CN117811333A - 一种lcl并网逆变器谐振抑制***及lcl并网逆变器谐振抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种基于双模型预测控制环的LCL并网逆变器谐振抑制***，包括采样模块，该采样模块对逆变器侧电压、滤波器分量进行采样，根据逆变器侧电压计算调制度，并将逆变器侧电压、滤波器分量、调制度输入到非对称优化脉冲模式控制***中；以及非对称优化脉冲模式控制***，该非对称优化脉冲模式控制***中根据调制度、预先设定的脉冲模式自由度计算开关序列，根据开关序列计算第一参考磁链，根据逆变器侧电压和时间信号计算实际磁链，将滤波器分量叠加在所述第一参考磁链上作为第二参考磁链，根据所述第二参考磁链、所述实际磁链来计算磁链修正量，根据所述磁链修正量来调整逆变器的开关序列，使所述实际磁链快速跟踪所述参考磁链。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于双MPC环的LCL并网逆变器谐振抑制技术，尤其是一种非对称脉冲优化模式调制下的低开关频率、高动态响应性能下的LCL并网逆变器谐振抑制技术。
背景技术
随着光伏发电、风力发电等新能源发电规模的增大以及半导体器件的不断发展，并网逆变器的容量逐渐跨入兆瓦级，为满足大功率并网逆变器效率、体积、散热能力等条件的限制，其开关频率要求愈发苛刻，此时传统调制方法很难满足电网谐波要求。非对称优化脉冲模式(Optimal Pulse Pattern with Unsymmetrical Switching angles,OPUS)由于在低开关频率下的高谐波性能优势，故非常适用于低开关频率下的大功率并网逆变器场合。除此之外，稳态情况下OPUS在中性点箝位型(Neutral Point Clamped,NPC)三电平拓扑中具有中点自然平衡的能力，即使在由于参数不一致或处于剧烈动态过程中导致中点电压不平衡情况下，也可通过矢量替换或调整开关时刻强迫平衡。相比于传统正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)，OPUS另一个优势在于其可在过调制下运行，通常三电平OPUS调制下，可求解范围能达到调制比M＝1.15，这对于大功率并网逆变器来说可有效降低直流侧电压，减小开关管应力。然而由于其开关角求解困难，高次谐波无法控制，动态响应性差等缺陷，一度仅仅用于低性能电机驱动如风扇、水泵等，直到近年来随着数值求解技术的发展，才在大功率并网逆变器应用中体现出巨大潜力。
在OPUS调制的实现过程中，为了消除低次谐波，需要保证逆变器输出电压波形在一个基波周期内具有一定的对称性。这意味着OPUS的调制信号即开关角信息要在一个基波周期内保持不变，延时时间长达一个基波周期，严重限制***带宽，在工况突变时，相邻基波周期输出电压的调制度和相角会发生跳变，引起电流波形紊乱，动态响应迟缓，难以满足大功率并网逆变器如风电、光伏逆变器中为实现最大功率跟踪(Maximum Power PointTracking,MPPT)等功能所要求的快速动态响应性。
为控制并网逆变器以产生所需要的电流电压波形，开关器件需按调制序列频繁开通关断，由于死区等因素产生大量谐波，需要采用单电感(L)或电感-电容-电感(LCL)滤波器来进行滤波以得到比较高的电流质量。相比于L滤波器，LCL滤波器在与L滤波器具有相同滤波效果时总电感最小，且可以滤除高次谐波，动态性能好，故在电力***中得到了更广泛的运用。然而，LCL并网逆变器存在谐振峰，在弱电网中极易出现谐振现象，严重时会威胁到整个电力***的稳定，现有谐振阻尼方式分为无源阻尼和有源阻尼两种，无源阻尼即在电路中加入实物电阻元件产生阻尼效果，但会产生大量能量损耗。有源阻尼通过改变控制结构产生阻尼效果，虽然大大减少***损耗，但会出现如控制时延，增加成本，参数难以匹配的问题，具有代表性的电容电流比例反馈有源阻尼甚至存在谐振频率高于采样频率六分之一时呈现负阻尼的问题。
采用OPUS方法可以有效控制电网中的低次谐波，通过LCL滤波器可抑制高频谐波，进一步降低逆变器体积和成本。然而，如何解决OPUS方法的动态响应性问题以及如何抑制LCL滤波器的谐振尖峰，成为了该方法公认的应用瓶颈问题。
发明内容
发明所要解决的技术问题
