CN114389551A - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种功率放大电路，在不对差动放大电路的对称性造成影响的情况下适当地进行增益分散。功率放大电路(100c)包含：差动放大电路，即放大电路(12a)及(12b)，对高频信号进行放大；变压器(22)，设置在差动放大电路的输出侧，具有一次绕组以及二次绕组；以及分散电路(41)，是与变压器(22)的一次绕组的中点(P22)连接的调整电路。分散电路(41)基于根据高频信号的包络线控制的电源电压，对供给到差动放大电路的偏置(偏置电流或偏置电压)进行调整。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
近年来，随着向第5代移动通信***的过渡，消耗功率的增加令人担忧。作为谋求功率效率的提高的高效率化技术，采用了包络跟踪(ET：Envelope Tracking)。所谓包络跟踪，是根据输入信号的振幅电平对功率放大电路的电源电压进行控制的方式。在包络跟踪中，为了得到高效率的特性，需要使其具有增益的电压依赖性(增益分散：gaindispersion)，使得对各包络电源电位成为效率最佳点。所谓增益分散，意味着相对于供给到晶体管的电源电位的变化的增益的差异。作为用于将增益分散调整为成为效率最佳点的电路而使用了分散电路(以下，有时称为调整电路)。
在专利文献1公开的功率放大电路设置有调整电路。调整电路基于根据RF信号的包络线进行控制的电源电压对供给到放大电路的偏置电流的电流量进行调整。由此，调整电路对增益分散的范围进行调整。
此外，在专利文献2记载了如下的功率放大电路：从包络跟踪电源电路被供给可变电源电位，可变电源电位越低，使流到晶体管的基极的偏置电流越减少。在专利文献2记载的功率放大电路中，可变电源电位越低，晶体管的增益变得越低，因此能够改善增益分散特性。因此，在专利文献2记载的功率放大电路能够抑制低电源电位时的增益的增加，能够使增益与高电源电位时相等。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2020-65244号公报
专利文献2：日本特开2018-195954号公报
可是，关于包含差动放大电路的功率放大电路，若实现增益分散，则有对差动放大电路的对称性造成影响的担忧，存在改善的余地。
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于，提供一种能够在不对差动放大电路的对称性造成影响的情况下适当地进行增益分散的功率放大电路。
用于解决课题的技术方案
本发明的一个侧面的功率放大电路包含：差动放大电路，对高频信号进行放大；变压器，设置在所述差动放大电路的输出侧，具有一次绕组以及二次绕组；以及调整电路，与所述变压器的所述一次绕组的中点连接，所述调整电路基于根据所述高频信号的包络线控制的电源电压，对供给到所述差动放大电路的偏置电流或偏置电压进行调整。
发明效果
根据本发明，达到如下的效果：能够在不对差动放大电路的对称性造成影响的情况下适当地进行增益分散。
附图说明
图1是示出包含第1实施方式的功率放大电路的发送电路的结构的图。
图2是示出第1比较例的功率放大电路的图。
图3是示出分散电路以及偏置电路的结构例的图。
图4是说明分散电路的动作特性的图。
图5是说明分散电路的动作特性的图。
图6是示出基于第2比较例的功率放大电路的图。
图7是示出基于第2实施方式的功率放大电路的图。
图8是示出基于第2实施方式的功率放大电路的更具体的结构例的图。
图9是示出基于第3实施方式的功率放大电路的图。
图10是示出基于第4实施方式的功率放大电路的图。
图11是示出基于第5实施方式的功率放大电路的图。
图12是示出功率放大电路的基板上的配置例的图。
图13是示出功率放大电路的基板上的配置例的图。
图14是示出基于第6实施方式的功率放大电路的图。
图15是示出基于第7实施方式的功率放大电路的图。
图16是示出基于第8实施方式的功率放大电路的图。
图17是示出基于第9实施方式的功率放大电路的图。
图18是示出基于第10实施方式的功率放大电路的图。
图19是示出滤波器的特性的例子的图。
附图标记说明
1～3：匹配电路；
4：电源电路；
5、6、L31：电感器；
11、11a、11b、12、12a、12b：放大电路；
13、13a、13b、14、14a、14b：偏置电路；
15：基带电路；
21、22：变压器；
30：RF电路；
31：滤波器；
40：电源电路；
41、41a、41b：分散电路(dispersion circuit)；
60：前端电路；
70：天线；
100、100a～100k：功率放大电路；
131、141：电阻；
132、133、135、142、143、145、Q1、Q2、Q11、Qd：晶体管；
134、144、C12、C13、C14、C31：电容器；
200：发送电路；
221、222：布线图案；
B1～B6：过孔；
P21、P22：中点；
S1：基板；
S2：芯片。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的功率放大电路的实施方式进行详细说明。另外，本发明并不被该实施方式所限定。各实施方式是例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。在第2实施方式以后，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于由同样的结构带来的同样的作用效果，适当地省略说明，不在每个实施方式中逐次提及。
