CN111064380A - 一种并网逆变器*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种并网逆变器***，包括依次连接的单向逆变桥、LCL型输出滤波器、软件锁相环、组合谐波抑制单元、放大器和驱动单元，所述LCL型输出滤波器和软件锁相环分别与电网连接，所述驱动单元与单向逆变桥连接，所述组合谐波抑制单元包括多谐振控制器、比例积分控制器和完全前馈控制器，所述多谐振控制器和比例积分控制器并联后一端与软件锁相环连接，另一端连接放大器，所述完全前馈控制器一端连接电网，另一端连接驱动单元。与现有技术相比，本发明具有提升逆变器性能，弥补现有半导体器件由于技术原因而无法实现理想器件逆变器性能的影响等优点。

Description

一种并网逆变器***

技术领域

本发明涉及并网逆变器输出性能提升控制技术，尤其是涉及一种并网逆变器***。

背景技术

基于PWM工作模式开关功率放大器，经过驱动电路驱动功率开关管，通过控制功率开关管的开关实现放大，开关功率放大器的开关管工作于开关状态，理论上效率可达100％，实际运用时效率也可达80％以上。开关功率放大器由于具有很高的效率，在体积、效率和功耗要求较高的场合具有很大的优势。目前，开关功率放大器，尤其是第三代半导体器件，己成为新能源变换使用的广泛领域，特别是在新能源领域受到人们越来越多的关注。目前柔性功率放大器的研究热点主要集中于开关模式功率放大电路的现代控制策略及其改进拓扑。然而，基于现代控制策略或是多电平结构的功率放大器在具体实现上均存在一定限制，主要表现在方案的复杂度和实现成本上，以及受限于特定的应用场合。现有的一些开关功率放大器的控制方法，在一定程度上改善了开关功率放大器的输出失真，但都是以增加开关功率放大器损耗为前提。这就使得需要采用新的技术去修正和提升功率开关器件的非线性特性，从而减少其失真与损耗。

尽管功率开关器件非线性能能够通过模型修正得到减少，但由于并网逆变桥的主电路桥臂拓扑是采用上下两个功率开关器件构成，为了防止同一桥臂上下功率管发生直通现象，必须在其驱动信号中设置一段死区时间。死区效应会导致逆变桥输出电压中包含大量奇次谐波，而这些谐波反过来会进一步加剧并网电流的谐波畸变程度。可见逆变器***自身的非线性因素会使并网电流的谐波畸变加大，严重时甚至会导致并网电流谐波成分超出允许限值。此外，逆变器的非线性因素主要有数字控制延时，即采用数字控制时，微控制器不可避免地需要一段时间进行A/D转换和程序代码计算，因而产生控制延时。数字控制延时可等效为在***前向通道中串入延时环节，这不但会导致***响应速度变慢，而且会降低***带宽和稳定裕量，严重时可能导致***不稳定，将数字控制延时考虑到并网逆变器闭环***的等效阻抗网络模型中也是必要的。

因此，由于开关功率放大器自身的非线性，同时由功率开关器件构成的逆变器拓扑结构由于上下桥臂开通的“死区”效应，再加上数字控制延时，并网逆变器的***非线性特性会引起低次谐波累积效应，并会导致并网电流波形发生畸变，降低逆变器的输出性能，因此，有必要研发一种新的并网逆变器，以消除“死区”效应与字控制延时造成的非线性影响，提升并网逆变器性能。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种并网性能高、输出性能好的并网逆变器***。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种并网逆变器***，包括依次连接的单向逆变桥、LCL型输出滤波器、软件锁相环、组合谐波抑制单元、放大器和驱动单元，所述LCL型输出滤波器和软件锁相环分别与电网连接，所述驱动单元与单向逆变桥连接，

所述组合谐波抑制单元包括多谐振控制器、比例积分控制器和完全前馈控制器，所述多谐振控制器和比例积分控制器并联后一端与软件锁相环连接，另一端连接放大器，所述完全前馈控制器一端连接电网，另一端连接驱动单元。

