変換機能部。

Claims (13)

  1. パワーデバイスに流れる電流を推定する電流検出部を備えた電力変換装置において、
    前記パワーデバイスは、電気抵抗が温度依存性を有する半導体基板に形成された少なくとも、主制御素子と電流センス素子からなると共に、前記主制御素子のドレイン端子と前記電流センス素子のドレイン端子とが接続されており、
    前記電流検出部は、前記主制御素子のゲート端子、及び前記電流センス素子のゲート端子に与えられるゲート信号によって前記主制御素子、及び前記電流センス素子が共にオフされている状態で、前記主制御素子と前記電流センス素子のソース端子の間に所定の測定電圧を印加し、この時の前記主制御素子と前記電流センス素子の夫々の前記ソース端子の間の前記半導体基板に流れる電流から前記パワーデバイスの温度を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記主制御素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、制御用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、前記電流センス素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、電流検出用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、
    前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子は、前記半導体基板によって形成された温度依存性抵抗(以下、ボディ抵抗と表記する)によって接続されている
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記ボディ抵抗は、前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子が接続されたＰ層と、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子が接続されたＰ層から形成されており、夫々の前記Ｐ層は共通のＰ層である
    ことを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記電流検出部は、前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ゲート端子と前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ゲート端子に与えられる前記ゲート信号に対応して、電流検出モードと温度検出モードを実行し、
    前記ゲート信号がオフ状態の前記温度検出モードでは、前記電流検出部は前記ボディ抵抗を流れる電流に基づいて前記パワーデバイスの温度を推定し、
    前記ゲート信号がオン状態の前記電流検出モードでは、前記電流検出部は前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流と前記パワーデバイスの前記温度に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
    前記制御用ＭＯＳＦＥＴと前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴがオフされる前記温度検出モードに対応して、前記測定電圧が前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子に印加される
    ことを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項４に記載の電力変換装置において、
    前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子には電流測定部が接続され、更に前記電流測定部には測定電圧を印可する測定電圧切換部が接続されており、
    前記電流測定部は、演算増幅器、及び前記演算増幅器の出力部と反転入力(－)側とを接続する並列抵抗からなり、
    前記演算増幅器の前記反転入力(－)側は前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子に接続され、前記演算増幅器の非反転入力(＋)側は前記測定電圧切換部に接続されて前記測定電圧が印加される
    ことを特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項６に記載の電力変換装置において、
    前記演算増幅器の前記出力部には、前記温度検出モードにおける前記ボディ抵抗を流れる電流に基づいた第１の出力電圧が出力され、前記電流検出モードにおける前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れる電流に基づいた第２の出力電圧が出力され、
    更に、前記電流検出部は主電流温度補正部を備え、前記主電流温度補正部に前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧が入力され、
    前記主電流温度補正部は、前記第１の出力電圧から前記パワーデバイスの前記温度を推定し、前記第２の出力電圧から前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流を推定し、前記温度と前記センス電流に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる前記主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  8. 請求項７に記載の電力変換装置において、
    前記パワーデバイスの前記温度は、前記第1の出力電圧と前記温度の関係を表す変換特性を備えた電圧／温度変換テーブルを用いて推定され、
    前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れる前記センス電流は、前記第２の出力電圧と前記センス電流の関係を表す変換特性を備えた電圧／電流変換テーブルを用いて推定される
    ことを特徴とする電力変換装置。
  9. パワーデバイスに流れる電流を推定する電流検出部を備えた電力変換装置において、
    前記パワーデバイスは、電気抵抗が温度依存性を有する半導体基板に形成された少なくとも、主制御素子と電流センス素子からなると共に、前記主制御素子のドレイン端子と前記電流センス素子のドレイン端子とが接続されており、
    前記電流検出部は、前記主制御素子のゲート端子、及び前記電流センス素子のゲート端子に与えられるゲート信号によって前記主制御素子、及び前記電流センス素子が共にオフされている状態で、前記主制御素子と前記電流センス素子のソース端子の間の前記半導体基板に定電流源から所定の定電流を流し、この時の前記主制御素子と前記電流センス素子の夫々の前記ソース端子の間の端子電圧から前記パワーデバイスの温度を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記主制御素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、制御用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、前記電流センス素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、電流検出用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、
    前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子は、前記半導体基板によって形成された温度依存性抵抗(以下、ボディ抵抗と表記する)によって接続されている
    ことを特徴とする電力変換装置。
  11. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記電流検出部は、前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ゲート端子と前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ゲート端子に与えられる前記ゲート信号に対応して、電流検出モードと温度検出モードを実行し、
    前記ゲート信号がオフ状態の前記温度検出モードでは、前記電流検出部は前記ボディ抵抗と、前記ボディ抵抗を流れる前記定電流から定まる前記端子電圧に基づいて前記パワーデバイスの温度を推定し、
    前記ゲート信号がオン状態の前記電流検出モードでは、前記電流検出部は前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流と前記パワーデバイスの前記温度に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  12. 請求項１１に記載の電力変換装置において、
    前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子には、前記定電流源と電流測定部が電流切換部を介して接続されており、
    前記ゲート信号のオフ状態に対応して前記電流切換部が、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記定電流源とを導通とし、且つ前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記電流測定部とを不導通としている時は、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴと前記制御用ＭＯＳＦＥＴの夫々の前記ソース端子の間の電圧が前記端子電圧として出力され、
    前記ゲート信号のオン状態に対応して前記電流切換部が、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記定電流源とを不導通とし、且つ前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記電流測定部とを導通としている時は、前記電流測定部によって前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴに流れるセンス電流に基づいた電圧が出力電圧として出力され、
    更に、前記電流検出部は主電流温度補正部を備え、前記主電流温度補正部には前記端子電圧と前記出力電圧が入力され、
    前記主電流温度補正部は、前記端子電圧から前記パワーデバイスの前記温度を推定し、前記出力電圧から前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流を推定し、前記温度と前記センス電流に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる前記主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  13. 請求項１２に記載の電力変換装置において、
    前記パワーデバイスの前記温度は、前記端子電圧と前記温度の関係を表す変換特性を備えた電圧／温度変換テーブルを用いて推定され、
    前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れる前記センス電流は、前記出力電圧と前記センス電流の関係を表す変換特性を備えた電圧／電流変換テーブルを用いて推定される
    ことを特徴とする電力変換装置。
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