<第1实施方式>
(发送电路的整体结构)
图1是示出包含第1实施方式的功率放大电路的发送电路的结构的图。发送电路200例如在便携式电话装置等无线通信终端装置中用于向基站发送声音、数据等各种信号。另外，无线通信终端装置还具备用于从基站接收信号的接收单元，但是在此省略说明。
如图1所示，发送电路200包含基带电路15、RF(Radio Frequency，射频)电路30、电源电路40、功率放大电路100、前端电路60、以及天线70。
基带电路15基于HSUPA(High Speed Uplink Packet Access，高速上行链路分组接入)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)等调制方式对声音、数据等输入信号SIN进行调制，并输出调制信号SIQ。调制信号SIQ是在IQ平面上表示了振幅以及相位的IQ信号(I信号以及Q信号)。
RF电路30基于从基带电路15输出的调制信号SIQ输出高频输入信号RFin。此外，RF电路30基于调制信号SIQ来检测调制信号SIQ的振幅电平。而且，RF电路30将控制信号SCTRL输出到电源电路40，控制信号SCTRL对电源电路40进行控制，使得供给到功率放大电路100的电源电位Vcc成为与高频输入信号RFin的振幅电平相应的电平。详细地，RF电路30将控制信号SCTRL输出到电源电路40，控制信号SCTRL对电源电路40进行控制，使得电源电位Vcc成为与高频输入信号RFin的包络线相应的电平。也就是说，RF电路30将用于进行包络跟踪的控制信号SCTRL输出到电源电路40。
另外，在RF电路30中，也可以不进行从调制信号SIQ向高频输入信号RFin的直接变换，而是将调制信号SIQ变换为中间频率(IF：Intermediate Frequency，中频)信号，并从IF信号生成高频输入信号RFin。
电源电路40是如下的包络跟踪电源电路：生成与从RF电路30输出的控制信号SCTRL相应的电平，即，与高频输入信号RFin的包络线相应的电平的电源电位Vcc，并输出到功率放大电路100。电源电路40例如能够由根据输入电位来生成与控制信号SCTRL相应的电平的电源电位Vcc的DC-DC变换器和线性放大器构成。
另外，电源电位Vcc是根据高频输入信号RFin的包络线而变化的电位。
功率放大电路100例如在便携式电话装置等移动体通信机中将无线频率的高频输入信号RFin放大并输出高频输出信号RFout。关于高频输入信号RFin以及高频输出信号RFout的频率，例如可例示几百MHz(兆赫)至几十GHz(千兆赫)程度，但是本公开并不限定于此。
功率放大电路100将从RF电路30输出的高频输入信号RFin的功率放大至发送到基站所需的电平。然后，功率放大电路100将放大后的高频输出信号RFout输出到前端电路60。
前端电路60进行对高频输出信号RFout的滤波、与从基站接收的接收信号的切换等。从前端电路60输出的高频输出信号RFout经由天线70发送到基站。
功率放大电路100也可以由在一个基板上安装了多个部件(半导体集成电路等)的混合IC(也可以称为模块)来实现，但是本公开并不限定于此。
在此，为了使功率放大电路的实施方式的结构以及动作容易理解，先对比较例的功率放大电路的结构以及动作进行说明。
(第1比较例)
图2是示出第1比较例的功率放大电路100a的图。如图2所示，功率放大电路100a包含输入端子10、匹配电路1、2以及3、放大电路11以及12、偏置电路13以及14、分散电路41、输出端子20、和电感器5以及6。在输入端子10被输入高频输入信号RFin。从输出端子20输出高频输出信号RFout。
放大电路11是初级(驱动级)的放大电路。放大电路12是后级(功率级)的放大电路。匹配电路1与放大电路11的输入侧连接。此外，匹配电路2连接在放大电路11与放大电路12之间。匹配电路3与放大电路12的输出侧连接。电感器5连接在连接点P11与电源电位Vcc之间。连接点P11位于放大电路11的输出侧与匹配电路2的输入侧之间。电感器6连接在连接点P12与电源电位Vcc之间。连接点P12位于放大电路12的输出侧与匹配电路3的输入侧之间。电源电位Vcc是根据RF信号的包络线进行控制的电源电压。功率放大电路100a通过根据所谓的包络跟踪而变动的电源电压进行动作。
匹配电路1将输入到输入端子10的高频输入信号RFin作为输入。匹配电路1使设置在前级的电路(未图示)和放大电路11的阻抗匹配。另外，只要与电源电位Vcc电连接，连接点P11也可以处于匹配电路2的内部。在该情况下，匹配电路2也可以具备***到连接点P11与电感器5之间的其它电感器。此外，只要与Vcc电连接，连接点P12也可以处于匹配电路3的内部。
放大电路11、放大电路12分别将输入的信号放大并输出。放大电路11、放大电路12分别由晶体管构成。
在本公开中，晶体管设为双极晶体管，但是本公开并不限定于此。关于双极晶体管，可例示异质结双极晶体管(Heterojunction Bipolar Transistor：HBT)，但是本公开并不限定于此。晶体管例如也可以是场效应晶体管(Field Effect Transistor：FET)。在该情况下，只要将集电极、基极、发射极分别改读为漏极、栅极、源极即可。晶体管也可以是将多个单位晶体管(也称为“指”)并联地电连接的多指晶体管。所谓单位晶体管，是指构成晶体管的最小限度的结构。