进一步地，所述单向逆变桥包括直流储能电容、四个第三代半导体功率器件和四个反并联二极管。

进一步地，所述完全前馈控制器的系数为：

其中，L_inv为滤波电，C_f为滤波电容，G_eq(s)为，G_inv为，T_LPF为时间常数。

进一步地，所述多谐振控制器的系数为：

其中，K_m为多谐控制的谐振系数。

进一步地，通过阻抗匹配及逆变器组合控制策略实现对单向逆变桥工作状态的控制。

进一步地，所述阻抗匹配具体为：

考虑数字控制延时和死区效应，构建LCL型并网逆变器的阻抗网络模型，实现输出阻抗匹配。

进一步地，所述数字控制延时以在电容电流调节器的输出串入的延时环节G_delay(s)表示，所述延时环节的传递函数表达式为：

其中，T_sw为开关周期。

进一步地，所述死区效应以在单向逆变桥输出电压端叠加的一个幅值不变、方向由sign(i_inv)决定的误差电压u_e表示，u_e的表达式为：

式中，

T_sw为开关周期，t_d为死区时间，U_dc为直流储能电容两端电压，i_inv为逆变电流。

进一步地，所述逆变器组合控制策略具体为：

公共连接点PCC处获取反馈电流，给定电流参考值与该反馈电流的差分别经过比例积分控制器和多谐振控制器，两个输出结果与LCL型输出滤波器上的滤波电容的反馈电流之差，通过放大器后的输出结果同完全前馈控制器的输出之差得到电压参考信号，所述驱动单元基于该参考电压信号与直流储能电容的反馈电压之差以及三角波参考信号得到用于驱动单相逆变桥的方波驱动脉冲。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

本发明采用多谐组合谐波抑制策略，减少逆变器数字控制延时和并网逆变器死区效应，消除功率开关器件“死区”、数字信号控制的延时等造成逆变器输出性能的恶化，从而抑制逆变器侧低次谐波对并网电能质量的影响，减小LCL型并网电流的谐波含量，提升逆变器并网性能

本发明通过功率器件模型的修正、前馈与多谐振抑制的控制策略，不仅弥补了现有半导体器件由于技术原因而无法实现理想器件(即功率开关器件非线性的存在)逆变器性能的影响，还通过组合式控制策略抑制功率开关器件“死区”、数字信号控制的延时等对并网逆变器对输出性能的影响。

附图说明

图1为本发明的结构框图；

图2为逆变器的死区形成及非线性特性形成机理；

图3为考虑控制延时和死区效应的LCL型并网逆变器***控制框图；

图4为考虑电网电压前馈的LCL型并网逆变器控制框图；

图5为考虑和不考虑电网电压前馈的输出阻抗伯德图；

图6为引入和不引入多谐振控制的输出阻抗伯德图；

图7为引入和不引入多谐振控制的电流增益伯德图；

图8为考虑数字延时和多谐振控制的***开环伯德图；

图9为不同谐波抑制策略下的输出阻抗伯德图；

图10为图9中幅频特性局部放大图；

图11为考虑数字延时和多谐振控制的电流增益伯德图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本发明提供一种并网逆变器***，如图1所示，包括依次连接的单向逆变桥1、LCL型输出滤波器2、软件锁相环3、组合谐波抑制单元4、放大器5和驱动单元6，所述LCL型输出滤波器2和软件锁相环3分别与电网7连接，驱动单元6与单向逆变桥1连接，所述单向逆变桥1为带有非线性修正的逆变桥，所述组合谐波抑制单元4包括多谐振控制器、比例积分控制器和完全前馈控制器，所述多谐振控制器一端与软件锁相环3连接，另一端连接放大器5，所述完全前馈控制器和比例积分控制器并联后一端连接电网7，另一端连接驱动单元6。该并网逆变器***通过阻抗匹配及逆变器组合控制策略的优化，一定程度上提升了逆变器的性能，弥补了现有半导体器件由于技术原因而无法实现理想器件(即功率开关器件非线性的存在)逆变器性能的影响。

单向逆变桥包括直流储能电容U_dc、四个第三代半导体功率器件T1-T4和四个反并联二极管D1-D4，所述第三代半导体功率器件通过非线性修正减少信号失真与损耗。LCL型输出滤波器包括输出电感L_inv、L_g及滤波电容C_f。

