CN114142715A - 大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及*** - Google Patents

大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及*** Download PDF

Info

Publication number
CN114142715A
CN114142715A CN202111470208.6A CN202111470208A CN114142715A CN 114142715 A CN114142715 A CN 114142715A CN 202111470208 A CN202111470208 A CN 202111470208A CN 114142715 A CN114142715 A CN 114142715A
Authority
CN
China
Prior art keywords
common
mode
sampling
inverter
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202111470208.6A
Other languages
English (en)
Inventor
张承慧
张锐
邢相洋
陈志远
刘玺
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shandong University
Original Assignee
Shandong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shandong University filed Critical Shandong University
Priority to CN202111470208.6A priority Critical patent/CN114142715A/zh
Publication of CN114142715A publication Critical patent/CN114142715A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2203/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
    • H02J2203/20—Simulating, e g planning, reliability check, modelling or computer assisted design [CAD]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***，包括：建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，得到保持共模控制***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围；采用多采样模式，在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新，每隔一个采样周期更新占空比；在多采样模式下将每台逆变器的逆变侧三相输出电流相加后与参考值做差，送入逆变器侧共模电流控制器，通过实时调整N型和P型小矢量作用时间来抑制共模电压，从而抑制共模谐振环流。本发明首次将多采样方法推广到了共模控制中，在不增加成本和控制难度的情况，可以大幅降低控制延迟，提高***的稳定裕度和控制带宽，有效抑制共模谐振环流，提高电能质量。

Description

大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***
技术领域
本发明涉及共模谐振环流抑制技术领域，尤其涉及一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
光伏发电的快速增长为环境污染和化石能源短缺等问题起到了巨大作用。在光伏发电***中，逆变器扮演着能量转换的角色。其中，三电平逆变器以其低功耗、输出电流质量好等优点在可再生能源发电中越来越受到欢迎。同时，随着装机容量的不断增加，三电平逆变器的并联运行受到了广泛的关注。然而，并联***中不可避免地会产生零序环流，使输出电流畸变，降低***的稳定性，严重时会危及设备运行和工作人员安全。
零序环流由高频共模电流和低频共模电流组成，零阻抗分流方法是抑制并联三电平逆变器高频共模电流的一种解决方案，相较于传统采用控制和调制抑制高频共模电流的方法，它几乎不增加成本且大大降低了控制和调制的难度。然而，由于共模电路的改变，零阻抗分流方法会带来内部共模谐振环流和外部共模谐振环流，影响***稳定性。
逆变器侧共模电流反馈控制或电网侧共模电流反馈控制均可抑制共模谐振环流，在实际应用中，逆变器的输出侧往往会安装电流传感器来实现过流保护，因此，出于降低成本的考虑，在以往的文献中多采用无需安装额外传感器的逆变器侧共模电流反馈控制来实现共模谐振环流的抑制。