本发明的技术问题是如何通过计算三电平并网逆变器的输出电压伏秒乘积(V·S),并以此为虚拟磁链使其快速跟踪叠加了阻尼效果的参考磁链。经过大量研究，本发明的发明人发现：通过分别构建两个MPC控制环，控制环一用于计算阻尼磁链，控制环二用于计算实际磁链与叠加了阻尼磁链的参考磁链之差，并将其分配到三相，并改变三相开关序列，从而能有效消除磁链误差。
本发明是鉴于以上内容而完成的，本发明的目的是提出一种LCL并网逆变器谐振抑制***及LCL并网逆变器谐振抑制方法，其能实现磁链跟踪，能够在低于1000Hz的开关频率下实现OPUS变工况条件的快速动态响应，并能有效抑制LCL滤波器的谐振尖峰，此外与其他现有***和方法相比，本发明的***及方法控制的逆变器的开关频率及开关损耗显著降低，并保证输出电流频谱能满足并网谐波要求。
解决技术问题的技术方案
根据本发明的一个示例性实施例，提供了一种LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，包括：
采样模块，该采样模块对逆变器侧电压、滤波器分量进行采样，根据逆变器侧电压计算调制度，并将逆变器侧电压、滤波器分量、调制度输入到非对称优化脉冲模式控制***中；以及
非对称优化脉冲模式控制***，该非对称优化脉冲模式控制***中根据调制度、预先设定的脉冲模式自由度计算开关角、开关序列，根据开关角、开关序列计算第一参考磁链，根据逆变器侧电压和时间信号计算实际磁链，将滤波器分量叠加在所述第一参考磁链上作为第二参考磁链，根据所述第二参考磁链、所述实际磁链来计算磁链修正量，根据所述磁链修正量来调整逆变器的开关序列，以使所述实际磁链快速跟踪所述参考磁链。
较佳地，采样模块具有：
对所述逆变器侧电压进行采样，并将采集到的所述逆变器侧电压传输给计算单元的第一采样单元；
对所述滤波器分量进行采样的第二采样单元；
根据所述逆变器侧电压计算所述调制度的计算单元。
较佳地，所述非对称优化脉冲模式控制***包括：
非对称脉冲序列寄存模块，该非对称脉冲序列寄存模块保存通过离线计算预先得到的开关角、开关序列，当***改变工况时，根据所述调制度以及预先设定的所述脉冲模式自由度，查表得到在稳态工作点下的***的开关角、开关序列，并将所述开关角、所述开关序列输出到参考磁链计算模块；
参考磁链计算模块，该参考磁链计算模块通过对所述开关角以及所述开关序列进行积分处理来得到所述第一参考磁链，并将所述第一参考磁链存储在该参考磁链计算模块中，从而查表可得在稳态工作点下的***的所述第一参考磁链，并将所述第一参考磁链输出到核心处理器模块；
实际磁链计算模块，该实际磁链计算模块根据所述逆变器侧电压和时间信号计算得到实际磁链，根据所述滤波器分量计算谐振阻尼所需磁链值即阻尼磁链，并将所述实际磁链和所述阻尼磁链输入到核心处理器模块中；
核心处理器模块，该核心处理器模块通过将所述阻尼磁链与所述第一参考磁链叠加来得到所述第二参考磁链，根据所述实际磁链和所述第二参考磁链来计算所述磁链修正量，根据所述磁链修正量改变所述开关序列并将所述开关序列输出脉冲发送模块，以使所述实际磁链快速跟踪所述第二参考磁链；以及
脉冲发送模块，该脉冲发送模块根据所述开关序列以及对应电平生成驱动信号，并将所述驱动信号输入到逆变器。
较佳地，在稳态情况下，根据所述调制度与所述脉冲模式自由度在所述非对称脉冲序列寄存模块中进行检索，得到离线的控制三相逆变器的开关角、开关序列，并将所述开关角、开关序列按顺序输出给逆变器的IGBT，以使IGBT进行开通和关断，
当***改变工况时，在所述实际磁链计算模块中根据所述逆变器侧电压计算实际磁链，并将计算得到的所述实际磁链输入到所述核心处理器模块中，
所述采样模块将采样到的所述滤波器分量输送到所述实际磁链计算模块中，通过模型预测控制，进行二次规划计算，求出阻尼磁链，并将该阻尼磁链输送至所述核心处理器模块内，
所述核心处理器模块通过计算所述第一参考磁链与阻尼磁链的叠加磁链值作为所述第二参考磁链，并将所述第二参考磁链与所述实际磁链值作差来得到所述磁链修正量，并通过模型预测控制进行二次规划计算，将所述磁链修正量分配到逆变器的各相，改变各相的开关序列，从而改变伏秒乘积量，以使所述实际磁链跟踪所述第二参考磁链。
较佳地，所述非对称脉冲序列寄存模块存储在***正常工况下对应的开关角、开关序列、以及与需要选择性消除的低阶谐波对应的开关角、开关序列。