功率放大电路100a具备偏置电路13和偏置电路14。偏置电路13对放大电路11供给偏置电压或电流。偏置电路14对放大电路12供给偏置。
分散电路41与偏置电路13连接。分散电路41作为对偏置电路13向放大电路11供给的偏置(偏置电流或偏置电压)进行调整的调整电路而发挥功能。如后所述，也可以在偏置电路14连接有分散电路41。在该情况下，分散电路41作为对偏置电路14向放大电路12供给的偏置电压或电流进行调整的调整电路而发挥功能。
(分散电路以及偏置电路)
图3是示出分散电路41以及偏置电路13的结构例的图。
在图3中，若着眼于偏置电路13，则偏置电路13包含电阻131、晶体管132、133以及135、和电容器134。
在电阻131的一端被输入恒定的偏置电流Ibias。电阻131的另一端与晶体管132的集电极以及基极电连接。
晶体管132的集电极和基极被电连接。也就是说，晶体管132被进行了二极管连接。晶体管132的发射极与晶体管133的集电极以及基极电连接。
晶体管133的集电极和基极被电连接。也就是说，晶体管133被进行了二极管连接。晶体管133的发射极与基准电位电连接。
电容器134的一端与晶体管132的集电极以及基极电连接。电容器134的另一端与基准电位电连接。电容器134使晶体管132以及133的电压稳定，也就是说，使两个二极管的量的电压稳定。
晶体管135的集电极与恒定的电源电位Vbat电连接。晶体管135的基极与电容器134的一端电连接。在晶体管135的基极被输入恒定的偏置电流。晶体管135的发射极与放大电路11连接。晶体管135将恒定的电流Ief_pwr输出到放大电路11。
此外，在图3中，若着眼于分散电路41，则分散电路41包含晶体管Qd和电阻Rd_b、Rd_c以及Rd_e。电阻Rd_b、Rd_c以及Rd_e也可以是布线电阻。
晶体管Qd是其发射极和基极形成异质结的异质结双极晶体管，发射极的带隙大于基极的带隙。
电阻Rd_b的一端与偏置电路13的晶体管135的基极以及电容器134的一端电连接。电阻Rd_b的另一端与晶体管Qd的基极电连接。
电阻Rd_c的一端与图2中的电感器5的一端电连接。在电阻Rd_c的一端被输入作为包络跟踪电源电位的电源电位Vcc。电阻Rd_c的另一端与晶体管Qd的集电极电连接。
电阻Rd_e的一端与晶体管Qd的发射极电连接。电阻Rd_e的另一端与放大电路11电连接。另外，也可以没有电阻Rd_e。也就是说，也可以是晶体管Qd的发射极与放大电路11电连接。
电阻Rd_b的一端的电位是电容器134的电位(恒定电位)。电阻Rd_c的一端的电位是作为包络跟踪电源电位的电源电位Vcc。因此，晶体管Qd的动作根据电源电位Vcc而变化。
偏置电流Ib是电流Ief_pwr与电流Id_e之和，电流Ief_pwr是晶体管135的发射极电流，电流Id_e是晶体管Qd的发射极电流。也就是说，Ib＝Ief_pwr+Id_e。因此，电流Ief_pwr以及电流Id_e各自对放大电路11内的晶体管的偏置点的调整做出贡献。
分散电路41通过将与电源电位Vcc相应的电流Id_e经由电阻Rd_e输出到放大电路11，从而对偏置电流进行调整。
在本公开中，将电源电位Vcc的下限电位称为第1电位。将电源电位Vcc的上限电位称为第2电位。关于第1电位，可例示1.0V左右，但是本公开并不限定于此。关于第2电位，可例示4.5V左右，但是本公开并不限定于此。
晶体管Qd是异质结双极晶体管。因此，电源电位Vcc以比第1电位高的第3电位(阈值电位)为界，晶体管Qd表现出不同的行为。关于第3电位，可例示3V左右，但是本公开并不限定于此。
在电源电位Vcc比第3电位高的范围，晶体管Qd作为发射极跟随器电路而进行动作。另一方面，在电源电位Vcc为第3电位以下的范围，晶体管Qd作为两个PN结二极管(基极-集电极间的PN结以及基极-发射极问的PN结)而进行动作。
在本公开中，将电流从偏置电路13经由电阻Rb流到放大电路11内的晶体管Qx的基极的路径称为第1电流路径。晶体管135的发射极经由第1电流路径与放大电路11内的晶体管Qx的基极电连接。晶体管Qd的发射极经由电阻Rd_e与第1电流路径电连接。
此外，将电流从偏置电路13经由电阻Rd_b、晶体管Qd的基极-集电极间的PN结、以及电阻Rd_c流到连接点P11的路径称为第2电流路径。晶体管135的基极经由电阻Rd_b与第2电流路径连接。
此外，将电流从连接点P11经由电阻Rd_c、晶体管Qd的集电极-发射极间、电阻Rd_e、以及电阻Rb流到放大电路11内的晶体管Qx的基极的路径称为第3电流路径。
(晶体管作为发射极跟随器电路而进行动作的情况)
对晶体管Qd作为发射极跟随器电路而进行动作的情况进行说明。在该情况下，电流Ief_pwr从偏置电路13经由第1电流路径流到晶体管Qx的基极。与此同时，电流Id_e从连接点P11经由第3电流路径流到晶体管Qx的基极。此时，电流Id_b少至可忽略的程度，因此电流Id_e变得与电流Id_c相等。也就是说，Id_e≈Id_c。
(晶体管作为两个PN结二极管而进行动作的情况)
对晶体管Qd作为两个PN结二极管而进行动作的情况进行说明。在该情况下，电流从偏置电路13经由第2电流路径流到连接点P11。这是因为，晶体管Qd的基极-集电极间的PN结的导通电压比基极-发射极间的PN结的导通电压低，因此电流优先流到晶体管Qd的基极-集电极间。此时，电流Id_c流动的方向是与图3所示的箭头的方向相反的方向。