然而，在大功率应用中，由于逆变器的开关频率通常较低以减少功率损耗，此时数字控制器的延迟将威胁到逆变器侧共模电流反馈控制的稳定性，谐振环流无法得到有效抑制。而且相比于高开关频率工况，低开关频率高延迟下的逆变器侧共模电流反馈控制的稳定裕度和控制带宽都会发生改变，控制器参数也不再适用。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提出了一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***，通过分析不同采样模式下的延时对***稳定性的影响，得出了使得***保持稳定所需的采样频率和控制延时的范围，将多采样方法推广到共模电流控制中，在不增加成本和控制难度的情况，可以大幅降低控制延迟，提高***的稳定裕度和控制带宽，实现了在大功率低开关频率下的共模谐振电流有效抑制；解决了大功率场合下传统共模电流反馈控制失稳、控制参数不适用的问题。
在一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，包括：
建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，得到保持共模控制***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围；
采用多采样模式，在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新，每隔一个采样周期更新占空比；
在多采样模式下将每台逆变器的逆变侧三相输出电流相加后与参考值做差，送入逆变器侧共模电流控制器，通过实时调整N型和P型小矢量作用时间来抑制共模电压，从而抑制共模谐振环流。
作为进一步地方案，将上下电容的电压VN和VP的差值输入比例控制器，以改变冗余向量的驻留时间，保持中点电压平衡。
作为进一步地方案，所述大功率并联逆变器包括：多个共直流侧和共交流侧的逆变器，每台逆变器包括三相桥臂，三相桥臂输出侧经LCL滤波器与电网相连，直流侧包括两个串联的滤波电容，所述两个滤波电容中间形成一个中性点；所述LCL滤波器的电容公共端直接连接到直流侧两个滤波电容的中性点处。
作为进一步地方案，建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，具体包括：
Figure BDA0003391553510000031
其中，KPWM为PWM增益，Gc(s)＝Kp+Ki/S为PI控制器的传递函数，Kp和Ki分别为控制参数；Gd(s)＝e-3sTc/2为总延时环节，Tc为采样周期；GiZVZ为第l个逆变器的逆变侧共模电流iZl与共模电压的传递函数，L和Lg为逆变侧和电网侧的滤波电感，Cf为滤波电容，m为并联逆变器台数。
作为进一步地方案，得到保持共模控制***稳定的控制延迟应满足如下约束条件：
Figure BDA0003391553510000032
其中，Td为总延时时间；Tc为采样周期；ω1为谐振角频率。
作为进一步地方案，得到保持共模控制***稳定的采样频率的取值范围为：
Figure BDA0003391553510000033
其中，Td为总延时时间；fc为采样频率；f1为谐振频率。
在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制***，包括：
***稳定参数确定模块，用于建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，得到保持共模控制***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围；
多采样模块，用于采用多采样模式，在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新，每隔一个采样周期更新占空比；
共模谐振环流抑制模块，用于在多采样模式下将每台逆变器的逆变侧三相输出电流相加后与参考值做差，送入逆变器侧共模电流控制器，通过实时调整N型和P型小矢量作用时间来抑制共模电压，从而抑制共模谐振环流。
作为进一步地方案，还包括：
中点电压平衡模块，用于将上下电容的电压VN和VP的差值输入比例控制器，以改变冗余向量的驻留时间，保持中点电压平衡。
在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种终端设备，其包括处理器和存储器，处理器用于实现各指令；存储器用于存储多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行上述的大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法。
在另一些实施方式中，采用如下技术方案：
一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行上述的大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明首次建立了考虑延迟的零阻抗分流并联逆变器逆变侧共模电流反馈控制***的数学模型，分析得出不同采样模式下的控制延迟对***稳定性的影响；同时推导得出保证***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围，提供了逆变侧共模电流反馈控制***的稳定判据，为大功率低开关频率下***采样频率的选取提供参照。