上述并网逆变器***的创新点包括：1)引入功率开关器件构成的逆变器数字控制延时和死区效应，建立LCL型并网逆变器的精准模型，实现电网电压前馈控制下LCL型并网逆变器的输出阻抗匹配；2)采用前馈、多谐振抑制的组合式技术，用于减少逆变器数字控制延时和并网逆变器死区效应，从而抑制逆变器侧低次谐波对并网电能质量的影响，减小LCL型并网电流的谐波含量，提升逆变器并网性能。先从功率器件模型入手，解决功率器件的信号放大的失真与损耗，然后从功率器件构成的并网逆变器***出发，采用提升逆变器输出性能技术及算法，有助于提升并网逆变器输出性能。

上述创新点1)实现并网逆变器半导体功率器件T1-T4的模型修正，用于减少其信号的失真与损耗；利用创新点2)后，电网取得输入电压信号，通过软件锁相环SOGI-PLL技术得到电网频率与相位，并通过给定电流参考值I_g得到电流外环参考信号I_gref，反馈电流从公共连接点PCC处取i_g，给定电流参考值I_g与反馈电流i_g相差，经过比例积分控制器、多谐振控制器，其输出结果与LCL型输出滤波器上的滤波电容C_f反馈电流i_c之差，通过放大增益G_ic，其输出结果同电网电压经过网压完全前馈控制的输出之差得到电压参考信号u_r，这个参考电压信号再同逆变桥直流储能电容U_dc的反馈电压差与三角波参考信号得到方波驱动脉冲，用于驱动单相逆变桥的4个第三代半导体功率器件T1-T4，得到逆变电压u_inv与逆变电流i_inv，逆变电流i_inv经过LCL型输出滤波器得到并网电流i_gb，并网电流i_gb通过电网等效电感L_grid流入电网U_g。

对于并网逆变器的前馈与多谐振抑制的组合式输出性能提升技术的具体描述如下：

1、考虑控制延时和死区效应的等效阻抗网络建模

图1所示的逆变器主电路主要由4个第三代半导体IGBT功率器件T1-T4、反并联二极管D1-D4构成。由于逆变器同一个桥臂由两个第三代半导体IGBT功率器件T1-T2、T3-T4构成，为了防止同一个桥臂中上下两个IGBT功率器件同时导通，及防止同一桥臂的上下两个开关器件之间发生“直通”现象，使得直流储能电容U_dc的短路，造成上下两个IGBT功率器件的损坏。为了不形成“直通”现象，必须在IGBT功率器件互补的驱动信号之间***一段死区时间，即在数字信号处理器中设置一个死区时间来防止上下两个IGBT功率器件的损坏，但死区的存在会造成逆变器的非线性。逆变器的死区形成及非线性特性形成机理如图2所示。图2中，以i_inv>0为例，t_d为死区时间，T_sw为开关周期，

和

分别为T₁、T₄和T₂、T₃的理想驱动信号波形，

和

分别为T₁、T₄和T₂、T₃的实际驱动信号波形，

为逆变器理想输出电压波形，

为逆变器实际输出电压波形。通过在一个开关周期中对死区时间造成的逆变器输出电压波形损失求取平均值，可得平均误差电压为

式中：

由式(1)可知，这个平均误差电压与死区时间的大小有关，而死区大小又同功率开关器件的非线性修正相关，线性度越好，则死区时间可以越小，反之则越大，而死区时间越长，逆变器非线性越差，输出性能(比如谐波特性)就越差。此外，目前逆变器均采用数字化控制，微控制器不可避免地需要一段时间进行A/D转换和程序代码计算，因而产生控制延时。当采样频率等于PWM开关频率时，PWM占空比更新时刻相对于A/D采样时刻存在一个采样周期的时间延时，该数字控制延时可等效为连续域下的传递函数：

