CN112737388B - 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法 - Google Patents

逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112737388B
CN112737388B CN202110205506.6A CN202110205506A CN112737388B CN 112737388 B CN112737388 B CN 112737388B CN 202110205506 A CN202110205506 A CN 202110205506A CN 112737388 B CN112737388 B CN 112737388B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circulating current
inverter
resonant
current suppression
common
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110205506.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112737388A (zh
Inventor
张承慧
刘浩
李晓艳
邢相洋
李同兴
张洪亮
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens Electrical Drives Ltd
Original Assignee
Shandong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shandong University filed Critical Shandong University
Priority to CN202110205506.6A priority Critical patent/CN112737388B/zh
Publication of CN112737388A publication Critical patent/CN112737388A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112737388B publication Critical patent/CN112737388B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本公开提供了一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法，获取谐振环流抑制***的运行状态数据，谐振环流抑制***包括至少两台并联的三电平逆变器，各台逆变器的交流侧滤波电容公共点通过导线回接至直流侧中性点；根据获取的运行状态数据得到控制变量，利用控制变量调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流；其中，将逆变器侧零序环流的参考值设置为零，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量；本公开实现了对新型LCL滤波器并联三电平逆变器的谐振环流抑制，有效解决了模块化并联三电平逆变器因零序环流过高引发的***故障率高的问题。