分散电路41，当电源电位Vcc越低，在从偏置电路13经由第2电流路径流到连接点P11的方向(反方向)上使电流Id_c越增大。换言之，分散电路41，当电源电位Vcc越低，电流Id_b作为电流Id_c而在经由第2电流路径流到连接点P11的方向(反方向)上流动，因此使流到晶体管135的基极的电流越减少。也就是说，分散电路41，当电源电位Vcc越低，晶体管135的基极电流越减少，电流Ief_pwr减少，所以偏置电流Ib也减少。
因此，晶体管Qx的集电极电流Icc也减少。由此，在电源电位Vcc处于第3电位以下的范围的情况下，分散电路41能够使晶体管Qx的增益下降。例如，分散电路41能够使电源电位Vcc为作为下限电位的第1电位的情况下的晶体管Qx的增益比晶体管Qx的最高输出时效率变得最大时的增益下降。由此，分散电路41能够改善功率放大电路的增益分散特性。
(分散电路的动作特性)
图4以及图5是说明分散电路41的动作特性的图。图4示出相对于偏置电流Ibias的电源电位Vcc-集电极电流Icc特性。在图4中，横轴示出电源电位Vcc，纵轴示出集电极电流Icc。
在图4中，单点划线DL1至DL4示出未连接分散电路41的情况下的动作特性，实线SL1至SL4示出连接有分散电路41的情况下的动作特性。单点划线DL1以及实线SL1对应于偏置电流Ibias为相同的值且高的状态，单点划线DL4以及实线SL4对应于偏置电流Ibias为相同的值且低的状态。如图4所示，若着眼于未连接分散电路41的单点划线DL1至DL4的动作特性，则在各偏置电流Ibias的值下，当电源电位Vcc下降时，集电极电流Icc大致恒定或缓慢地减少。
相对于此，若着眼于连接有分散电路41的实线SL1至SL4的各偏置电流Ibias的值，则在电源电位Vcc的值比较高的状态下，实线SL1至SL4与单点划线DL1至DL4大致一致。因此，在电源电位Vcc的值比较高的状态下，成为与未连接分散电路41的情况同样的动作特性。另一方面，在电源电位Vcc的值比较低的状态下，分散电路41进行动作，使得从偏置电路13抽取电流，使集电极电流Icc下降。在本例子中，若电源电位Vcc下降，则实线SL1至SL4所示的动作特性呈直线下降，与单点划线DL1至DL4所示的动作特性相比，集电极电流Icc大幅下降。像这样，在连接有分散电路41的情况下，集电极电流Icc变化的范围向图4中的下侧偏移。如上所述，若电源电位Vcc的值上升，则分散电路41从偏置电路13抽取的电流量下降。因此，在电源电位Vcc的值比较高的状态下，如上所述，实线SL1至SL4所示的动作特性变得与单点划线DL1至DL4所示的动作特性相同。在此，着眼于单点划线DL2以及实线SL2。单点划线DL2以及实线SL2能够关于电源电位Vcc而分为多个区间，例如，能够分为四个区间M1、M2、M3以及M4。在四个区间M1、M2、M3以及M4之中，区间M1是电源电位最高的区间。在四个区间M1、M2、M3以及M4之中，区间M4是电源电位最低的区间。参照图5对各区间M1、M2、M3以及M4中的相对于电源电位Vcc的增益的变动的例子进行说明。另外，增益(gain)与集电极电流Icc成比例地进行增减。
图5是示出相对于功率的增益的特性的图。在图5中，横轴示出输出功率，纵轴示出增益(gain)。在图5中，单点划线对图4中的各区间M1至M4示出未连接分散电路41的情况下的动作特性。在图5中，实线示出连接有分散电路41的情况下的动作特性。
如图5所示，在未连接分散电路41的情况下，与图4中的区间M1至M4对应的各动作特性如单点划线所示，若功率变大，则增益急剧下降。在未连接分散电路41的情况下，在与区间M1至区间M4对应的各动作特性中，增益变化的范围是用箭头Y1示出的幅度。
相对于此，在连接有分散电路41的情况下，与图4中的区间M1至区间M4对应的各动作特性如实线所示，增益下降。特别是，在与图4中的区间M4对应的动作特性中，增益大幅下降。在连接有分散电路41的情况下，在与区间M1至区间M4对应的各动作特性中，增益变化的范围是用箭头Y2示出的幅度。也就是说，在连接有分散电路41的情况下，增益变化的范围像箭头Y2那样成为更宽的幅度。因此，通过在偏置电路13连接分散电路41，从而能够扩大增益变化的范围。关于图4中的其它实线SL1以及单点划线DL1、实线SL3以及单点划线DL3、实线SL4以及单点划线DL4也同样地，能够分为多个区间。而且，通过在偏置电路13连接分散电路41，从而如图5所示，能够在与各区间对应的动作特性中扩大增益变化的范围。
在图2所示的第1比较例的功率放大电路100a中，在放大电路11连接有分散电路41。因此，在放大电路11为差动放大电路的情况下，有时由于布线长度的不同等而成为非对称的配置，无法保持差动放大电路的对称性。
(第2比较例)
图6是示出基于第2比较例的功率放大电路的图。如图6所示，第2比较例的功率放大电路100b具有放大电路12a以及12b。放大电路12a以及12b构成差动放大电路。
在初级的放大电路11与放大电路12a以及12b之间设置有变压器21。变压器21的一次绕组和变压器21的二次绕组进行电磁场耦合，将一次绕组侧的信号传递到二次绕组侧。变压器21的一次绕组的一端经由电感器5与电源电位Vcc连接。变压器21作为匹配电路而进行动作。
在放大电路12a以及12b的输出侧设置有变压器22。变压器22的一次绕组和变压器22的二次绕组进行电磁耦合，将一次绕组侧的信号传递到二次绕组侧。变压器22的一次绕组的一端与放大电路12a的输出连接。变压器22的一次绕组的另一端与放大电路12b的输出连接。