数字控制延时可等效为在***前向通道中串入延时环节，这不但会导致***响应速度变慢，而且会降低***带宽和稳定裕量，严重时可能导致***不稳定。因此，逆变器的非线性因素主要有数字控制延时和死区效应等，因此，将数字控制延时与死区效应同时加以考虑，让其等效到逆变器的阻抗网络模型中，通过相应的控制策略进行修正与优化，进一步减小逆变器的非线性对其输出性能的影响具有必要性。

根据图1的逆变器闭环控制结构，并结合式(1)和式(2)，可得考虑数字控制延时和死区效应情况下的LCL型并网***闭环控制结构框图，如图3所示。从图3可以看出，数字控制延时相当于在***框图中电容电流调节器的输出串入一个延时环节G_delay(s)，而死区效应相当于在逆变桥输出电压端叠加了一个幅值不变、方向由sign(i_inv)决定的误差电压u_e，图3中u_c电容电压的反馈量，G_ig(s)为并网电流控制器，Z_c(s)为电容容抗，1/Z_inv(s)为逆变器侧电感感抗倒数。

2、减少逆变器非线性特性，提升逆变器性能的组合抑制技术

实际***中的电网电压存在采样误差，一阶低通滤波器也存在滤波失真误差，因而完全前馈不可能彻底消除电网电压的低次谐波，此时多谐振控制能够辅助完全前馈对影响较大的网侧特定低次谐波进一步抑制。另一方面，对于并网逆变器自身非线性因素导致的低次谐波电流，电网电压前馈控制无法抑制，而多谐振控制可以对逆变器侧特定的低次谐波进行有效抑制。因此，为进一步减小LCL型并网逆变器的入网电流低次谐波成分，本发明提出将电网电压完全前馈和多谐振控制相结合，从而向电网注入更高质量的电能，采用组合谐波抑制策略的LCL型单相并网逆变器***结构如图1所示，即采用网压完全前馈控制和多谐振控制的组合。

2.1逆变器电网电压前馈控制

并网逆变器对电网电压低次谐波的抑制能力本质上决定于闭环***的输出阻抗幅频特性，因此希望输出阻抗Z_{o_delay}(s)的幅值在各个频率段都是越大越好。通过增大外环并网电流控制器的比例系数能够提高输出阻抗幅值，进而改善并网逆变器的网侧谐波抑制能力。然而，比例系数太大一方面会影响***的稳定性(尤其是LCL型并网逆变器)，另一方面也会导致***带宽太大，从而影响噪声抑制能力。

电网电压前馈控制不是从改善控制器参数的角度去提高逆变器的输出阻抗幅值，而是将电网电压按比例或全部前馈至并网电流控制器的输出来抵消电网电压的谐波扰动。引入电网电压前馈控制后的LCL型并网逆变器的***控制框图即在图3中附加电网电压前馈控制，其前馈系数为G_{ff_LCL}(s)，如图4所示。

由图4可知并网逆变器的输出阻抗传递函数Z_{o_delay_ff}(s)的表达式为

由式(3)可以看出，对于LCL型并网逆变器，如果要从理论上完全消除电网谐波对并网电流的影响，即通过电网电压前馈控制实现输出阻抗幅值为无穷大，则前馈系数应该为

可见，电网电压前馈控制本质上是通过增加输出阻抗幅值为无穷大来实现网侧谐波的消除。由于G_{ff_LCL}(s)是一个二阶微分传递函数，因此在实际电网电压前馈控制时容易引入高频噪声干扰。为降低微分环节的影响，可先将电网电压通过一阶低通滤波器进行高频谐波滤除后再执行前馈算法。由于使用低通滤波器会造成电网电压一定程度上的失真，因而串入低通滤波器后的闭环***输出阻抗幅值也就不可能是无穷大。加入一阶低通滤波器后的电网电压完全前馈系数为

时间常数T_LPF决定着一阶低通滤波器的滤波性能，T_LPF太小会导致不希望的高频成分无法滤除，在实际***中实现困难；而T_LPF太大又会导致完全前馈控制环路滞后严重，影响输出阻抗的幅值提升，进而影响到并网电流的谐波抑制效果。考虑到公共电网主要关心2kHz频率以下(40次工频谐波频率以内)的电压谐波，因此可以取T_LPF＝40μs(对应的截止频率约为3980Hz)。