(2)本发明给出了不同采样方式下、不同延迟时间下逆变侧共模电流反馈控制***的稳定裕度和控制带宽，得出不同逆变器数量对***稳定性的影响，为多台逆变器并联***的控制器参数设计提供依据；同时可以在保证***稳定的前提下设计最优的控制器参数。
(3)本发明采用逆变侧共模电流反馈控制，与过流保护装置共用同一组传感器，降低成本。
(4)本发明提出了改进的逆变侧共模谐振环流抑制方法，首次将多采样方法推广到了共模控制中，在不增加成本和控制难度的情况，可以大幅降低控制延迟，提高***的稳定裕度和控制带宽，有效抑制共模谐振环流，提高电能质量。
(5)本发明不仅适用于并联三电平T型逆变器，可适用于两电平、中点钳位式、多电平等不同变流器拓扑，实用性强，应用场景广泛。
本发明的其他特征和附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本方面的实践了解到。
附图说明
图1(a)-(b)分别为零阻抗分流的并联三电平逆变器拓扑结构图和共模谐振电流等效电路图；
图2(a)-(b)分别为对称采样和不对称采样的数字控制过程图；
图3为逆变器侧共模电流反馈控制流程图；
图4(a)-(d)分别为对称采样和不对称采样下共模控制回路的伯德图和零极点图；
图5为多采样的数字控制过程图；
图6为改进的逆变侧共模谐振环流抑制方法的控制流程图；
图7(a)-(d)分别为在不同次数多采样下提出方法的伯德图和零极点图；
图8(a)-(c)分别为不同控制方法下的电网电流、电网侧环流和逆变侧环流；其中，图8(a)10kHz开关频率下常规方法的控制效果；图8(b)4kHz开关频率下常规方法的控制效果；图8(c)4kHz开关频率下的本发明方法的控制效果；
图9(a)-(b)分别为不同采样系数下随kp变化的电网电流、电网侧环流和逆变侧环流；其中，图9(a)采样系数为4时提出方法的控制效果；图9(b)采样系数为8时提出方法的控制效果；
图10为参考电流变化时的电网电流、电网侧环流和逆变侧环流。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本发明使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
实施例一
采用零阻抗分流方法抑制高频共模电流，但由于共模电路的改变，会同时带来内部共模谐振环流和外部共模谐振环流，影响***稳定性。为了抑制共模谐振环流，采用无需安装额外传感器的逆变器侧共模电流反馈控制。
然而，在大功率应用中，由于逆变器的开关频率通常较低以减少功率损耗，此时数字控制器的延迟将威胁到逆变器侧共模电流反馈控制的稳定性，谐振环流无法得到有效抑制。而且相比于高开关频率工况，低开关频率高延迟下的逆变器侧共模电流反馈控制的稳定裕度和控制带宽都会发生改变，控制器参数也不再适用。
基于此，在一个或多个实施方式中，公开了一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，包括如下过程：
(1)建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，得到保持共模控制***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围；
(2)采用多采样模式，在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新，每隔一个采样周期更新占空比；
(3)在多采样模式下将每台逆变器的逆变侧三相输出电流相加后与参考值做差，送入逆变器侧共模电流控制器，通过实时调整N型和P型小矢量作用时间来抑制共模电压，从而抑制共模谐振环流。
具体地，本实施例首先建立了控制延迟模型和考虑延迟的逆变器侧共模电流反馈控制模型。分析了不同采样方式和并联逆变器的数量对***的稳定裕度和控制带宽的影响。在此基础上，分析和推导了保持***稳定的控制延迟的范围，得到了低开关频率下控制器参数的取值范围。最后，将多采样方法推广到了逆变器侧共模电流反馈控制策略中，提出了改进的共模谐振环流抑制方法，通过提高单个周期内的采样次数，减少延迟时间，在不增加成本和控制难度的情况，可以大幅降低控制延迟，提高***的稳定裕度和控制带宽。
并联三电平逆变器为多个共直流侧和共交流侧的T型逆变器，每台逆变器包括三相桥臂，每个桥臂包括四个开关管，每个开关管由控制***中的控制器通过调理电路和驱动电路直接控制，桥臂输出侧经LCL滤波器与电网相连，直流侧包括两个串联的相同的滤波电容，在两个电容中间形成一个中性点。
图1(a)为并联三电平T型逆变器拓扑结构图。每相包含四个开关管Sa11，Sa21，Sa31，Sa41，其中Sa21和Sa31与直流侧上下电容C1、C2的中点相连，每个开关管由控制***中的控制器通过调理电路和驱动电路直接控制。逆变器的输出端经LCL滤波器与电网相连，用于消除谐波和高频共模电流。
采用零阻抗分流方法，将直流侧上下电容C1、C2的中点与LCL滤波器的电容公共点直接相连，形成一条低阻抗的高频共模电流电路，从而抑制高频共模电流。
控制***包括保护电路、驱动电路、采样调理电路和控制电路，三电平逆变器的信号经过采样调理电路连接到控制器，所述控制器与保护电路通信，实现过流和过压保护，控制器连接驱动电路，控制器输出的PWM信号经过驱动电路的隔离放大送到开关管的控制极，控制开关管的开通与关断。