较佳地，
所述稳态情况是指***无工况变化，或核心处理器模块未检测到磁链修正量超过稳定裕度。
较佳地，所述实际磁链是根据逆变器的输出电压通过伏秒乘积计算出的虚拟磁链。
较佳地，通过模型预测控制环进行二次规划计算，求出抑制谐振分量的每时刻需输入的阻尼电压，并对阻尼电压进行积分后得到阻尼磁链。
较佳地，通过模型预测控制二次规划，在满足开关时刻的约束条件的情况下将所述磁链修正量分配到有效相，
所述有效相是指从当前时刻开始的最短时间间隔内，至少在两相中存在开关切换的相。
较佳地，实际磁链计算模块包括时钟单元、积分单元、谐振分量提取单元和磁链计算单元，
所述第二采样单元将采集到的滤波器分量传输给所述谐振分量提取单元，
所述谐振分量提取单元通过读取所述滤波器分量，建立谐振模型，将所述谐振分量输入所述磁链计算单元中，所述磁链计算单元通过模型预测控制算法来计算所述阻尼磁链。
根据本发明的一个示例性实施例，提供了一种LCL并网逆变器谐振抑制方法，包括：
对逆变器侧电压、滤波器分量进行采样的步骤；
根据所述逆变器侧电压计算出调制度的步骤；
非对称优化脉冲模式控制***根据调制度、预先设定的脉冲模式自由度计算第一参考磁链的步骤；
根据逆变器侧电压和时间信号计算实际磁链的步骤；
将滤波器分量叠加在第一参考磁链上作为第二参考磁链，根据所述第二参考磁链、实际磁链来计算磁链修正量的步骤；
根据所述磁链修正量来调整逆变器的开关序列，使所述实际磁链快速跟踪所述参考磁链的步骤。
由此，本发明通过模型预测非对称脉冲模式对三电平并网逆变器的开关序列进行控制，使逆变器侧电压的伏秒乘积即虚拟磁链跟踪计算出的具有谐振阻尼效果的参考磁链。本发明所提出的基于双MPC环的LCL并网逆变器谐振抑制***及LCL并网逆变器谐振抑制方法能通过改变优化非对称脉冲模式的开关序列来实现快速闭环控制，大大提升了OPUS工况变化时的动态响应性，并对阻尼谐振所需要的磁链进行了补偿，从而降低了LCL滤波器在弱电网下谐振的可能性。
区别于常规的LCL并网逆变器谐振抑制技术，本发明采用有源阻尼，使整个控制环上表现出无谐振尖峰特性。本发明旨在通过构建谐波模型，对***的谐振分量进行提取并通过补偿磁链误差的方法进行特定谐振分量消除，以便在低开关频率下实现谐振抑制。
发明效果：
根据本发明的LCL并网逆变器谐振抑制***及LCL并网逆变器谐振抑制方法，能实现磁链跟踪，能够在低于1000Hz的开关频率下实现OPUS变工况条件的快速动态响应，并能有效抑制LCL滤波器的谐振尖峰，与其他现有***及方法相比，本发明的***及方法控制的逆变器的开关频率及开关损耗显著降低，并能保证输出电流频谱能满足并网谐波要求。
附图说明
图1是采样模块的组成框图。
图2是非对称优化脉冲模式控制***的组成框图。
图3是非对称脉冲序列寄存模块的组成框图。
图4是参考磁链计算模块的组成框图。
图5是实际磁链计算模块的组成框图。
图6是核心处理器模块的组成框图。
图7是脉冲发送模块的组成框图。
图8是非对称优化脉冲模式控制***的磁链修正示意图。
图9是LCL并网逆变器的简易谐波模型。
图10是非对称优化脉冲模式控制***扰动情况下的补偿效果图。
图11是模拟工况变化下非对称优化脉冲模式控制***动态响应性能效果图。
图12是非对称优化脉冲模式控制***对于LCL滤波器的谐振抑制效果图。
图13是LCL并网逆变器谐振抑制***的组成框图。
图14是LCL并网逆变器谐振抑制方法的流程图。
标号说明
1 采样模块
11 第一采样单元
12 第二采样单元
13 计算单元
2 非对称优化脉冲模式控制***
21 实际磁链计算模块
211 时钟单元
212 积分单元
213 谐振分量提取单元
214 磁链计算单元
22 非对称脉冲序列寄存模块
221 OPUS离线计算存储单元
222 时钟单元
23 参考磁链计算模块
231 磁链积分单元
232 磁链存储单元
233 时钟单元
24 核心处理器模块
241 寻找有效相单元
242 开关时刻约束单元
243 二次规划求解单元
244 磁链修正单元
25 脉冲发送模块
251 时钟单元
252 预测周期计算单元
253 脉冲发送单元
3 逆变器模块
4 并网模块。
具体实施方式