Description

逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法
技术领域
本公开涉及逆变器并联***谐振环流抑制技术领域，特别涉及一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术，并不必然构成现有技术。
随着可再生能源***的快速发展，逆变器的控制已成为最具挑战性的问题之一，特别是光伏、风力发电***近年来受到了广泛关注。逆变器作为可再生能源与电网的接口，在发电***中起着举足轻重的作用。目前，对大功率三电平变流器的需求已成为一种趋势。由于有源开关的额定电流有限，并联逆变器是实现高额定功率的理想解决方案。但是，为了避免单台逆变器的过载，需要抑制循环电流。
发明人发现，目前的新型LCL滤波器可有效抑制三电平逆变器***的高频共模漏电流，当并联三电平逆变器***采用该形式的滤波器时，高频零序环流亦能得到有效抑制，但上述方法会引发并联***产生内部、外部谐振环流问题，导致零序环流骤增，***安全性、稳定性显著降低。
发明内容
为了解决现有技术的不足，本公开提供了一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法，设计了闭环PI控制器的参数，可以实现对新型LCL滤波器并联三电平逆变器的谐振环流抑制，有效解决了模块化并联三电平逆变器因零序环流过高引发的***故障率高的问题。
为了实现上述目的，本公开采用如下技术方案：
本公开第一方面提供了一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***。
一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***，包括至少两台并联的三电平逆变器，各台逆变器的交流侧滤波电容公共点与直流侧中性点连接。
本公开第二方面提供了一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法。
一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，利用本公开第一方面所述的谐振环流抑制***，包括以下步骤：
获取谐振环流抑制***的运行状态数据；
根据获取的运行状态数据得到控制变量，利用控制变量调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流；
其中，将逆变器侧零序环流的参考值设置为零，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量。
作为可选的实施方式，零序环流传递函数为三阶环节。
作为可选的实施方式，根据逆变器侧电感、电网侧电感和滤波电容，得到外部谐振环流对应的谐振频率。
作为可选的实施方式，根据逆变器侧电感和滤波电容，得到内部谐振环流对应的谐振频率。
作为可选的实施方式，PI控制器的转折频率为PWM开关频率的七分之一，PI控制器的截止频率为PWM开关频率的五分之一。
作为可选的实施方式，根据PI控制器的截止频率、逆变器侧电感、电网侧电感、滤波电容、PWM开关周期、PI控制器的等效增益和采样延迟时间，得到PI控制器比例系数。
本公开第三方面提供了一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***。
一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***，包括：
数据获取模块，被配置为：获取谐振环流抑制***的运行状态数据；所述谐振环流抑制***，是包括至少两台并联的三电平逆变器、各台逆变器的交流侧滤波电容公共点通过导线回接至直流侧中性点的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***；
谐振环流抑制模块，被配置为：根据获取的运行状态数据得到控制变量，利用控制变量调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流；
其中，将逆变器侧零序环流的参考值设置为零，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量。
本公开第四方面提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，该程序被处理器执行时实现如本公开第二方面所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法中的步骤。
本公开第五方面提供了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，所述处理器执行所述程序时实现如本公开第二方面所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法中的步骤。
与现有技术相比，本公开的有益效果是：
1、本公开所述的方法、***、介质或电子设备，根据***稳定性，设计了闭环PI控制器的参数，可以实现对新型LCL滤波器并联三电平逆变器的谐振环流抑制，有效解决了模块化并联三电平逆变器因零序环流过高引发的***故障率高的问题。
2、本公开所述的方法、***、介质或电子设备，利用并联***，提高了三电平逆变器的额定功率；通过利用一种新型LCL滤波器，有效抑制了三电平并联***中的高频零序环流；通过对逆变器侧零序环流进行控制，有效抑制了三电平并联***中因新型LCL滤波器引起的谐振环流；实现简单，对并联***的拓展性强，应用简单，实用性强。
3、本公开所述的方法、***、介质或电子设备，采用了具有中点电压平衡能力的PI调节器，由于调整冗余矢量不会影响控制目标，可以通过改变小矢量的占空比来改变共模电压，从而抑制谐振，平衡中点电压。
本公开附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本公开的实践了解到。
附图说明
构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。
图1为本公开实施例1提供的基于传统LCL滤波器的m台并联三电平逆变器***结构图。
图2为本公开实施例1提供的基于传统LCL滤波器的三电平逆变器并联***零序环流等效电路。
图3为本公开实施例1提供的基于传统LCL滤波器的第l台三电平逆变器零序环流等效简化电路。
图4为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***结构图。
图5为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***零序环流等效电路。
图6为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***零序环流进一步化简等效电路。
图7为本公开实施例1提供的基于传统和基于新型LCL滤波器三电平逆变器并联***零序环流传递函数的伯德图。
图8为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***内部环流等效电路。
图9为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***内部环流传递函数的伯德图。
图10为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***的逆变器侧零序环流控制框图。
图11为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***的网侧电流、零序环流和THD仿真结果(以两台逆变器并联为例)。
图12为本公开实施例1提供的基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***的的逆变器侧电流、零序环流和THD仿真结果(以两台逆变器并联为例)。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例1：
