CN110797895A - 一种储能型mmc不平衡网压下的soc均衡控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，能使储能型MMC在不平衡网压下进行稳定的SOC均衡控制。首先分析不平衡网压下三相环流表达式中环流成分和子模块瞬时功率表达式，发现三相交流功率的差异是引起SOC不均衡的原因，同时环流中的2倍频分量会影响SOC均衡控制，故以抑制2倍频环流为目标设定环流参考值，通过准PR控制器将2倍频分量抑制为0。使用改进后下垂控制来均衡子模块SOC值，可以缩短均衡的时间，避免因为均衡时间过长而导致能源分配上的浪费，最终达到相间和相内的SOC均衡。

Description

一种储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法
技术领域
本发明专利涉及柔性直流输电中一种储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，属于电力技术领域。
背景技术
基于模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)的高压柔性直流输电技术作为当代电压源换流器的新型直流输电技术，是当今柔性直流输电技术的研究重点。同传统直流输电技术相比，基于MMC的柔性直流输电技术不会出现无功补偿问题和换相失败问题，同时可为无源***供电，具备独立调节有功与无功功率的能力。但模块化多电平换流器也存在不足，在其控制方面，子模块电容电压的均衡问题和各桥臂之间的环流问题一直是研究的重点。
储能***的加入，对于增加电网供电的可靠性和给予电网功率支撑方面起到了明显的作用。模块化多电平储能换流器(Modular Multilevel Energy Storage Converter,MM-ESC)目前已经引起国内外研究人员的关注，相关研究已应用于中低压电网，新能源发电等领域。
由于储能电池的电压随电荷状态变化的影响很小，故在电池的正常工作状态可以视其电压恒定不变，储能子模块的电容电压就等于电池电压。在稳态工况下，子模块电容电压受充放电的影响较小，其子模块电压稳定，不会存在二次谐波的电压分量，从而环流中不会产生相应的二次谐波分量。故对于模块化多电平储能换流器，其避免造成储能容量配置浪费的子模块SOC的均衡控制成为研究的重点。
现有许多文献都提出了子模块的SOC均衡控制，如通过控制环流实现相间和桥臂间SOC均衡，调节各个子模块的输出工频分量，实现桥臂内SOC均衡；从控制相、桥臂、子模块功率的角度研究了三级SOC策略，同样可以实现SOC的均衡控制。
但对于不平衡网压状况下，三相并网功率存在不平衡现象，三项电网功率的不一致会导致子模块SOC变化速率不一致。同时环流中的2倍频正、序分量会影响均衡控制效果，所以在不平衡网压工况下，二次谐波抑制对子模块SOC均衡控制就显得尤为重要了。
发明内容
为实现模块化多电平储能变流器在网压不平衡工况下稳定运行，本发明将二倍频环流抑制控制与改进下垂控制相结合，首先根据MMC-ESC的拓扑结构图求得在不平衡网压下的桥臂环流表达式。为避免二次谐波环流对SOC均衡控制产生影响，设置参考值为0，与实际环流作比较，通过准比例谐振控制器抑制环流中的二倍频分量。基于SOC均衡的下垂控制通过叠加环流直流和交流分量调制波来调控子模块电池的充放电速率，从而控制SOC的均衡。传统的下垂控制，是利用子模块当前SOC值与SOC平均值作比较得到应叠加的直流分量和交流分量调制波，从而控制电池功率达到SOC的均衡，但考虑到在电网不平衡条件下，SOC值平均值的变化缓慢，使SOC的均衡时间过长，造成能源分配上的浪费，所以本发明选用改进后的下垂控制。选择合适的下垂系数取值范围，采用SOC幂指函数下垂系数，从而到达更快速精准的SOC均衡控制。
本发明提供了一种储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，包括：
步骤S1：桥臂环流计算环节，根据MMC的数学模型和拓扑结构推导得到不同工况下的桥臂环流的表达式。
步骤S2：三相功率计算环节，计算得到不平衡网压下的三相功率，三相功率的不平衡是SOC不均衡的原因。
步骤S3：2倍频环流抑制环节，根据步骤S1中得出的结论，设定环流参考值与环流比较后通过一个准PR控制器，实现2倍频环流的抑制。
步骤S4：下垂系数选定环节，考虑到不平衡网压下SOC参考值变化过慢造成能源分配浪费，修改下垂系数为带有幂指函数的下垂系数。
步骤S5：改进后的下垂控制环节，选取修正后的下垂系数，设置边界条件，实现了更快的SOC均衡速度。
有益效果
本发明分析了MMC-ESC在不平衡网压下的环流组成成分，并通过设计一个2倍频环流分量抑制环节，抑制环流中的2倍频分量，避免其影响后续SOC均衡的控制环流。提出了一种新的下垂控制系数选取的新方法，相比较于传统的下垂控制，实现了更快速地达到相间和相内的SOC均衡，避免了能量分配上造成的浪费。
附图说明
图1是SOC均衡控制流程图；
图2是MMC拓扑结构图；
图3是MMC-ESC子模块拓扑结构图；
图4是基于准PR控制器的二次谐波环流抑制的控制框图；
图5是下垂控制的下垂曲线图。
具体实施方法
MMC的拓扑结构如图2所示，根据其拓扑结构和基尔霍夫电流电压定律，可以得到桥臂电流和桥臂电压表达式:
Figure BDA0002291065050000031
Figure BDA0002291065050000032
式中La为桥臂电感；j＝a,b,c；uj为相输出电压；ij为交流测输出电流；ujp和ujn分别为上下桥臂的等效电压；ijp和ijn分别为上下桥臂电流；Udc为直流母线电压。
idiffj为j相环流，其表达式为：
Figure BDA0002291065050000033
式中idiffj_dc为j相环流中的直流分量；idiff_m为j相i次环流的幅值。
分析MMC内部环流机理可知，在对称工况下，MMC环流中主要包含2次电流谐波分量且呈负序性质。而2次谐波的环流会影响电容电压波动及桥臂输出电压，故在对称工况下交流环流抑制的工作将以2次谐波分量为主要目标。