以下将描述本发明的具体实施方式，需要指出的是，在这些实施方式的具体描述过程中，为了进行简明扼要的描述，本说明书不可能对实际的实施方式的所有特征均作详尽的描述。应当可以理解的是，在任意一种实施方式的实际实施过程中，正如在任意一个工程项目或者设计项目的过程中，为了实现开发者的具体目标，为了满足***相关的或者商业相关的限制，常常会做出各种各样的具体决策，而这也会从一种实施方式到另一种实施方式之间发生改变。此外，还可以理解的是，虽然这种开发过程中所作出的努力可能是复杂并且冗长的，然而对于与本发明公开的内容相关的本领域的普通技术人员而言，在本公开揭露的技术内容的基础上进行的一些设计，制造或者生产等变更只是常规的技术手段，不应当理解为本公开的内容不充分。
除非另作定义，权利要求书和说明书中使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属技术领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“一个”或者“一”等类似词语并不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现在“包括”或者“包含”前面的元件或者物件涵盖出现在“包括”或者“包含”后面列举的元件或者物件及其等同元件，并不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，也不限于是直接的还是间接的连接。
实施例1
图13是LCL并网逆变器谐振抑制***的组成框图。参照图13，本发明的LCL并网逆变器谐振抑制***包括采样模块1、非对称优化脉冲模式控制***2、逆变器模块3、并网模块4。其中，采样模块1分别与非对称优化脉冲模式控制***2和逆变器模块3连接，非对称优化脉冲模式控制***2与逆变器模块3连接，逆变器模块3与并网模块4连接，并网模块4与电网连接。其中，逆变器模块3包括IGBT功率模块。
图1是采样模块1的组成框图。参照图1，采样模块1主要包括第一采样单元11、第二采样单元12以及计算单元13。第一采样单元11通过电压传感器采集瞬态的逆变器侧电压U并将其传输给计算单元13，计算单元13根据逆变器侧电压U计算出此时的调制度m。具体地说，逆变器所输出的基波电压U1幅值与直流侧电压Ud具有线性数量关系U1＝mUd，通过计算可得到调制度m。第二采样单元12所采集的LCL滤波器的前后电流及电容电压(简称滤波器分量)与瞬态的逆变器侧电压U一起被传输给非对称优化脉冲模式控制***2中的实际磁链计算模块21。
图2是非对称优化脉冲模式控制***2的组成框图。参照图2，非对称优化脉冲模式控制***2包括实际磁链计算模块21、非对称脉冲序列寄存模块22、参考磁链计算模块23、核心处理器模块24及脉冲发送模块25。
核心处理器模块24是控制整个***的核心模块，通过接收开关角、开关序列、实际磁链值、以及叠加了阻尼磁链的参考磁链值，经过内部计算处理，更新开关时刻即开关位置、开关序列，将已修正的开关序列以及相对应的开关位置即开关时刻，输送给逆变器模块3的IGBT门极单元以实现驱动控制。本发明可以实现在极低的开关频率下实现高动态响应性及LCL滤波器谐振阻尼。
图3是非对称脉冲序列寄存模块22的组成框图。参照图3，非对称脉冲序列寄存模块22主要包括OPUS离线计算存储单元221、时钟单元222。OPUS离线计算存储单元221接收来自采样模块的调制度m、以及预先设定的脉冲数目即脉冲模式自由度d对开关角、开关序列进行离线优化计算并存储起来，这里的脉冲模式自由度d表示在半个OPUS周期内开关角的动作次数。非对称脉冲序列寄存模块不仅存储在***正常工况下对应的开关角、开关序列，还存储与需要选择性消除的低阶谐波对应的开关角、开关序列。非对称脉冲序列寄存模块22根据采样模块输出的调制度m以及脉冲模式自由度d，以时钟信号为指针，查表并提供当前工作点所需的OPUS开关序列、开关角并用于计算参考磁链，为求解动态磁链补偿提供原始数据。也就是说，针对不同工况提前离线计算好开关序列、开关角数据表格，比如excel表或者dat数据表，每一组不同的调制度m和脉冲模式自由度d均对应不同的开关序列、开关角，根据该开关序列、开关角能计算出参考磁链。