本公开实施例1提供了一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，包括以下步骤：
获取谐振环流抑制***的运行状态数据；
根据获取的运行状态数据得到控制变量，利用控制变量调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流；
其中，将逆变器侧零序环流的参考值设置为零，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量。
谐振环流抑制***包括至少两台并联的三电平逆变器，各台逆变器的交流侧滤波电容公共点通过导线回接至直流侧中性点。
具体的，包括以下内容：
图1为基于传统LCL滤波器的m台并联三电平并网逆变器***，直流侧正、负母线直接并联。为消除各逆变器间因中点电位不相同引起的零序环流，各台逆变器的直流侧中点连接在一起，交流侧经LCL滤波器连接电网。其中，L为逆变器侧电感，Lg为电网侧电感，Cf为滤波电容。
选取负直流母线电压为参考，为简化***模型及分析，忽略滤波器的等效串联电阻。根据基尔霍夫电压定律，第l台三电平逆变器的平均开关模型为：
Figure GDA0003475581090000071
其中，ea、eb和ec为三相电网电压，VAl、VBl和VCl为逆变器输出电压，iAl、iBl和iCl为逆变器桥臂侧电流，ial、ibl和icl为网侧电流(l＝1,2,…,m)，uNn为电网中性点N到直流侧负母线之间的电压。
在电网电压平衡的情况下，可以得到：
Figure GDA0003475581090000072
其中，VZl为第l台三电平逆变器的共模电压。对于传统LCL滤波器，零序环流不流过三相滤波电容。因此，逆变器侧的零序环流表示为：
Figure GDA0003475581090000073
图2为基于传统LCL滤波器的三电平逆变器并联***零序环流等效电路图。根据式(2)和式(3)可以得到三电平逆变器并联***零序环流等效电路。
图3为基于传统的LCL滤波器的第l台三电平逆变器零序环流等效电路。根据戴维南定理，将并联逆变器模型简化为带阻抗的串联电压源的形式。因此，除第l台逆变器外，其余逆变器的等效共模电压为VZe，其等效串联电感为(L+Lg)/(n-1)。
VZe可以表示为：
Figure GDA0003475581090000074
图3所示的第l台逆变器的零序环流izl传递函数为
Figure GDA0003475581090000075
可以看到，第l台逆变器的零序环流的传递函数为一阶***，其激励源是共模电压之差VZl(s)-VZe(s)。
在并联***中，因每台逆变器采用独立的控制器，故每台逆变器之间的载波难以实现完全同步，不同步的载波在VZl(s)-VZe(s)中产生高频分量，而一阶***对此高频分量的抑制能力有限，是导致并联***中产生高频零序环流的主要原因。因此，为了降低高频零序环流，本实施例应用了新型LCL滤波器(MLCL)并提出了相应的控制方法。
图4为基于新型LCL滤波器(MLCL)的并联三电平逆变器并联***结构图。与基于传统LCL滤波器的并联***不同的是，图4中各台逆变器的交流侧滤波电容公共点通过导线回接至直流侧中性点，其零序环流传递函数较高，可以有效解决高频零序环流问题，但同时也引发了谐振环流。新型LCL滤波器使得并联***增加了一条电流流通路径，根据基尔霍夫电压定律，将新型LCL滤波器的三电平逆变器的平均模型表示为：
Figure GDA0003475581090000081
其中，ifal、ifbl和ifcl为流过滤波电容的三相电流，VN为直流母线下侧电容电压。将式(6)中的三式相加，得到：
Figure GDA0003475581090000082
逆变器侧零序环流iZl、网侧零序环流izl、流过电容的零序环流ifzl定义为：
Figure GDA0003475581090000083
图5为基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***零序环流等效电路。根据式(7)(8)，可以得到：
Figure GDA0003475581090000091
根据式(2)和式(8)，可以得到：
Figure GDA0003475581090000092
因此，根据式(9)和式(10)，可以得到图5中并联的新型LCL滤波器的三电平逆变器的等效模型。
图6为基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***零序环流进一步化简等效电路。根据戴维南定理，除第l台逆变器外，其余逆变器的等效共模电压为Vze，其串联阻抗为Ze。Vze，Ze分别为：
Figure GDA0003475581090000093
Figure GDA0003475581090000094
图6所示的第l台新型LCL滤波器逆变器的网侧零序环流izl的传递函数为：
Figure GDA0003475581090000095
图7为基于传统和基于新型LCL滤波器时三电平逆变器并联***零序环流传递函数G1(s)和G2(s)的伯德图。与传统LCL滤波器相比，电容Cf被引入到等效模型中，为高频谐波提供了一个低阻抗路径。
当采用新型LCL滤波器时，三电平逆变器并联***的零序环流传递函数(即G2(s))为三阶环节，而基于传统LCL滤波器的并联***的零序环流传递函数(即G1(s))为一阶环节。因此，新型LCL滤波器比传统LCL滤波器具有更高的高频环流消除能力，如图7所示。
然而，新型LCL滤波器在谐振频率fr1处产生一个谐振峰值，谐振峰值引起的谐振环流定义为外部谐振环流(ERCC)。
谐振频率fr1的定义如下：
Figure GDA0003475581090000101
该谐振频率由滤波器参数L、Lg和Cf共同决定。
图8为基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***内部环流等效电路。逆变侧电感L与滤波电容Cf串联，形成LC回路,会产生串联谐振。第l台逆变器内部环流icmcl的激励源仅为VZl，此时：
icmcl＝izfl (15)
对于容性元件，VN可以忽略，等效电路如图8所示。以得到内部环流icmcl对共模电压VZl的传递函数为：
Figure GDA0003475581090000102
图9为基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***内部环流传递函数的伯德图。可以看到，在谐振频率fr2产生谐振峰值，从而产生了内部谐振环流(IRCC)。
谐振频率fr2表示为：
Figure GDA0003475581090000103
图10为基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***的逆变器侧零序环流控制框图。根据以上分析，基于新型LCL滤波器的三电平逆变器并联***可有效抑制高频零序环流，但同时会引入外部谐振环流和内部谐振环流，使***不稳定。内部、外部谐振环流均由环流回路中加入电容支路造成的。内部、外部谐振环流的激励源是共模电压，两者均与VZl(s)相关，因此，可通过控制量yzfl调节三电平空间矢量调制方法中冗余小矢量的作用时间，改变共模电压在谐振频率处的幅值，实现谐振环流抑制。
因此，可以采用逆变器侧零序电流作为控制目标来抑制谐振环流。
采用逆变侧零序环流iZl的闭环控制来抑制谐振环流,逆变器侧零序环流的激励源为VZe(s)-VZl(s)。
因此，将图6所示的逆变器侧零序环流模型表述为：
Figure GDA0003475581090000111
逆变器侧零序环流iZl的参考值设置为0，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量yZl：
Figure GDA0003475581090000112
由式(18)可知，逆变器侧零序环流的激励源为VZe(s)-VZl(s)。由控制框图可知，可以利用控制变量yZl调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流。
图10的开环传递函数表示为：