但处于电网不平衡的情况下，若不对环流进行抑制，桥臂电压和桥臂电流中则会出现正序分量和负序分量：
Figure BDA0002291065050000041
同时，不平衡情况上下桥臂的调制函数为：
Figure BDA0002291065050000042
此时，上下桥臂的平均电流为：
Figure BDA0002291065050000043
此时桥臂上的谐波会引起电容电压的波动，由于开关动作将电压波动耦合到输出侧，整个桥臂产生电压波动，从而形成环流。值得注意的是，此时的2次谐波成分还包括正序成分，会对SOC的均衡控制产生影响，需要对其进行抑制。
MM-ESC的子模块拓扑结构如图3所示，储能子模块采用电池直接并联电容两端的连接方式。其上下桥臂的开关函数可以表达为：
Figure BDA0002291065050000044
式中mi为该相的调制比。
可以得到单个子模块的输出电压：
Figure BDA0002291065050000045
可以进而得到单个子模块的瞬时功率表达式：
Figure BDA0002291065050000051
式中Pdc为直流功率，Paci为i相的交流功率。
根据式(9)结果，可以得到
Figure BDA0002291065050000052
式中s0为子模块初始电荷状态，Q表示储能电池的总电量。
从式(10)可以看出，子模块荷电状态受直流功率和交流功率的影响，在不平衡网压下，三相交流功率不一致，SOC不能均衡。
为消除环流中的2倍频正序和负序分量，设置环流参考值为0，使环流与环流参考值作比较，再通过一个准PR控制器，实现2倍频环流的抑制，如图4所示。其中准PR控制器的传递函数为：
SOC估算方法采用安时积分法，其定义为：
Figure BDA0002291065050000054
SOC的均衡控制分为SOC相间控制和SOC相内控制，其中通过调制波叠加直流分量控制SOC相间均衡，通过调制波叠加交流分量控制SOC相内均衡，对于传统的SOC均衡下垂控制，表达式如式(5)所示，其下垂控制曲线如图5所示：
Figure BDA0002291065050000061
式中S1为子模块当前的SOC值；kd1，kd2分别为相间SOC和相内SOC的下垂控制系数；U1为叠加控制波中的直流分量；u1为叠加控制波中的交流分量；S0为子模块SOC的参考值。
在不平衡网压下，SOC值平均值的变化缓慢，使SOC的均衡时间过长，造成能源分配上的浪费，故采用改进后的幂指函数下垂系数：
Figure BDA0002291065050000062
其中参数k1，k2，ρ1，ρ2需根据自身***的实际情况进行调整设计，使用改进后的幂指函数下垂系数后，能加快SOC均衡的时间，减少其均衡过程中能源分配造成的浪费。
不平衡网压下，为了使子模块电池能处于正常工作范围，其SOC值应控制在如下范围：
10≤S≤90 (15)
最后得到修正后的下垂控制表达式：
通过以上的几个构想的环节，我们则可以消除2次谐波环流对SOC均衡的影响，从而通过改进后的下垂控制更快速地达到SOC的均衡。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明精神和原则之内，所作任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制，其特征在于：
步骤S1：桥臂环流计算环节，根据MMC的数学模型和拓扑结构推导得到不同工况下的桥臂环流的表达式。
步骤S2：三相功率计算环节，计算得到不平衡网压下的三相功率，三相功率的不平衡是SOC不均衡的原因。
步骤S3：2倍频环流抑制环节，根据步骤S1中得出的结论，设定环流参考值与环流比较后通过一个准PR控制器，实现2倍频环流的抑制。
步骤S4：下垂系数选定环节，考虑到不平衡网压下SOC参考值变化过慢造成能源分配浪费，修改下垂系数为带有幂指函数的下垂系数。
步骤S5：改进后的下垂控制环节，选取修正后的下垂系数，实现了更快的SOC均衡速度。
2.根据权利要求1所述的储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，其特征为步骤S1中的环流表达式为：
式中ijp，ijp分别为上桥臂和下桥臂电流，idiffj_dc为环流中的直流分量，idiffj_m为交流分量幅值。
不平衡网压下，桥臂电压和桥臂电流的表达式：
Figure FDA0002291065040000012
。
3.根据权利要求1所述的储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，其特征为步骤S2中的单个子模块的瞬时功率表达式：
Figure FDA0002291065040000021
。
4.根据权利要求1所述的储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，其特征为步骤S3中的准PR控制器的传递函数为：
Figure FDA0002291065040000022
式中Kp，Kr分别为比例系数和谐振系数。
5.根据权利要求1所述的储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，其特征为步骤S4中的传统下垂控制表达式为：
Figure FDA0002291065040000023
改进后的下垂系数为：
Figure FDA0002291065040000024
式中S1子模块当前的SOC值；kd1，kd2分别为相间SOC和相内SOC的下垂控制系数；U1为叠加控制波中的直流分量；u1为叠加控制波中的交流分量；S0为子模块SOC的参考值。
6.根据权利要求1所述的储能型MMC不平衡网压下的SOC均衡控制方法，其特征为步骤S5中的改进后的下垂控制表达式为：
Figure FDA0002291065040000025
式中参数k1，k2，ρ1，ρ2需根据自身***的实际情况进行调整设计。
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