图4是参考磁链计算模块23的组成框图。参照图4，参考磁链计算模块23主要包括磁链积分单元231即OPUS积分单元、磁链存储单元232、时钟单元233。磁链积分单元231对非对称脉冲序列寄存模块22所提供的开关角、开关序列进行积分计算出不同工况下的磁链数据即参考磁链，并将参考磁链输出到核心处理器模块24。上述磁链数据包括对应的磁链矢量的角度和幅值。具体而言在***运行时，将时钟信号对应时刻转化为对应角度，以此为指针信号，通过查表以确定相邻的两个磁链矢量，采用简单的线性插值法即可得到此刻的参考磁链矢量。
图5是实际磁链计算模块21的组成框图。参照图5，实际磁链计算模块21主要包括时钟单元211、积分单元212、谐振分量提取单元213和磁链计算单元214。积分单元212读取采样模块1输出的实际电压值即逆变器侧电压U与时钟单元233提供的时间信号并进行伏秒乘积，将结果输入到磁链计算单元214中，由磁链计算单元214计算出实际磁链矢量。此外，谐振分量提取单元213通过读取滤波器分量，建立谐振模型，将谐振阻尼分量输入磁链计算单元214中，磁链计算单元214通过MPC算法计算出优化后的阻尼磁链。
图6是核心处理器模块24的组成框图。参照图6，核心处理器模块24主要包括寻找有效相单元241、开关时刻约束单元242、二次规划(QP)求解单元243、磁链修正单元244。寻找有效相单元241通过接收非对称脉冲序列寄存模块22所输出的开关角以及开关序列等数据，将开关角用时间表示，各相的开关时刻表示为：t_a1,t_a2,…t_an,t_(a(n+1))*，t_b1,t_b2,…t_bn,t_(b(n+1))*，t_c1,t_c2,…t_cn,t_(c(n+1))*，以时钟信号clock为基准，确定具有下一次开关切换的两相，即有效相(ab，ac，bc)。同时，开关时刻约束单元242以当前时钟信号为基准，生成有效相内开关时刻的约束条件，以保证开关切换有序进行，该约束条件是：1.开关切换不能移动到当前采样时刻之前，因此对于a相(或b,c相)第一个开关时刻需要添加采样时刻kTs≤t_an,(kTs≤t_bn，kTs≤t_cn)的约束；2.必须保证开关顺序不可更改，因此，a相(或b,c相)各个相邻的开关时刻需要添加t_a1≤t_a2≤…≤t_an≤t_(a(n+1))*(t_b1≤t_b2≤…≤t_bn≤t_(b(n+1))*，t_c1≤t_c2≤…≤t_cn≤t_(c(n+1))*)的约束，其中t_(a(n+1))*、t_(b(n+1))*、t_(c(n+1))*表示超出当前预测范围的第一次开关切换的标称开关时刻。磁链修正单元244通过接受实际磁链、阻尼磁链与参考磁链，首先将阻尼磁链叠加在参考磁链上得到修正的参考磁链，随后将实际磁链与修正的参考磁链作差得到磁链修正量。二次规划(QP)求解单元243通过接收寻找有效相单元241的有效相数据、相应的开关角和开关序列、磁链修正单元244的磁链修正量，在开关时刻约束单元242的约束条件下，对预测范围内各有效相的标称时间即开关时刻和开关序列进行优化计算，并将优化后的开关时刻和开关序列传输给脉冲发送模块25。
图7是脉冲发送模块25的组成框图。参照图7，脉冲发送模块25主要包括时钟单元251、预测周期计算单元252和脉冲发送单元253。预测周期计算单元252通过接收从时钟单元251传输来的当前采样时刻t、以及有效相优化前后的开关时刻即优化前开关序列和优化后开关序列，选取优化前后距离当前采样时刻t最远的时刻tx，tx与当前采样时刻t的距离即为预测周期TP,TP是一个变时长预测范围，它将在当前预测周期通过之后进行更新。脉冲发送单元253通过接收预测周期计算单元252传输来的预测时长，将从核心处理器模块24传输来的更新后的开关时刻、开关序列转换为与有效相对应的IGBT开关管的开关脉冲，在预测范围内，按照对应时刻和顺序输出给IGBT开关管。
图8是非对称优化脉冲模式控制***的磁链修正示意图。参照图8，其中ψ* 0为***在某一工况正常运行下的参考磁链，ψ0为该时刻的实际磁链，ψd为计算出的用于阻尼谐振的阻尼磁链，此时将阻尼磁链叠加在参考磁链上得到修正后的参考磁链ψ* 1。将修正后的参考磁链ψ* 1与实际磁链作差即可得到所需的磁链修正量ψerr。图8的右上角放大图像即表示将磁链修正量ψerr通过模型预测控制进行二次规划(QP)求解后分配到各相的过程，在本示例中，磁链修正量ψerr分解为b相的磁链修正量ψerr，b和c相的磁链修正量ψerr，c。此时只需按照求解结果改变各相开关序列进而改变各相磁链，即可对矫正磁链进行补偿，实现阻尼效果。