变压器22的一次绕组的中点P22与电源电位Vcc连接。变压器22作为匹配电路而进行动作。本公开中的中点并不意味着成为变压器22的一次绕组的电感值的一半的位置，而是定义为变压器22的一次绕组的制造偏差的范畴内的一次绕组的一半。
在放大电路12a以及12b连接有偏置电路14。偏置电路14对放大电路12a以及12b供给偏置电流。
在放大电路12a的输出侧连接有分散电路41a。在放大电路12b的输出侧连接有分散电路41b。分散电路41a以及41b对从偏置电路14供给到放大电路12a以及12b的偏置电流进行调整。
在图6所示的第2比较例的功率放大电路100b中，在放大电路12a连接有分散电路41a，在放大电路12b连接有分散电路41b。因此，根据布线长度等，有时无法充分地保持包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性。
关于分散电路，存在对高频信号的振幅小的初级放大电路的电源应用分散电路的情况和对后级放大电路的电源应用分散电路的情况。根据***，还存在仅后级进行ET动作的要求，在该情况下，后级输出的高频信号的振幅有可能会泄漏到偏置电路而进行误动作。近年来，高输出化要求强烈，该问题变得显著。
此外，有时为了应对高输出而使用差动放大电路。在差动放大电路中，对称性成为重要设计要素。在此，所谓对称性，是指差动放大电路的正侧(+侧)和负侧(-侧)的增益或损耗相同、对于差动放大电路的正侧(+侧)和负侧(-侧)的相位差为180度没有相位偏移、差动放大电路的正侧(+侧)的偏置电路的阻抗和负侧(-侧)的偏置电路的阻抗相同。为了实现该对称性，还有对称地连接多个分散电路等方法。然而，在该情况下，电路规模有可能扩大。
<第2实施方式>
图7是示出基于第2实施方式的功率放大电路的图。
[结构]
如图7所示，基于第2实施方式的功率放大电路100c与图6所示的功率放大电路100b同样地，具有放大电路12a以及12b。放大电路12a以及12b构成差动放大电路。在放大电路12a的输出侧连接有单个分散电路41。分散电路41对从偏置电路14供给到放大电路12a以及12b的偏置进行控制。功率放大电路100c的其它结构与参照图6说明的基于第1比较例的功率放大电路100b相同。
另外，功率放大电路100c设为包含放大电路11、放大电路12a以及12b这样的两级的放大电路，但是本公开并不限定于此。功率放大电路100c也可以包含一级放大电路或三级以上的放大电路。例如，功率放大电路100c也可以进一步包含***到放大电路11与放大电路12a以及12b之间的一个或多个放大电路。此外，例如也可以是，功率放大电路100c包含放大电路12a以及12b，且不包含放大电路11。
[动作]
输入到输入端子10的高频输入信号RFin经由匹配电路1输入到放大电路11。放大电路11将输入的信号放大并输出。放大电路11的输出信号是单端口信号。放大电路11的输出信号输入到变压器21的一次绕组的一端。
变压器21的二次绕组侧的信号输入到放大电路12。放大电路12a、12b将经由变压器21输入的信号放大。放大电路12a、12b将放大了的信号作为一对差动信号而输出。从放大电路12a、12b输出的一对差动信号输入到变压器22的一次绕组侧。从变压器22的二次绕组侧对输出端子20输出作为单端口信号的高频输出信号RFout。
偏置电路13对放大电路11的基极或栅极供给偏置(即，偏置电流或偏置电压)。偏置电路14对放大电路12a、12b供给偏置(即，偏置电流或偏置电压)。分散电路41基于从放大电路12a输出的信号对供给到放大电路12a、12b的偏置进行控制。由此，由分散电路41进行控制的偏置被供给到放大电路12a、12b。
在此，分散电路41与变压器22的一次绕组的中心抽头，即，中点P22连接。中点P22成为高频信号的假想接地点。即，不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性造成影响。因此，即使高频信号的振幅大幅波动而变化，也能够使包含放大电路12a以及12b的差动放大电路适当地进行动作。因此，即使成为非对称的布线结构也没有关系。另外，因为与假想接地点连接，所以关于高频信号的奇数次频率的信号，会被抵消，因此不会对差动放大电路的对称性造成影响。
此外，通过与中点P22连接，从而与高频信号分离，因此能够使分散电路41的电阻值下降。通过使分散电路41的电阻值下降，从而能够使参照图4说明的实线SL1至SL4的斜率增大，能够扩大增益变化的范围(参照图5)。
一般来说，在各放大级的输出、高频信号的线路连接分散电路的情况下，为了确保隔离度，需要将分散电路的电阻值设为几kΩ量级。相对于此，通过像本公开这样在变压器的中点连接分散电路，从而可确保隔离度，因此能够将电阻值降低至几百Ω量级，能够增大参照图4说明的实线SL1至SL4的斜率。
(具体的结构例)
图8是示出基于第2实施方式的功率放大电路100c的更具体的结构例的图。如图8所示，输入端子10与匹配电路1连接。在匹配电路1与放大电路11之间设置有电容器C12。在放大电路11的输入侧经由电阻Rb11连接有偏置电路13。放大电路11具有晶体管Q11。
放大电路11的输出侧与变压器21的一次绕组连接。变压器21的二次绕组经由电容器C13、C14与放大电路12a、12b连接。放大电路12a具有晶体管Q1。放大电路12b具有晶体管Q2。放大电路12a、12b的输出侧与变压器22的一次绕组连接。变压器22的二次绕组与输出端子20连接。