采样调理电路采集与调理并联逆变器的逆变侧输出电流，直流侧电容电压和三相电网电压值。
图1(b)为共模谐振电流等效电路图，可以看出零阻抗分流方法会同时产生内部共模谐振环流和外部共模谐振环流，这将导致***不稳定。此外，内部和外部的共模谐振电流都通过逆变器侧的共模回路，这表明逆变器侧共模电流同时包含内部和外部共模谐振环流。因此，基于逆变侧共模电流反馈的共模电流控制可以同时实现对内部共模谐振环流和外部共模谐振环流的有效抑制。
然而，由于LCL滤波器存在谐振问题，***可能不稳定。根据戴维南定理，第l个逆变器的逆变侧共模电流iZl与共模电压的传递函数可表示为
Figure BDA0003391553510000091
可以得到谐振频率f1和f2为
Figure BDA0003391553510000092
Figure BDA0003391553510000093
由于谐振峰的存在，***可能不稳定。特别是在大功率应用中，逆变器的开关频率往往较低以减少功率损耗。在这种情况下，控制延迟不可忽视，因为这会降低控制带宽，甚至导致传统逆变侧共模电流反馈控制不稳定。
图2(a)-(b)为对称采样和不对称采样的数字控制过程图，Tc为采样周期，Ts为开关周期。数字控制器不可避免地引入了控制延迟，常规的采样方法多采用对称采样和不对称采样两种方式，其所带来的控制延迟包括计算延迟(Tcal)和PWM延迟(TPWM)。
控制延迟：反馈控制所需要的逆变侧共模电流在开关周期的开始或中间进行采样和更新，以计算占空比d*。考虑到采样和计算需要一定的时间，一般保留一个采样间隔来更新占空比。在数字控制器中，当计数器达到零或周期值时，占空比d*更新到比较寄存器，这在控制回路中引入了计算延迟。因此,计算延迟Tcal等于采样周期Tc,对称采样和不对称采样的计算延迟为Ts和Ts/2。
PWM延迟：在PWM调制中，由于占空比信号在一个采样周期Tc内保持恒定，具有零阶保持器的特点。因此，会带来PWM延时。如图2(a)所示，占空比信号更新后输出电压不会立即发生变化，相对于更新时间的延迟可得为
Tss1＝Ts/2-dTs/2＝(1-d)Tc/2 (4)
Tss2＝Ts/2+dTs/2＝(1+d)Tc/2 (5)
建立PWM小信号模型，对称采样在s域和频域的PWM模型可分别表示为
Figure BDA0003391553510000101
Figure BDA0003391553510000102
类似的，如图2(b)所示，非对称采样的PWM模型可以表示为
Figure BDA0003391553510000103
Figure BDA0003391553510000104
由于采样周期Tc很短，PWM模型可以近似为一个纯延迟环节。因此，由(7)和(9)可知，对称采样和非对称采样的PWM延时是采样周期的一半。总控制延迟可得为
Td＝Tcal+TPWM＝3Tc/2 (10)
在大功率场合中，为了降低开关损耗，逆变器的开关频率往往较低，常规数字采样方法的控制延迟会增大，从而改变***的相频特性，可能导致***不稳定。
图3为逆变器侧共模电流反馈控制流程图,控制器为PI控制器,为了有效抑制共模谐振环流,共模谐振环流的给定值设置为零,将给定值与实际值的差值送入PI控制器后，输出占空比信号，经延迟环节Gd(s)和被控对象，得到实际输出电流。为分析***的稳定性，求出逆变侧共模电流反馈控制的开环传函为：
Figure BDA0003391553510000111
图4(a)-(d)为对称采样和不对称采样下共模控制回路的伯德图和零极点图，对称采样和不对称采样的控制延迟分别为
Figure BDA0003391553510000112
和
Figure BDA0003391553510000113
从图4(a)中可以看出在没有控制延迟的情况下，相频曲线与-π没有交叉点，由奈奎斯特稳定性判据可知***是稳定的。但当采用对称采样或非对称采样时，相位滞后会增大，可以明显看出，两种常规采样方法在谐振频率f1处存在负交叉，因此共模控制***不稳定。
为了进一步说明不同控制延迟下的***稳定性，开环传函的幅值和相位可推导为(12)和(13)。其中，由于积分项对***稳定性影响较小，PI控制器可以近似为一个比例环节。
Figure BDA0003391553510000114
Figure BDA0003391553510000121
为了消除谐振频率f1处的负交叉，由(13)可知，控制延迟应满足以下约束条件。
Figure BDA0003391553510000122
由于减小控制延迟可以增加***带宽，所以(14)中的控制延迟应该尽可能小。将ω1＝2πf1和fc＝1/Tc代入(14)可得***稳定所需的采样频率范围为
Figure BDA0003391553510000123
由此可知，为共模电流控制***稳定，采样频率需大于6倍的谐振频率f1，而为了消除开关频率处的谐波，通常将谐振频率f1设置为fs/4～fs/2。从图2(a)-(b)可以看出，对称采样和非对称采样的采样频率分别为fs和2fs，均不能确保一直大于6f1，***无法保持稳定。
通过图4(c)-(d)中***闭环传递函数在离散域的零极点图可以验证上述分析，离散域的闭环传函可以表示为
Gcl(z)＝Z{Gl(s)/[1+Gl(s)]} (16)