图9是LCL并网逆变器的简易谐波模型。参照图9，为LCL并网逆变器的简易谐波模型，其中i1r、i2r、ucr均为对采样模块1采样到的滤波器分量进行谐振分量提取后得到的电流、电压分量，表示对应的谐振电流及谐振电压。根据该模型可得到***状态方程：
其中ud为谐振电压输入量，也是控制目标，ug为电网电压，视为不变量。可通过模型预测控制进行二次规划计算出输入ud的最优值，此时***谐振电流电压均保持最小，对ud进行积分即可得到阻尼磁链ψd。
图10是非对称优化脉冲模式控制***扰动情况下的补偿效果图。图10中，使用MATLAB Simulink软件进行仿真实验，磁链幅值均做归一化处理，其中左侧最上方的第一线(红色实线)表示在T1时刻给定1p.u.虚拟磁链误差前后的调节轨迹，左侧中间的第二线(蓝色实线)表示在T1时刻给定0.5p.u.虚拟磁链误差前后的调节轨迹，左侧最下方的第三线(黑色实线)表示在T1时刻给定0.3p.u.虚拟磁链误差前后的调节轨迹。右侧平面图为左侧立体图的俯视图，第四线(红色虚线)表示1p.u.虚拟磁链误差消除过程，第五线(蓝色虚线)表示0.5p.u.虚拟磁链误差消除过程，第六线(黑色虚线)表示0.3p.u.虚拟磁链误差消除过程。第一线(红色实线)和第四线(红色虚线)表示给定扰动为1p.u.的情况，第二线(蓝色实线)和第五线(蓝色虚线)表示给定扰动为0.5p.u.的情况，第三线(黑色实线)和第六线(黑色虚线)表示给定扰动为0.3p.u.的情况。与这三种情况对应的动态响应时间分别约为11ms、6ms、2ms。由此可知，本发明的LCL并网逆变器谐振抑制***及方法具有比较强的抗干扰能力。
图11是模拟工况变化下非对称优化脉冲模式控制***的动态响应性能效果图。图11中，基波调制度分别在0.03s和0.07s(时间)，并且在M1＝0.75和M1＝0.2(调制度)之间发生了阶跃跳变。图11的上部为未滤波情况下的负载电流波形，图11的下部为逆变器输出的三相电压波形，虚线框部分(绿色阴影)表示磁链误差补偿的过程，椭圆圈出部分表示误差补偿后的开关角的变化，从虚线对应的开关角(开关角表格数据)变为实线对应的实际执行控制的开关角，从而产生补偿效果。由图11可看出，在该工况发生跳变的情况下，非对称优化脉冲模式控制***仅需要3毫秒即可完成磁链跟踪，实现误差补偿，相比于传统PI调节的情况下基波工况变化时需要超过20毫秒的补偿时间，本方法的误差补偿时间大约为3毫秒，具有动态响应大大加快的优点。
图12是非对称优化脉冲模式控制***对于LCL滤波器的谐振抑制效果图。图12的左部为未加谐振阻尼磁链时网侧电流的波形图和电流谐波畸变率，***谐振频率保持在210Hz左右，可以看出由于LCL滤波器的存在，***在210Hz谐振频率左右有比较大的谐振电流存在。图12的右部为加入谐振阻尼磁链后的控制效果，谐振电流大大减小，谐振现象被大大抑制。由此可知，本发明的LCL并网逆变器谐振抑制***及方法能在低开关频率下实现对LCL并网逆变器的谐振抑制。
本发明的LCL并网逆变器谐振抑制方法的流程如下：
首先，在步骤S10中，采样模块1对逆变器侧电压、滤波器分量进行采样，并将逆变器侧电压、滤波器分量输出到非对称优化脉冲模式控制***2，转移到步骤S20；
步骤S20中，采样模块1根据逆变器侧电压计算出调制度m，获取预先设定的OPUS脉冲模式自由度d，将调制度m和脉冲模式自由度d输入到非对称优化脉冲模式控制***2，转移到步骤S30；
步骤S30中，对OPUS开关角、开关序列进行离线计算，并将结果储存在非对称脉冲序列寄存模块22，转移到步骤S40；
步骤S40中，对参考磁链进行离线计算，并将结果储存在参考磁链计算模块23,转移到步骤S40；
步骤S50中，判断工况是否改变，如果工况未改变则转移到步骤S60中，否则转移到步骤S70中；
步骤S60中，以调制度m与脉冲模式自由度d检索非对称脉冲序列寄存模块，得到离线的控制三相逆变器的开关序列，按顺序将该开关序列输出给逆变器模块的IGBT，对逆变器模块进行开断控制，转移到步骤S110；