放大电路12a的输入侧经由电阻Rb1与偏置电路14连接。放大电路12b的输入侧经由电阻Rb2与偏置电路14连接。偏置电路14是与参照图3说明的偏置电路13相同的结构。即，偏置电路14包含电阻141、晶体管142、143以及145、和电容器144。偏置电路14与图3中的偏置电路13同样地进行动作。在偏置电路14连接有分散电路41。分散电路41与参照图3说明的偏置电路13同样地，对从偏置电路14供给到放大电路12a、12b的偏置进行控制。
分散电路41与变压器22的一次绕组的中心抽头，即，中点P22连接。因为分散电路41与中点P22连接，所以不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性造成影响。不是对放大电路12a、12b分别设置分散电路，而是设置有汇总为一个的分散电路41。能够在不破坏包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性的情况下将分散电路汇总为一个，因此能够将电路的规模小型化。
另外，与设置在电源电路的扼流线圈不同，关于变压器22的中点P22，并不需要去耦电容。
<第3实施方式>
图9是示出基于第3实施方式的功率放大电路的图。如图9所示，基于第3实施方式的功率放大电路100d与图7的功率放大电路100c同样地，具有与变压器22的一次绕组的中心抽头，即，中点P22连接的分散电路41。但是，与图7的功率放大电路100c不同，分散电路41对从偏置电路13供给到初级的放大电路11的偏置电流进行调整。中点P22成为高频信号的假想接地点。因为分散电路41与中点P22连接，所以分散电路41不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性造成影响。
<第4实施方式>
图10是示出基于第4实施方式的功率放大电路的图。如图10所示，基于第4实施方式的功率放大电路100e与图9的功率放大电路100d不同，在放大电路12a、12b连接有偏置电路14a、14b。偏置电路14a对放大电路12a供给偏置电流。偏置电路14b对放大电路12b供给偏置电流。
在基于第4实施方式的功率放大电路100e中，与图9的功率放大电路100d同样地，分散电路41与变压器22的一次绕组的中心抽头，即，中点P22连接。中点P22成为高频信号的假想接地点。因为分散电路41与中点P22连接，所以分散电路41不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性造成影响。
<第5实施方式>
图11是示出基于第5实施方式的功率放大电路的图。如图11所示，基于第5实施方式的功率放大电路100f与图10的功率放大电路100e不同，在对应于放大电路12a的偏置电路14a连接有分散电路41a，在对应于放大电路12b的偏置电路14b连接有分散电路41b。分散电路41a对供给到放大电路12a的偏置电流进行调整。分散电路41b对供给到放大电路12b的偏置电流进行调整。
在基于第5实施方式的功率放大电路100f中，与图9的功率放大电路100d同样地，分散电路41a、41b与变压器22的一次绕组的中心抽头，即，中点P22连接。中点P22成为高频信号的假想接地点。因为分散电路41a、41b与中点P22连接，所以分散电路41a、41b不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性造成影响。
(基板上的配置例)
图12以及图13是示出功率放大电路100f的基板上的配置例的图。图12是示出基板的上表面的图像的图。图13是示出基板的剖面的图像的图。
如图12以及图13所示，在基板S1上搭载有芯片S2。芯片S2设置有放大电路12a以及12b、偏置电路14a以及14b、分散电路41a以及41b。在基板S1的与芯片S2相邻的位置设置有包含布线图案221、222以及222’的变压器22。另外，关于放大电路11、偏置电路13，虽然省略了图示，但是配置在芯片S2的内部。在本实施例中，芯片S2和基板S1是倒装芯片安装，但是也可以是通过引线接合的安装。
在本实施例中，基板S1例如具有层L1至L5这五个层。层L1至L5是树脂层。在层L1至L5的上侧或下侧形成具有导电性的布线图案等。在层L1上搭载有芯片S2。在层L1设置有端子T1。端子T1相当于输出端子20。在图13记载的层L5设置有端子T2以及T3。在端子T2被施加电源电位Vcc。在端子T3被施加基准电位。
端子T2通过过孔B1与内部布线图案H1连接。在内部布线图案H1连接有过孔B2。通过过孔B1、内部布线图案H1以及过孔B2对芯片S2的分散电路41a以及41b供给电源电位Vcc。
在层L1上设置有布线图案222，在层L3上设置有布线图案222’。在层L2上设置有布线图案221。布线图案221经由过孔B3与芯片S2连接。布线图案221相当于变压器22的一次绕组。布线图案222和布线图案222’通过过孔B4电连接。布线图案222’经由过孔B5与端子T3连接。布线图案222以及布线图案222’相当于变压器22的二次绕组。
像这样，变压器22包含多个层，相当于一次绕组的布线图案221和相当于二次绕组的布线图案222以及222’形成在相互不同的层。而且，相当于一次绕组的布线图案221和相当于二次绕组的布线图案222以及222’进行电磁场耦合。基于其它实施方式的变压器21、22等也是同样的结构。
此外，布线图案221经由过孔B6与内部布线图案H1连接。过孔B6相当于变压器22的中心抽头，即，中点P22。因此，分散电路41a以及41b与变压器22的中点P22连接。