由于高频段的幅频特性主要受PI控制器的参数Kp影响，因此逆变侧共模电流反馈控制***的稳定裕度和带宽可以通过Kp的值来反映。随着Kp的增大，***具有更高的截止频率和更快的动态响应速度。图4(b)-(d)反映了不同采样方法对***稳定性的影响。图4(b)给出了不考虑控制延迟时的零极点随Kp变化的情况，可见极点始终位于单位圆内，说明***是稳定的。但是，如图4(c)和图4(d)所示，当***考虑由对称采样和非对称采样引起的控制延迟时，在单位圆外始终存在两个极点。因此，此时***无法保持稳定。
综上所述，由于大功率逆变器的开关频率较低，对称采样和非对称采样都不能保持***稳定。
上述对逆变侧共模电流反馈控制模型的分析表明，常规采样模式造成的较大的控制延迟是使得CM谐振电流控制不稳定的主要原因。为了克服这一限制，多采样模式提供了一个有吸引力的解决方案，它既可以减少计算延迟，又可以减少PWM延迟，从而降低了谐振电流抑制的控制延迟，提高了***的稳定性和带宽。
图5展示了多采样模式的数字控制过程。多采样通过在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新来减少控制延迟，采样和更新次数记为N,图7中N＝4。与对称采样和非对称采样一样，多采样模式每隔一个采样周期更新占空比。随着采样频率的增加，计算延迟(Tmsc＝Ts/N)减小，其等于采样周期Tc。
此外，与常规采样方式不同的是，多采样方式产生的占空比信号只有部分与三角载波相交。由于开关频率远大于基频，一个开关周期内的占空比信号可以近似为一个常数。因此，PWM延迟由占空比穿过三角载波的时间和占空比的更新时间决定，可以表示为
Tms1＝T2-T1≈(1-d5)Ts/2-T1 (17)
Tms2＝T4-T3≈(1+d5)Ts/2-T3 (18)
式中T2、T4为占空比信号与三角载波相交的时间；T1、T3为占空比信号更新时间。
因此，在s域和频域的多采样模式的PWM模型可以表示为
Figure BDA0003391553510000141
Figure BDA0003391553510000142
如图5所示，Tms1与Tms2的和为
Tms1+Tms2＝Ts-T1-T3＝Ts/4＝Tc＝Ts/N (21)
将(21)代入(20)，则多采样模式的PWM延时为
Figure BDA0003391553510000143
因此，可得多采样模式的PWM延时和总控制延时为
Tmsp＝Tc/2＝Ts/2N (23)
Tmsd＝Tmsc+Tmsp＝3Tc/2＝3Ts/2N (24)
由于多采样模式的采样周期小于常规数字采样模式的采样周期，结合(10)和(24)可知，多采样模式可以降低控制延迟。因此，将多采样模式推广到大功率逆变器的ICMCF控制中，可以提高***的稳定性和CM谐振循环电流抑制性能。随着样本数N的增加，延迟时间将进一步缩短。
本实施例提出的改进的逆变侧共模谐振环流抑制方法的总体控制框图如图6所示。首先，在差模电路中，电流内环采用比例积分(PI)控制器，实现逆变器侧差模电流对参考电流的精确跟踪。然后，为了在低开关频率下获得更好的电能质量，提出了多采样模式的逆变侧共模电流反馈控制，有效地提高了控制的稳定性和性能。通过降低谐振峰处的共模激励源，可以有效抑制外部和内部的共模谐振环流。最后，三电平逆变器需要保持中性点电压平衡，以保证输出电流的良好质量。本实施例将上下电容电压VN和VP的差值输入比例控制器，从而改变冗余向量的驻留时间，在不影响输出电压的情况下保持NP电压平衡。
图7(a)-(d)展示了本实施例方法被应用后***伯德图和零极点图。根据采样系数N的不同，***的延时链路变为
Figure BDA0003391553510000151
逆变器的数量设置为m＝2。由图7(a)可以看出，穿越频率与采样系数成正比。与图4(a)中的对称采样和非对称采样相比，采用本实施例方法时，相频曲线与-π的交点远离幅值大于0dB的频率范围。在谐振频率f1处没有负交叉，***可以保持稳定。图7(b)和图7(c)分别为两台逆变器时采样系数为4和8时的零极点图，如所示，提出的方法不仅可以使***稳定，而且增大了Kp的范围，这意味着***有更大的控制带宽和稳定裕度。此外，图7(d)为在采样系数为8时，逆变器增加到3台时的零极点图，与图7(c)对比可以发现，逆变器台数的增多会降低***的稳定裕度。
图8(a)-(c)所示为采用不同控制方法下的网侧电流iabc1、iabc2、网侧共模电流iz1和逆变器侧共模电流iZ1。两个逆变器的参考电流不同，载波交错角设为π。在这种情况下，将同时引入高频和低频的共模电流。从图8(a)可以看出，当开关频率为10kHz时，传统共模电流控制可以有效抑制共模谐振电流。然而，在大功率场合，需要降低逆变器的开关频率以减少功率损耗。本文将开关频率降低到4kHz。此时，由于对称采样方式的控制延迟较大，将严重影响***的稳定性。如图8(b)所示，控制延迟降低了逆变侧共模电流反馈控制的性能，电网侧电流畸变严重(THD＝22.25％)。从逆变器侧电流和共模电流的频谱可以看出，外部共模谐振环流产生的谐振峰为f1。同时，内部谐振环流的谐振峰f2也存在于电网侧共模电流的频谱中，这与之前的理论分析结果一致。当采用提出方法后，由于采样频率fc＝4fs＝16kHz>6f1，***可以保持稳定。如图8(c)所示，谐振峰得到有效抑制，同时电网侧电流的畸变得到了缓解(THD＝3.72％)，电能质量明显提高。