步骤S70中，当***改变工况时，逆变器侧电压发生变化，***需要重新输入OPUS开关角，通过读取***所需调制度m以及脉冲模式自由度d，从而查表得到在稳态工作点下***的OPUS开关角、开关序列,在实际磁链计算模块中根据采样模块1所采样到实际电压值和时间信号计算出实际磁链，并将该实际磁链输入到核心处理器模块24中，转移到步骤S80；
步骤S80中，滤波器分量被采样模块采样后输送到实际磁链计算模块中，通过MPC二次规划计算出阻尼磁链，并将该阻尼磁链输送至核心处理器模块24内，转移到步骤S90；
步骤S90中，核心处理器模块24通过计算将阻尼磁链叠加在参考磁链上后得到的叠加磁链值与实际磁链值之差得到磁链修正量，并通过MPC进行二次规划计算，将磁链修正量分配到各相，转移到步骤S100；
步骤S100中，通过根据磁链修正量改变各相的开关序列，并将该开关序列输出给IGBT进行开断控制，从而改变伏秒乘积量，以使实际磁链跟踪参考磁链与阻尼磁链的叠加量，转移到步骤S110；
步骤S110中，判断是否要停止逆变器谐振抑制动作，如果要结束逆变器谐振抑制动作，则结束本流程，否则返回到步骤S10。
通过上述流程，***极短时间内完成磁链误差调节，之后***进入新工况，将按照新的开关序列对逆变器进行控制，按照该开关序列运行下***LCL谐振峰被大大抑制。
综上所述，根据上述的LCL并网逆变器谐振抑制***及LCL并网逆变器谐振抑制方法，能实现磁链跟踪，能够在低于1000Hz的开关频率下实现OPUS变工况条件的快速动态响应，并能有效抑制LCL滤波器的谐振尖峰，与其他常规方法相比，本发明的***及方法控制的逆变器开关频率及开关损耗显著降低，并能保证输出电流频谱能满足并网谐波要求。
应当理解，上述说明是示意性的而非限制性的。例如，上述实施例(和/或其各方面)可以彼此结合起来使用。此外，在不脱离本发明的范围的情况下，可以进行许多修改，以使特定的状况或材料适应于本发明各个实施例的教导。虽然本文所述的材料的尺寸和类型用来限定本发明各个实施例的参数，但是各个实施例并不意味着是限制性的，而是示例性的实施例。在阅读上述说明的情况下，许多其它实施例对于本领域技术人员而言是明显的。因此，本发明的各个实施例的范围应当参考所附权利要求，以及这些权利要求所要求保护的等同形式的全部范围来确定。
工业上的实用性
本发明的LCL并网逆变器谐振抑制***及LCL并网逆变器谐振抑制方法可以用于LCL并网逆变器。
Claims (11)
1.一种LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，包括：
采样模块，该采样模块对逆变器侧电压、滤波器分量进行采样，根据逆变器侧电压计算调制度，并将逆变器侧电压、滤波器分量、调制度输入到非对称优化脉冲模式控制***中；以及
非对称优化脉冲模式控制***，该非对称优化脉冲模式控制***中根据调制度、预先设定的脉冲模式自由度计算开关角、开关序列，根据开关角、开关序列计算第一参考磁链，根据逆变器侧电压和时间信号计算实际磁链，将滤波器分量叠加在所述第一参考磁链上作为第二参考磁链，根据所述第二参考磁链、所述实际磁链来计算磁链修正量，根据所述磁链修正量来调整逆变器的开关序列，以使所述实际磁链快速跟踪所述参考磁链。
2.根据权利要求1所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
采样模块具有：
对所述逆变器侧电压进行采样，并将采集到的所述逆变器侧电压传输给计算单元的第一采样单元；
对所述滤波器分量进行采样的第二采样单元；
根据所述逆变器侧电压计算所述调制度的计算单元。
3.根据权利要求2所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
所述非对称优化脉冲模式控制***包括：
非对称脉冲序列寄存模块，该非对称脉冲序列寄存模块保存通过离线计算预先得到的开关角、开关序列，当***改变工况时，根据所述调制度以及预先设定的所述脉冲模式自由度，查表得到在稳态工作点下的***的开关角、开关序列，并将所述开关角、所述开关序列输出到参考磁链计算模块；
参考磁链计算模块，该参考磁链计算模块通过对所述开关角以及所述开关序列进行积分处理来得到所述第一参考磁链，并将所述第一参考磁链存储在该参考磁链计算模块中，从而查表可得在稳态工作点下的***的所述第一参考磁链，并将所述第一参考磁链输出到核心处理器模块；