变压器22的中点P22成为高频信号的假想接地点。因为分散电路41a以及41b与中点P22连接，所以分散电路41a以及41b不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性造成影响。
在图12中，若着眼于分散电路41a以及41b的配置，则在芯片S2中，分散电路41a和分散电路41b未被对称地配置。即，从被施加电源电位Vcc的端子T2到分散电路41a的布线长度和从端子T2到分散电路41b的布线长度不同。即使像这样具有非对称的布线，因为分散电路41a以及41b与中点P22连接，所以也不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的动作的对称性造成影响。
<第6实施方式>
图14是示出基于第6实施方式的功率放大电路的图。如图14所示，基于第6实施方式的功率放大电路100g具有放大电路11a以及11b。这些初级的放大电路11a以及11b构成差动放大电路。也就是说，功率放大电路100g包含级联的第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)以及第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)，变压器21设置在第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)与第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)之间。
基于第6实施方式的功率放大电路100g具有与对应于放大电路12a、12b的偏置电路14连接的分散电路41。分散电路41对供给到放大电路12a、12b的偏置电流进行调整。
在基于第6实施方式的功率放大电路100g中，分散电路41与变压器21的一次绕组的中心抽头，即，中点P21连接。中点P21成为高频信号的假想接地点。因为分散电路41与中点P21连接，所以分散电路41不会对包含放大电路11a以及11b的差动放大电路的对称性造成影响。
<第7实施方式>
图15是示出基于第7实施方式的功率放大电路的图。如图15所示，基于第7实施方式的功率放大电路100h与图14的功率放大电路100g同样地，具有构成差动放大电路的放大电路11a以及11b。也就是说，功率放大电路100h包含级联的第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)以及第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)，变压器21设置在第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)与第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)之间。
基于第7实施方式的功率放大电路100h与图11的功率放大电路100f同样地，在对应于放大电路12a的偏置电路14a连接有分散电路41a，在对应于放大电路12b的偏置电路14b连接有分散电路41b。分散电路41a对供给到放大电路12a的偏置电流进行调整。分散电路41b对供给到放大电路12b的偏置电流进行调整。
在基于第7实施方式的功率放大电路100h中，分散电路41a、41b与变压器21的一次绕组的中心抽头，即，中点P21连接。因为分散电路41a、41b与中点P21连接，所以分散电路41a、41b不会对包含放大电路11a以及11b的差动放大电路的对称性造成影响。
<第8实施方式>
图16是示出基于第8实施方式的功率放大电路的图。如图16所示，基于第8实施方式的功率放大电路100i与图14的功率放大电路100g同样地，具有构成差动放大电路的放大电路11a以及11b。也就是说，功率放大电路100g包含级联的第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)以及第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)，变压器21设置在第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)与第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)之间。
基于第8实施方式的功率放大电路100i具有与对应于放大电路11a、11b的偏置电路13连接的分散电路41。分散电路41对供给到放大电路11a、11b的偏置电流进行调整。
在基于第8实施方式的功率放大电路100i中，分散电路41与变压器21的一次绕组的中心抽头，即，中点P21连接。中点P21成为高频信号的假想接地点。因为分散电路41与中点P21连接，所以分散电路41不会对包含放大电路11a以及11b的差动放大电路的对称性造成影响。此外，通过对放大电路11a以及11b公共地设置分散电路41，从而与对放大电路11a以及11b分别设置分散电路41的情况相比，能够减小电路整体的规模。
<第9实施方式>