表1LCL型单相并网逆变器的***参数

为便于分析和对比研究，首先给出LCL型并网逆变器的主电路和控制电路***参数，如表1所示。根据表中参数，可绘制出LCL型并网逆变器无电网电压前馈、比例前馈和完全前馈控制时的输出阻抗伯德图，如图5所示。图5中，M表示幅值，

表示相角。

从图5可以看出，比例前馈控制只能对LCL型并网逆变器约700Hz以下的输出阻抗幅值进行提升，随着谐波频率的增大其提升能力减弱，而完全前馈控制能够对约2kHz以下的输出阻抗都进行有效提升，而且提升幅度要明显高于部分前馈，因此能够更好地抑制电网谐波电压。当然，从实际应用出发，由于完全前馈环节串入了一阶低通滤波器，因而不可能理想地将输出阻抗幅值提升到足够大，因此也就无法完全消除电网谐波电压对并网电流的影响。

2.2逆变器多谐振控制

实际电网中主要包含的是低次谐波电压，而并网逆变器自身非线性导致的谐波成分也以低次谐波为主。因此，将调谐在希望消除谐波频率的多个谐振控制器与并网电流控制器并联起来，并令每个谐振控制器的电流给定为零，则通过强迫各次谐波电流快速跟踪零值，也可以实现抑制并网电流低次谐波的控制效果。在比例积分控制器的基础上，引入多谐振控制器后的并网电流控制器传递函数为

根据输出阻抗和电流增益的传递函数表达式可知，并网电流控制器不但会影响输出阻抗频率特性，而且也会影响电流增益频率特性。因此，通过多谐振控制器的引入，不但能够提高逆变器特定频率的输出阻抗幅值，而且也能够改善并网控制器对特定频率谐波电流的抑制性能，从而对网侧和逆变器侧的低次谐波同时起到抑制作用。以3次、5次、7次和9次谐波为例，当引入和不引入多谐振控制时，LCL型并网逆变器输出阻抗传递函数和电流增益传递函数的伯德图分别如图6和图7所示。

从图6可以看出，引入多谐振控制后，150Hz、250Hz、350Hz、450Hz频率附近的输出阻抗幅值增益很大，因此能够有效抑制网侧对应频率谐波电压对并网电流的干扰。从图7可以看出，150Hz、250Hz、350Hz、450Hz频率附近电流增益的幅值几乎为0dB，而相位又几乎为0°，即各次频率的谐振控制器能够实现对该次谐波电流给定信号的快速跟踪(为抑制电流谐波，各次谐波电流的给定值为零)，因此能够减小并网电流谐波含量。当然，多谐振控制只能针对特定频次及其附近的网侧或逆变器侧谐波进行有效抑制，对其它频率的谐波扰动无法抑制。

2.3组合抑制技术

实际***中的电网电压存在采样误差，一阶低通滤波器也存在滤波失真误差，因而完全前馈不可能彻底消除电网电压的低次谐波，此时多谐振控制能够辅助完全前馈对影响较大的网侧特定低次谐波进一步抑制。另一方面，对于并网逆变器自身非线性因素导致的低次谐波电流，电网电压前馈控制无法抑制，而多谐振控制可以对逆变器侧特定的低次谐波进行有效抑制。因此，为进一步减小LCL型并网逆变器的入网电流低次谐波成分，提出将电网电压完全前馈和多谐振控制相结合，从而向电网注入更高质量的电能，采用组合谐波抑制策略的LCL型单相并网逆变器***结构如图1所示。