实际磁链计算模块，该实际磁链计算模块根据所述逆变器侧电压和时间信号计算得到实际磁链，根据所述滤波器分量计算谐振阻尼所需磁链值即阻尼磁链，并将所述实际磁链和所述阻尼磁链输入到核心处理器模块中；
核心处理器模块，该核心处理器模块通过将所述阻尼磁链与所述第一参考磁链叠加来得到所述第二参考磁链，根据所述实际磁链和所述第二参考磁链来计算所述磁链修正量，根据所述磁链修正量改变所述开关序列并将所述开关序列输出脉冲发送模块，以使所述实际磁链快速跟踪所述第二参考磁链；以及
脉冲发送模块，该脉冲发送模块根据所述开关序列以及对应电平生成驱动信号，并将所述驱动信号输入到逆变器。
4.根据权利要求3所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
在稳态情况下，根据所述调制度与所述脉冲模式自由度在所述非对称脉冲序列寄存模块中进行检索，得到离线的控制三相逆变器的开关角、开关序列，并将所述开关角、开关序列按顺序输出给逆变器的IGBT，以使IGBT进行开通和关断，
当***改变工况时，在所述实际磁链计算模块中根据所述逆变器侧电压计算实际磁链，并将计算得到的所述实际磁链输入到所述核心处理器模块中，
所述采样模块将采样到的所述滤波器分量输送到所述实际磁链计算模块中，通过模型预测控制，进行二次规划计算，求出阻尼磁链，并将该阻尼磁链输送至所述核心处理器模块内，
所述核心处理器模块通过计算所述第一参考磁链与阻尼磁链的叠加磁链值作为所述第二参考磁链，并将所述第二参考磁链与所述实际磁链值作差来得到所述磁链修正量，并通过模型预测控制进行二次规划计算，将所述磁链修正量分配到逆变器的各相，改变各相的开关序列，从而改变伏秒乘积量，以使所述实际磁链跟踪所述第二参考磁链。
5.根据权利要求3所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
所述非对称脉冲序列寄存模块存储在***正常工况下对应的开关角、开关序列、以及与需要选择性消除的低阶谐波对应的开关角、开关序列。
6.根据权利要求4所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
所述稳态情况是指***无工况变化，或核心处理器模块未检测到磁链修正量超过稳定裕度。
7.根据权利要求3所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
所述实际磁链是根据逆变器的输出电压通过伏秒乘积计算出的虚拟磁链。
8.根据权利要求3所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
通过模型预测控制环进行二次规划计算，求出抑制谐振分量的每时刻需输入的阻尼电压，并对阻尼电压进行积分后得到阻尼磁链。
9.根据权利要求3所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
通过模型预测控制二次规划，在满足开关时刻的约束条件的情况下将所述磁链修正量分配到有效相，
所述有效相是指从当前时刻开始的最短时间间隔内，至少在两相中存在开关切换的相。
10.根据权利要求3所述的LCL并网逆变器谐振抑制***，其特征在于，
实际磁链计算模块包括时钟单元、积分单元、谐振分量提取单元和磁链计算单元，
所述第二采样单元将采集到的滤波器分量传输给所述谐振分量提取单元，
所述谐振分量提取单元通过读取所述滤波器分量，建立谐振模型，将所述谐振分量输入所述磁链计算单元中，所述磁链计算单元通过模型预测控制算法来计算所述阻尼磁链。
11.一种LCL并网逆变器谐振抑制方法，其特征在于，包括：
对逆变器侧电压、滤波器分量进行采样的步骤；
根据所述逆变器侧电压计算出调制度的步骤；
非对称优化脉冲模式控制***根据调制度、预先设定的脉冲模式自由度计算第一参考磁链的步骤；
根据逆变器侧电压和时间信号计算实际磁链的步骤；
将滤波器分量叠加在第一参考磁链上作为第二参考磁链，根据所述第二参考磁链、实际磁链来计算磁链修正量的步骤；
根据所述磁链修正量来调整逆变器的开关序列，使所述实际磁链快速跟踪所述参考磁链的步骤。
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