图17是示出基于第9实施方式的功率放大电路的图。如图17所示，基于第9实施方式的功率放大电路100j与图15的功率放大电路100h同样地，具有构成差动放大电路的放大电路11a以及11b。也就是说，功率放大电路100j包含级联的第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)以及第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)，变压器21设置在第1差动放大电路(放大电路11a以及11b)与第2差动放大电路(放大电路12a以及12b)之间。
在基于第9实施方式的功率放大电路100j中，在对应于放大电路11a的偏置电路13a连接有分散电路41a，在对应于放大电路11b的偏置电路13b连接有分散电路41b。分散电路41a对供给到放大电路11a的偏置电流进行调整。分散电路41b对供给到放大电路11b的偏置电流进行调整。
在基于第9实施方式的功率放大电路100j中，分散电路41a、41b与变压器21的一次绕组的中心抽头，即，中点P21连接。中点P21成为高频信号的假想接地点。因为分散电路41a、41b与中点P21连接，所以分散电路41a、41b不会对包含放大电路11a以及11b的差动放大电路的对称性造成影响。
<第10实施方式>
图18是示出基于第10实施方式的功率放大电路的图。如图18所示，基于第10实施方式的功率放大电路100k是在图7的功率放大电路100c追加了作为高频带除去滤波器(high-cut filter)的滤波器31的结构。滤波器31连接在变压器22的一次绕组的中心抽头，即，中点P22与分散电路41之间。滤波器31具有串联连接的电容器C31和电感器L31。电容器C31的一端与中点P22连接。电容器C31的另一端和电感器L31的一端连接。电感器L31的另一端与基准电位电连接。滤波器31是LC串联谐振电路。
在变压器22的中点P22处，发送频率fo的奇数次频率(基波频率fo、3倍波频率3fo、…)被抵消，但是偶数次频率(2倍波频率2fo、4倍波频率4fo、…)不被抵消。在偶数次频率的谐波产生得大的情况下，谐波有可能会泄漏到电源电位Vcc侧。为了抑制该情况，在本实施方式中，追加了滤波器31。滤波器31在偶数次频率(例如，2倍波2fo)谐振。通过设置有滤波器31，从而能够抑制如箭头Vp所示的偶数次频率的功率向电源电位Vcc的泄漏。
图19是示出滤波器31的特性的例子的图。图19的横轴示出基波频率fo、2倍波频率2fo、3倍波频率3fo、4倍波频率4fo。图19的纵轴示出各频率下的功率。关于2倍波频率2fo，用虚线H示出未设置滤波器31的情况下的功率，用实线J示出设置了滤波器31的情况下的功率。如图19所示，在变压器22的中点P22处，发送频率fo的奇数次频率(基波频率fo、3倍波频率3fo、…)被抵消。相对于此，偶数次频率(2倍波频率2fo、4倍波频率4fo、…)不被抵消。在未设置滤波器31的情况下，如虚线H所示，2倍波频率2fo具有比4倍波频率4fo大的功率。在设置了在2倍波2fo谐振的滤波器31的情况下，2倍波频率2fo的功率下降为与4倍波频率4fo相同的程度。也就是说，通过设置有滤波器31，从而能够抑制如图18中的箭头Yp所示的偶数次频率的功率向电源电位Vcc的泄漏。
在图18中，中点P22成为高频信号的假想接地点。因此，与中点P22连接的滤波器31不会对包含放大电路12a以及12b的差动放大电路的对称性造成影响。
<总结>
在对电源电位Vcc连接具有电源电压依赖性的分散电路的情况下，将其连接于输出侧的变压器的一次侧的中点。变压器的中点对高频信号而言成为假想接地点。因此，即使高频信号的振幅由于功率级放大电路的大的功率而波动，也能够传递来自电源电位Vcc的DC的反馈性。由此，不会产生误动作，可得到由增益分散电路带来的效果。
在差动放大电路的情况下，为了对分路的两个放大电路的输出进行合成，设置两组晶体管。此时，因为对两个放大电路的输出进行合成，所以两个放大电路的对称性变得重要。变压器的中点对高频信号而言成为假想接地点，因此与中点连接的部分没有对称性也没有关系。
在偏置电路只有一个的情况下，为了保持对称性，需要配置在两个放大电路之间(正中间)。如上所述，通过与变压器的中点连接，从而从物理布局方面容易保持对称性。

Claims (6)

1.一种功率放大电路，包含：
差动放大电路，对高频信号进行放大；
变压器，设置在所述差动放大电路的输出侧，具有一次绕组以及二次绕组；以及
调整电路，与所述变压器的所述一次绕组的中点连接，
所述调整电路基于根据所述高频信号的包络线控制的电源电压，对供给到所述差动放大电路的偏置电流或偏置电压进行调整。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
包含级联的第1所述差动放大电路以及第2所述差动放大电路，
所述变压器设置在第1所述差动放大电路与第2所述差动放大电路之间。
3.根据权利要求2所述的功率放大电路，其中，
所述调整电路对供给到第1所述差动放大电路的偏置电流或偏置电压进行调整。
4.根据权利要求2所述的功率放大电路，其中，
所述调整电路对供给到第2所述差动放大电路的偏置电流或偏置电压进行调整。
5.根据权利要求1至权利要求4中的任一项所述的功率放大电路，其中，
还包含：高频带除去滤波器，与所述一次绕组的中点电连接。
6.根据权利要求1至权利要求5中的任一项所述的功率放大电路，其中，
所述变压器由层叠多个层而成的层叠基板来实现，
所述一次绕组和所述二次绕组配置在所述层叠基板的相互不同的层。
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