图9(a)-(b)展示了采样系数对***的稳定性裕度和控制带宽的影响。从图9(a)和(b)中可以看出，当Kp＝20时，采样系数为4和8时的提出方法都能保持***的稳定性，消除共模谐振电流。但是，如图9(a)所示，在采样系数为4时，Kp增加到50，电流会发生振荡，共模谐振电流会增大。相反，当采样系数增大到8时，从图9(b)可以看出，即使增大Kp，所提出的方法仍然可以有效地保持输出电流的优良品质，说明控制带宽得到了提高。因此，验证了理论分析和提出策略的正确性和有效性。
图10为本实施例方法的瞬态响应。当逆变器的参考电流改变时，共模电流仍然被很好地抑制，电网侧电流的质量仍然很好。显然，该方法在瞬态过程中具有良好的性能。
实施例二
在一个或多个实施方式中，公开了一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制***，包括：
***稳定参数确定模块，用于建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，得到保持共模控制***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围；
多采样模块，用于采用多采样模式，在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新，每隔一个采样周期更新占空比；
共模谐振环流抑制模块，用于在多采样模式下将每台逆变器的逆变侧三相输出电流相加后与参考值做差，送入逆变器侧共模电流控制器，通过实时调整N型和P型小矢量作用时间来抑制共模电压，从而抑制共模谐振环流。
需要说明的是，上述各模块的具体实现方式已经在实施例一中详细说明，此处不再详述。
实施例三
在一个或多个实施方式中，公开了一种终端设备，其包括处理器和存储器，处理器用于实现各指令；存储器用于存储多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行上述的大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法。
应理解，本实施例中，处理器可以是中央处理单元CPU，处理器还可以是其他通用处理器、数字信号处理器DSP、专用集成电路ASIC，现成可编程门阵列FPGA或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
存储器可以包括只读存储器和随机存取存储器，并向处理器提供指令和数据、存储器的一部分还可以包括非易失性随机存储器。例如，存储器还可以存储设备类型的信息。
在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。
实施例四
在一个或多个实施方式中，公开了一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行上述的大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (10)

1.一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，其特征在于，包括：
建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，得到保持共模控制***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围；
采用多采样模式，在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新，每隔一个采样周期更新占空比；
在多采样模式下将每台逆变器的逆变侧三相输出电流相加后与参考值做差，送入逆变器侧共模电流控制器，通过实时调整N型和P型小矢量作用时间来抑制共模电压，从而抑制共模谐振环流。
2.如权利要求1所述的一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，其特征在于，将上下电容的电压VN和VP的差值输入比例控制器，以改变冗余向量的驻留时间，保持中点电压平衡。
3.如权利要求1所述的一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，其特征在于，所述大功率并联逆变器包括：多个共直流侧和共交流侧的逆变器，每台逆变器包括三相桥臂，三相桥臂输出侧经LCL滤波器与电网相连，直流侧包括两个串联的滤波电容，所述两个滤波电容中间形成一个中性点；所述LCL滤波器的电容公共端直接连接到直流侧两个滤波电容的中性点处。
4.如权利要求1所述的一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，其特征在于，建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，具体包括：
Figure FDA0003391553500000011
其中，KPWM为PWM增益，Gc(s)＝Kp+Ki/S为PI控制器的传递函数，Kp和Ki分别为控制参数；Gd(s)＝e-3sTc/2为总延时环节，Tc为采样周期；
Figure FDA0003391553500000012