Figure GDA0003475581090000113
式中，控制器Gc(s)为比例控制器，kp为控制参数，Ts为PWM开关周期，KPWM为其等效增益，Td为采样延迟时间。时间常数Ts和Td都足够小，可将其合并为：
Figure GDA0003475581090000114
因此，开环传递函数式(20)可以表示为：
Figure GDA0003475581090000115
闭环传递函数可以表示为：
Figure GDA0003475581090000116
特征方程可以表示为：
Figure GDA0003475581090000126
根据劳斯-赫尔维茨稳定判据可知，***稳定的充分必要条件为：kp>0且τ>Tm。
为了使***达到良好的响应速度，设计了PI控制器的转折频率为：
Figure GDA0003475581090000121
可以得到：
Figure GDA0003475581090000122
为抑制因PWM调制模块引入的开关频率处谐波，结合工程中控制器设计规则，***截止频率fc设定为：
Figure GDA0003475581090000123
在截止频率处，开环传递函数的幅值表示为：
Figure GDA0003475581090000124
最后，控制器的参数可以得到如下:
Figure GDA0003475581090000125
实施例2：
本公开实施例2提供了一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***，包括：
数据获取模块，被配置为：获取谐振环流抑制***的运行状态数据；所述谐振环流抑制***，是包括至少两台并联的三电平逆变器、各台逆变器的交流侧滤波电容公共点通过导线回接至直流侧中性点的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***；
谐振环流抑制模块，被配置为：根据获取的运行状态数据得到控制变量，利用控制变量调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流；
其中，将逆变器侧零序环流的参考值设置为零，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量。
所述***的工作方法与实施例1提供的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法相同，这里不再赘述。
实施例3：
本公开实施例3提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，该程序被处理器执行时实现如本公开实施例1所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法中的步骤。
实施例4：
本公开实施例4提供了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，所述处理器执行所述程序时实现如本公开实施例1所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法中的步骤。
本领域内的技术人员应明白，本公开的实施例可提供为方法、***、或计算机程序产品。因此，本公开可采用硬件实施例、软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本公开可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本公开是参照根据本公开实施例的方法、设备(***)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(RandomAccessMemory，RAM)等。
以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，利用谐振环流抑制***，所述谐振环流抑制***包括至少两台并联的三电平逆变器，各台逆变器的交流侧滤波电容公共点与直流侧中性点连接，其特征在于：包括以下步骤：
获取谐振环流抑制***的运行状态数据；
根据获取的运行状态数据得到控制变量，利用控制变量调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流；
其中，将逆变器侧零序环流的参考值设置为零，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量。
2.如权利要求1所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，其特征在于：
零序环流传递函数为三阶环节。
3.如权利要求1所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，其特征在于：
根据逆变器侧电感、电网侧电感和滤波电容，得到外部谐振环流对应的谐振频率。
4.如权利要求1所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，其特征在于：
根据逆变器侧电感和滤波电容，得到内部谐振环流对应的谐振频率。
5.如权利要求1所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，其特征在于：
PI控制器的转折频率为PWM开关频率的七分之一，PI控制器的截止频率为PWM开关频率的五分之一。
6.如权利要求1所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法，其特征在于：
根据PI控制器的截止频率、逆变器侧电感、电网侧电感、滤波电容、PWM开关周期、PI控制器的等效增益和采样延迟时间，得到PI控制器比例系数。
7.一种逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***，其特征在于：包括：
数据获取模块，被配置为：获取谐振环流抑制***的运行状态数据；所述谐振环流抑制***包括至少两台并联的三电平逆变器，各台逆变器的交流侧滤波电容公共点与直流侧中性点连接；
谐振环流抑制模块，被配置为：根据获取的运行状态数据得到控制变量，利用控制变量调节谐振频率处三电平空间矢量调制中冗余小矢量的作用时间来调节谐振峰值，进而实现抑制谐振环流；
其中，将逆变器侧零序环流的参考值设置为零，将参考值与实际值之间的误差发送给PI控制器，得到控制变量。
8.一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现如权利要求1-6任一项所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法中的步骤。
9.一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时实现如权利要求1-6任一项所述的逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制方法中的步骤。
CN202110205506.6A 2021-02-24 2021-02-24 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法 Active CN112737388B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110205506.6A CN112737388B (zh) 2021-02-24 2021-02-24 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110205506.6A CN112737388B (zh) 2021-02-24 2021-02-24 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112737388A CN112737388A (zh) 2021-04-30
CN112737388B true CN112737388B (zh) 2022-04-29