因为数字控制延时和多谐振控制技术都会影响到***的稳定性和动静态性能，因此在分析输出阻抗传递函数特性和电流增益传递函数特性之前需要分析***开环幅频特性和相频特性。图8为考虑数字控制延时和多谐振控制情况下LCL型并网逆变器的***开环伯德图。根据图8可获得***性能指标，见表2所示。表2中，f_c为开环伯德图的截止频率，T_ol为基频增益，P_M为相位裕度，G_M为增益裕度。从图8可以看出，四种情况下并网逆变***均能够稳定运行。进一步对比表2中数据可知，多谐振控制对***的动静态性能影响非常小。虽然表2所给参数下考虑数字控制延时后仍然能够保证***具有良好的稳态性能和动态响应速度，但同时也导致了控制带宽和相位裕度的明显下降，因此在实际***设计时应该考虑数字延时。不同谐波抑制策略的LCL型并网逆变器输出阻抗的伯德图如图9和图10所示，电流增益的伯德图如图11所示。从图9可以看出，电网电压前馈控制对LCL型并网逆变器低次谐波附近的输出阻抗幅值都起到了明显的提升作用。此外，多谐振控制在主要特定谐波频率附近呈现的高阻抗特性也能够有效抑制低次谐波的扰动。因此，相比单独采用电网电压前馈控制或多谐振控制，所提组合谐波抑制策略能够对电网谐波电压扰动实现更加有效地抑制。从图11也可以看出，考虑数字控制延时的多谐振控制仍然能够对150Hz、250Hz、350Hz、450Hz频率附近的谐波电流实现快速跟踪的特定谐波抑制效果，从而提高并网电流质量。

表2考虑数字延时和多谐振控制的***性能指标

由此可知，通过采用电网电压完全前馈和多谐振控制相结合控制策略，能够有效减少数字控制延时及逆变器死区等非线性特性对逆变器性能的影响，从而提高逆变器向电网注入更高质量的电能。

以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由本发明所确定的保护范围内。

Claims (9)

1.一种并网逆变器***，其特征在于，包括依次连接的单向逆变桥、LCL型输出滤波器、软件锁相环、组合谐波抑制单元、放大器和驱动单元，所述LCL型输出滤波器和软件锁相环分别与电网连接，所述驱动单元与单向逆变桥连接，

所述组合谐波抑制单元包括多谐振控制器、比例积分控制器和完全前馈控制器，所述多谐振控制器和比例积分控制器并联后一端与软件锁相环连接，另一端连接放大器，所述完全前馈控制器一端连接电网，另一端连接驱动单元。

2.根据权利要求1所述的并网逆变器***，其特征在于，所述单向逆变桥包括直流储能电容、四个第三代半导体功率器件和四个反并联二极管。

3.根据权利要求1所述的并网逆变器***，其特征在于，所述完全前馈控制器的系数为：

其中，L_inv为滤波电，C_f为滤波电容，G_eq(s)为，G_inv为，T_LPF为时间常数。

4.根据权利要求1所述的并网逆变器***，其特征在于，所述多谐振控制器的系数为：

其中，K_m为多谐控制的谐振系数。

5.根据权利要求2所述的并网逆变器***，其特征在于，通过阻抗匹配及逆变器组合控制策略实现对单向逆变桥工作状态的控制。

6.根据权利要求5所述的并网逆变器***，其特征在于，所述阻抗匹配具体为：

考虑数字控制延时和死区效应，构建LCL型并网逆变器的阻抗网络模型，实现输出阻抗匹配。

7.根据权利要求6所述的并网逆变器***，其特征在于，所述数字控制延时以在电容电流调节器的输出串入的延时环节G_delay(s)表示，所述延时环节的传递函数表达式为：

其中，T_sw为开关周期。

8.根据权利要求6所述的并网逆变器***，其特征在于，所述死区效应以在单向逆变桥输出电压端叠加的一个幅值不变、方向由sign(i_inv)决定的误差电压u_e表示，u_e的表达式为：

式中，

T_sw为开关周期，t_d为死区时间，U_dc为直流储能电容两端电压，i_inv为逆变电流。

9.根据权利要求5所述的并网逆变器***，其特征在于，所述逆变器组合控制策略具体为：

公共连接点PCC处获取反馈电流，给定电流参考值与该反馈电流的差分别经过比例积分控制器和多谐振控制器，两个输出结果与LCL型输出滤波器上的滤波电容的反馈电流之差，通过放大器后的输出结果同完全前馈控制器的输出之差得到电压参考信号，所述驱动单元基于该参考电压信号与直流储能电容的反馈电压之差以及三角波参考信号得到用于驱动单相逆变桥的方波驱动脉冲。

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