为第l个逆变器的逆变侧共模电流iZl与共模电压的传递函数，L和Lg为逆变侧和电网侧的滤波电感，Cf为滤波电容，m为并联逆变器台数。
5.如权利要求1所述的一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，其特征在于，得到保持共模控制***稳定的控制延迟应满足如下约束条件：
Figure FDA0003391553500000021
其中，Td为总延时时间；Tc为采样周期；ω1为谐振角频率。
6.如权利要求1所述的一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法，其特征在于，得到保持共模控制***稳定的采样频率的取值范围为：
Figure FDA0003391553500000022
其中，Td为总延时时间；fc为采样频率；f1为谐振频率。
7.一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制***，其特征在于，包括：
***稳定参数确定模块，用于建立考虑延迟的逆变侧共模电流反馈控制数学模型，得到保持共模控制***稳定的控制延迟和采样频率的取值范围；
多采样模块，用于采用多采样模式，在一个PWM三角载波周期内对信号进行多次采样和更新，每隔一个采样周期更新占空比；
共模谐振环流抑制模块，用于在多采样模式下将每台逆变器的逆变侧三相输出电流相加后与参考值做差，送入逆变器侧共模电流控制器，通过实时调整N型和P型小矢量作用时间来抑制共模电压，从而抑制共模谐振环流。
8.如权利要求7所述的一种大功率并联逆变器共模谐振环流抑制***，其特征在于，还包括：
中点电压平衡模块，用于将上下电容的电压VN和VP的差值输入比例控制器，以改变冗余向量的驻留时间，保持中点电压平衡。
9.一种终端设备，其包括处理器和存储器，处理器用于实现各指令；存储器用于存储多条指令，其特征在于，所述指令适于由处理器加载并执行权利要求1-6任一项所述的大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法。
10.一种计算机可读存储介质，其中存储有多条指令，其特征在于，所述指令适于由终端设备的处理器加载并执行权利要求1-6任一项所述的大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法。
CN202111470208.6A 2021-12-03 2021-12-03 大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及*** Pending CN114142715A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111470208.6A CN114142715A (zh) 2021-12-03 2021-12-03 大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111470208.6A CN114142715A (zh) 2021-12-03 2021-12-03 大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114142715A true CN114142715A (zh) 2022-03-04

Family

ID=80387633

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111470208.6A Pending CN114142715A (zh) 2021-12-03 2021-12-03 大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114142715A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114301267A (zh) * 2022-03-09 2022-04-08 深圳市首航新能源股份有限公司 开关管的驱动方法及装置、逆变器
CN115664238A (zh) * 2022-12-26 2023-01-31 湖北东湖实验室 飞轮储能***并联多相三电平逆变器零序环流抑制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108321842A (zh) * 2018-02-28 2018-07-24 西安理工大学 L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法
CN108574403A (zh) * 2018-04-24 2018-09-25 山东大学 非隔离型光伏逆变器共模谐振环路电流和漏电流抑制方法
CN109302094A (zh) * 2018-10-10 2019-02-01 山东大学 非隔离型模块化三电平并联逆变器、控制方法及***
CN112737388A (zh) * 2021-02-24 2021-04-30 山东大学 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108321842A (zh) * 2018-02-28 2018-07-24 西安理工大学 L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法