Family

ID=75597054

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110205506.6A Active CN112737388B (zh) 2021-02-24 2021-02-24 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112737388B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114142715A (zh) * 2021-12-03 2022-03-04 山东大学 大功率并联逆变器共模谐振环流抑制方法及***
CN114337223A (zh) * 2021-12-29 2022-04-12 新疆金风科技股份有限公司 零序电流抑制方法及装置、风电变流器、介质和机组
CN116526817B (zh) * 2023-06-26 2023-09-12 深圳市首航新能源股份有限公司 逆变器并联零序环流抑制方法、装置及逆变器并联***

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108574403A (zh) * 2018-04-24 2018-09-25 山东大学 非隔离型光伏逆变器共模谐振环路电流和漏电流抑制方法
CN109302094A (zh) * 2018-10-10 2019-02-01 山东大学 非隔离型模块化三电平并联逆变器、控制方法及***

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108574403A (zh) * 2018-04-24 2018-09-25 山东大学 非隔离型光伏逆变器共模谐振环路电流和漏电流抑制方法
CN109302094A (zh) * 2018-10-10 2019-02-01 山东大学 非隔离型模块化三电平并联逆变器、控制方法及***

Also Published As

Publication number Publication date
CN112737388A (zh) 2021-04-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Wu et al. Grid harmonics suppression scheme for LCL-type grid-connected inverters based on output admittance revision
CN112737388B (zh) 逆变器并联***的共模有源阻尼谐振环流抑制***及方法
Bina et al. An efficient procedure to design passive LCL-filters for active power filters
Loh et al. Analysis of multiloop control strategies for LC/CL/LCL-filtered voltage-source and current-source inverters
Zhang et al. A coordinate control strategy for circulating current suppression in multiparalleled three-phase inverters
Zhang et al. Modeling and mitigation of resonance current for modified LCL-type parallel inverters with inverter-side current control
Alepuz et al. Development and testing of a bidirectional distribution electronic power transformer model
Li et al. Design and control method to suppress resonance circulating current for parallel three-level rectifiers with modified LCL filter
Antoniewicz et al. Model predictive current control method for four-leg three-level converter operating as shunt active power filter and grid connected inverter
Kumar et al. Optimal operation of WL-RC-QLMS and Luenberger observer based disturbance rejection controlled grid integrated PV-DSTATCOM system
Da Silva et al. Dynamic improvement of a UPQC system operating under grid voltage sag/swell disturbances
Aquib et al. On circulating current mitigation for modular UPS/inverters
CN112510749A (zh) 微网孤岛模式下具有网络自适应能力的下垂控制方法
Wang et al. Dynamic DC-bus voltage control strategies for a three-phase high power shunt active power filter
Dhaneria et al. Design of AC side filter for grid tied solar inverter
Valdez-Fernandez et al. A 6h±1 repetitive scheme for the three-phase CHB 7-level converter used in an APF application
El-Rahman et al. PERFORMANCE ANALYSIS OF ACTIVE POWER FILTER CONTROLLERS FOR HARMONICS MITIGATION IN POWER SYSTEMS
Echalih et al. Advanced nonlinear control of single phase shunt active power filter based on full bridge dual buck converter
Parkatti et al. Experimental results for a current source shunt active power filter with series capacitor
Callegari et al. Voltage detection-based selective harmonic current compensation strategies for photovoltaic inverters
Hu et al. A generic multicell network control for three-phase grid-connected inverters
Kamble et al. Capacitor voltage regulation in Shunt Active Power Filter using Sliding mode controller
Roldán-Pérez et al. LTCL-Filter active-damping design considerations for low-switching-frequency grid-tied VSCs
Thajeel et al. Active power filter based optimum design of PI controller using particle swarm optimization method
Samanes et al. Mimo based decoupling strategy for grid connected power converters controlled in the synchronous reference frame

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20230224

Address after: No. 1, Haitai Chuangxin 5th Road, Huayuan Industrial Zone (outside the ring), New Technology Industrial Park, Xiqing District, Tianjin, 300392

Patentee after: SIEMENS ELECTRICAL DRIVES Ltd.

Address before: 250061, No. ten, No. 17923, Lixia District, Ji'nan City, Shandong Province

Patentee before: SHANDONG University