CN108574403A (zh) * 2018-04-24 2018-09-25 山东大学 非隔离型光伏逆变器共模谐振环路电流和漏电流抑制方法
CN109302094A (zh) * 2018-10-10 2019-02-01 山东大学 非隔离型模块化三电平并联逆变器、控制方法及***
CN112737388A (zh) * 2021-02-24 2021-04-30 山东大学 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
周成，等: ""大功率并网逆变器多采样控制研究"", 《大连交通大学学报》, vol. 41, no. 3, pages 97 - 101 *
陈鹏: ""基于多采样的大功率并网逆变器控制研究"", 中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑》, no. 02, pages 15 - 23 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114301267A (zh) * 2022-03-09 2022-04-08 深圳市首航新能源股份有限公司 开关管的驱动方法及装置、逆变器
CN115664238A (zh) * 2022-12-26 2023-01-31 湖北东湖实验室 飞轮储能***并联多相三电平逆变器零序环流抑制方法
CN115664238B (zh) * 2022-12-26 2023-03-10 湖北东湖实验室 飞轮储能***并联多相三电平逆变器零序环流抑制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105915091B (zh) 优化并联式功率转换器的有源电流共享的***和方法
CN109787498B (zh) 全功率因数范围三电平变流器中点平衡控制方法及***
CN114142715A (zh) 大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***
CN102857133A (zh) 单相单级光伏逆变器的电流控制方法及电流控制***
CN112383238B (zh) 用于t型逆变器并联***的中点平衡与环流抑制方法
CN112737388B (zh) 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法
CN105553309A (zh) 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法
CN111327213A (zh) 并联三相电压型pwm变流器中抑制零序环流的控制方法
CN114865633A (zh) 一种自适应准pr有源阻尼低频率谐波抑制方法
CN114336747B (zh) 一种光伏逆变器集群谐振有源阻尼分频控制方法
Yang et al. Wideband dissipativity enhancement for grid-following VSC utilizing capacitor voltage feedforward
WO2023236624A1 (zh) 一种并联apf的控制方法及装置
CN112688586A (zh) Lcl型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法
CN109599867B (zh) 基于双环结构的三相并网变流器电流环干扰抑制控制方法
CN111064380A (zh) 一种并网逆变器***
CN110797895A (zh) 一种储能型mmc不平衡网压下的soc均衡控制方法
CN114710055B (zh) 基于有限集单矢量的两并联功率变流器模型预测控制方法
CN113612262B (zh) 一种抑制直流侧低频振荡的方法及***
CN109962480A (zh) 静止无功发生器无锁相环控制***、方法及应用
CN113962181A (zh) 构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法
Peng et al. Optimization strategy and stability analysis of grid-connected inverter based on PLL positive sequence grid voltage feedforward in weak grid
JP7418576B2 (ja) 電力変換器のｂｕｓ電圧バランス調整方法、電力変換器、記憶媒体及び電子装置
CN117937608B (zh) 并网逆变器的阻抗鲁棒性补偿方法、装置、设备及介质
CN218549507U (zh) 一种滤波电容电压微分反馈有源阻尼控制***
CN117811333A (zh) 一种lcl并网逆变器谐振抑制***及lcl并网逆变器谐振抑制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination