CN114301267A - 开关管的驱动方法及装置、逆变器 - Google Patents

开关管的驱动方法及装置、逆变器 Download PDF

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CN114301267A
CN114301267A CN202210225662.3A CN202210225662A CN114301267A CN 114301267 A CN114301267 A CN 114301267A CN 202210225662 A CN202210225662 A CN 202210225662A CN 114301267 A CN114301267 A CN 114301267A
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Abstract

本申请公开了一种开关管的驱动方法及装置、逆变器，涉及逆变器技术领域，开关管的驱动方法应用于逆变器，方法包括获取逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定逆变器的共模电流。根据共模电流与第一阻抗确定逆变器的共模电压抑制分量，其中，第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，共模电压抑制分量用于抑制共模电流。根据共模电压抑制分量驱动开关管。通过上述方式，能够在逆变器的工作过程中对共模电流进行抑制，提升逆变电感电流波形质量。

Description

开关管的驱动方法及装置、逆变器
技术领域
本申请涉及逆变器技术领域，特别是涉及一种开关管的驱动方法及装置、逆变器。
背景技术
为了减小光伏逆变器对地漏电流，目前三相逆变器大多将滤波电容中点连接到直流母线中点，为共模电流提供低阻抗路径。这样，大多数共模电流经过中线回流到直流母线中点，逆变器对地漏电流可大大减小。
然而，逆变器内部共模电流回路由直流母线电容、开关管、逆变电感以及滤波电容构成，该路径阻尼较小，容易形成LC谐振，增大开关管电流应力，影响逆变电感电流波形质量。
发明内容
本申请旨在提供一种开关管的驱动方法及装置、逆变器，能够在逆变器的工作过程中对共模电流进行抑制，提升逆变电感电流波形质量。
为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种开关管的驱动方法，其特征在于，所述方法包括：
获取所述逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变器的共模电流；
根据所述共模电流与第一阻抗确定所述逆变器的共模电压抑制分量，其中，所述第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，所述共模电压抑制分量用于抑制所述共模电流；
根据所述共模电压抑制分量驱动所述开关管。
在一种可选的方式中，根据所述共模电流与第一阻抗确定所述逆变器的共模电压抑制分量，包括：
通过以下公式确定所述逆变器的共模电压抑制分量：
Figure 663694DEST_PATH_IMAGE001
，其中，Uc(t)为所述共模电压抑制分量，R0为所述第一电阻的电阻值，A为所述第一电感的电感值，B为所述第一电容的电容值的倒数，icm(t)为所述共模电流，t为时间，且R0、A与B中至少一个不为0。
在一种可选的方式中，所述方法还包括：
获取所述逆变器的共模电压；
根据所述共模电压与所述共模电压抑制分量，确定所述逆变器的***阻抗；
控制所述***阻抗的虚部小于第一预设阈值，以确定谐振角频率；
根据所述谐振角频率确定所述***阻抗与***阻尼比，以确定第一阻抗的参数的大小，其中，所述第一阻抗的参数包括R0、A与B。
在一种可选的方式中，所述控制所述***阻抗的虚部小于第一预设阈值，以确定谐振角频率，包括：
将所述***阻抗的虚部定义为第一函数，并对所述第一函数做微分运算，以获得第二函数；
根据所述逆变器中电子元件的特征值计算初始谐振角频率；
根据所述初始谐振角频率、所述第一函数与所述第二函数，确定所述谐振角频率。
在一种可选的方式中，所述根据所述初始谐振角频率、所述第一函数与所述第二函数，确定所述谐振角频率，包括：
将所述第一阻抗的数值设置为第一数值；
将所述第一数值、所述初始谐振角频率分别带入所述第一函数与所述第二函数进行计算；
判断所述第一函数的计算结果的绝对值是否小于第二预设阈值；
若是，则将当前的谐振角频率作为所述谐振角频率；
若否，则将当前的谐振角频率、所述第一数值与所述第一函数与所述第二函数之间的比值的差值分别带入所述第一函数与所述第二函数进行计算，并再次执行判断所述第一函数的计算结果的绝对值是否小于第二预设阈值。
在一种可选的方式中，所述根据所述谐振角频率确定所述***阻抗与***阻尼比，以确定第一阻抗的参数的大小，包括：
在A=B=0时，
根据
Figure 562380DEST_PATH_IMAGE002
确定所述***阻抗随所述第一电阻变化的第一曲线，其中，Rsys为所述***阻抗，R为所述逆变器的回路总电阻，
Figure 804006DEST_PATH_IMAGE003
为所述谐振角频率，
Figure 797238DEST_PATH_IMAGE004
为延时系数；
根据
Figure 706289DEST_PATH_IMAGE005
确定所述***阻尼比随所述第一电阻变化的第二曲线，其中
Figure 244717DEST_PATH_IMAGE006
为所述***阻尼比；
根据所述第一曲线与所述第二曲线，确定R0的大小。
在一种可选的方式中，所述方法还包括：
获取电网电压，并根据所述电网电压确定所述电网电压的角度；
基于所述电网电压的角度与所述逆变器每一相的电流，获得所述逆变器每一相的逆变电压；
根据所述逆变器每一相的逆变电压与调制策略计算零序分量；
所述根据所述共模电压抑制分量驱动所述开关管，包括：
根据所述逆变器每一相的逆变电压、所述零序分量与所述共模电压抑制分量，驱动所述开关管。
在一种可选的方式中，所述基于所述电网电压的角度与所述逆变器每一相的电流，获得所述逆变器每一相的逆变电压，包括：
基于所述电网电压的角度与所述逆变器每一相的电流，将所述逆变器每一相的电流经过abc/dq坐标系变换，获得dq坐标系下的电流；
根据所述dq坐标系下的电流获得dq坐标系下的逆变电压；
将所述dq坐标系下的逆变电压经过dq/abc坐标系变换，获得abc坐标系下每一相的逆变电压，其中，所述abc坐标系下每一相的逆变电压为所述逆变器每一相的逆变电压。
在一种可选的方式中，所述根据所述逆变器的逆变电压与调制策略计算零序分量，包括：
若所述调制策略为SVPWM调制，则所述零序分量为所述逆变器的各相逆变电压中的最大值与最小值之和的一半的负值。
在一种可选的方式中，所述根据所述逆变器每一相的逆变电压、所述零序分量与所述共模电压抑制分量，驱动所述开关管，包括：
根据所述逆变器每一相的逆变电压、所述零序分量与所述共模电压抑制分量之和输出脉冲宽度调制信号；
根据所述脉冲宽度调制信号驱动所述开关管。
第二方面，本申请提供一种开关管的驱动装置，应用于逆变器，所述装置包括：
共模电流计算模块，用于获取所述逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变器的共模电流；
共模电流抑制模块，用于根据所述共模电流与第一阻抗确定所述逆变器的共模电压抑制分量，其中，所述第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，所述共模电压抑制分量用于抑制所述共模电流；
驱动模块，用于根据所述共模电压抑制分量驱动所述开关管。
第三方面，本申请提供一种控制处理装置，包括：
至少一个处理器以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如上所述的方法。
第四方面，本申请提供一种逆变器，包括至少一相逆变电路以及如上所述的控制处理装置；
所述逆变电路包括至少一个开关管，所述控制处理装置用于输出脉冲宽度调制信号驱动所述开关管。
第五方面，本申请提供一种非易失性计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，当所述计算机可执行指令被处理器执行时，使所述处理器执行如上所述的方法。
本申请的有益效果是：本申请提供的开关管的驱动方法应用于逆变器，该方法包括获取所述逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变器的共模电流。根据共模电流与第一阻抗确定逆变器的共模电压抑制分量，其中，第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，共模电压抑制分量用于抑制共模电流。继而，根据共模电压抑制分量驱动开关管。进而，在逆变器的工作过程中，由于通过控制开关管的驱动过程能够实现输出不同大小的共模电流，则通过结合共模电压抑制分量驱动开关管，可以达到减小共模电流的目的，从而有利于提升逆变电感电流波形质量。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1为本申请实施例提供的逆变器的电路结构示意图；
图2为本申请另一实施例提供的逆变器的电路结构示意图；
图3为本申请实施例提供的开关管的驱动方法的流程图；
图4为本申请实施例提供的确定第一阻抗的参数的方法的流程图；
图5为本申请实施例提供的共模回路等效模型的示意图；
图6为本申请实施例提供的图4中示出的步骤403的一实施方式的示意图；
图7为本申请实施例提供的图6中示出的步骤603的一实施方式的示意图；
图8为本申请实施例提供的第一曲线与第二曲线的示意图；
图9为本申请实施例提供的导纳曲线的示意图；
图10为本申请实施例提供的流过逆变电感的电流的示意图；
图11为本申请另一实施例提供的流过逆变电感的电流的示意图；
图12为本申请又一实施例提供的流过逆变电感的电流的示意图；
图13为本申请又一实施例提供的流过逆变电感的电流的示意图；
图14为本申请另一实施例提供的开关管的驱动方法的流程图；
图15为本申请实施例提供的开关管的驱动装置的结构示意图；
图16为本申请另一实施例提供的开关管的驱动装置的结构示意图；
图17为本申请实施例提供的控制处理装置的结构示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
请参照图1，图1为本申请实施例提供的逆变器的结构示意图。如图1所示，该逆变器包括至少一相逆变电路与控制处理装置(图未示)。在该实施例中，以逆变器包括三相逆变电路为例。其中，任意一相逆变电路包括至少一个开关管，例如，该逆变器中的第一相逆变电路包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3与第四开关管Q4。控制处理装置则用于输出脉冲宽度调制信号驱动上述开关管，从而实现将PV(Photo Voltaic,光伏)太阳能板上的直流电压转换为交流电压，该交流电压可以反馈回商用输电***，或是供离网的电网使用。例如，控制处理装置通过输出脉冲宽度调制信号驱动三相逆变电路中的开关管，可将PV太阳能板上的直流电压分别转换为第一交流电压ea、第二交流电压eb与第三交流电压ec。其中，第一交流电压ea、第二交流电压eb与第三交流电压ec也可分别称为第一电网电压ea、第二电网电压eb与第三电网电压ec。
在一实施例中，任意一项逆变电路还包括逆变电感、滤波电容与网侧电感。例如，第一相逆变电路还包括逆变电感L1、滤波电容Cf1与网侧电感Lg1。
需要说明的是，如图1所示的逆变器的硬件结构仅是一个示例，并且，逆变器可以具有比图中所示出的更多的或者更少的部件，可以组合两个或更多的部件，或者可以具有不同的部件配置，图中所示出的各种部件可以在包括一个或多个信号处理和/或专用集成电路在内的硬件、软件、或硬件和软件的组合中实现。例如，逆变器中每一相的逆变电路可如图2所示。
图3为本申请实施例提供的开关管的驱动方法的流程图，该驱动方法应用于逆变器，这里，逆变器的结构可以参考上述针对图1至图2的具体描述，这里不再赘述。该开关管的驱动方法包括：
步骤301：获取逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定逆变器的共模电流。
以图1所示的电路结构为例，逆变器三相的电流分别为第一相电流iLa、第二相电流iLb与第三相电流iLc，则该逆变器的共模电流icm为icm＝(iLa＋iLb＋iLc)/3。
步骤302：根据共模电流与第一阻抗确定逆变器的共模电压抑制分量。
其中，第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，共模电压抑制分量用于抑制共模电流。可理解，第一阻抗为通过软件所虚拟设置的阻抗，而并非实际的电子元件，则第一阻抗不会对逆变器中的功率造成损耗。从而，可实现通过共模电压抑制分量抑制共模电流的同时，使逆变器保持原来的工作效率不变。
在一实施例中，可通过以下公式确定所述逆变器的共模电压抑制分量：
Figure 239218DEST_PATH_IMAGE007
（1）
其中，在公式(1)中，Uc(t)为共模电压抑制分量，R0为第一电阻的电阻值，A为第一电感的电感值，B为第一电容的电容值的倒数，icm(t)为共模电流，t为时间。
在该实施中，通过设置第一电阻对应比例运算，第一电感对应微分运算以及第一电容对应积分运算，则可获得公式(1)。同时，在公式(1)中，R0、A与B中至少一个不为0，其中，若R0为0时，则第一阻抗不包括第一电阻；若A为0，则第一阻抗不包括第一电感；若B为0，则第一阻抗不包括第一电容。亦即，R0、A与B中至少一个不为0，对应第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个。例如，第一阻抗可以只包括第一电阻，也可以包括第一电阻与第一电感，还可以同时包括第一电阻、第一电感与第一电容。
由于逆变器中的各电流可通过检测直接获得，则共模电流也为可直接获得的参数，而对于公式(1)而言，要想共模电压抑制分量，则还需确定第一阻抗中的各个参数，即R0、A与B的大小。
在一实施例中，为了确定第一阻抗的参数，如图4所示，该开关管的驱动方法还包括以下步骤：
步骤401：获取逆变器的共模电压。
在一实施例中，可通过共模电流确定共模电压，仍以图1所示的电路结构为例。
由基尔霍夫定律可得：
Figure 521295DEST_PATH_IMAGE008
（2）
其中，L为逆变电感(如逆变电感L1)的电感值，R1为开关器件(如第一开关管Q1)损耗与电感(如逆变电感L1)损耗的等效电阻，Resr为滤波电容(如滤波电容Cf1)寄生电阻，Cf为滤波电容(如滤波电容Cf1)的电容值，iLa、iLb与iLc分别为流过逆变电感L1、逆变电感L2与逆变电感L3的电流值，iCa、iCb与iCc分别为流过滤波电容Cf1、滤波电容Cf2与滤波电容Cf3的电流值，UAO为A点与O点之间的电压，UBO为B点与O点之间的电压，UCO为C点与O点之间的电压。
将公式(2)中的三个等式相加，并将所有的电压电流信号分解为差模分量与共模分量。其中，根据电流信号中的差模分量为0，可得：
Figure 284851DEST_PATH_IMAGE009
（3）
其中，iLadm表示iLa的差模分量，iLbdm表示iLb的差模分量，iLcdm表示iLc的差模分量，iCadm表示iCa的差模分量，iCbdm表示iCb的差模分量，iCcdm表示iCc的差模分量，igadm表示iga的差模分量，igbdm表示igb的差模分量，igcdm表示igc的差模分量。
将公式(2)中的三个等式相加后化去差模分量，可得：
Figure 259761DEST_PATH_IMAGE010
（4）
其中，iLcm表示iLa、iLb或iLc的差模分量，iCcm表示iCa、iCb或iCc的差模分量。
令R＝R1＋Resr表示逆变器的回路总电阻，且由于滤波电容(如滤波电容Cf1)远大于逆变器Y电容和电池板寄生电容，可以近似认为iLcm=iCcm，则可将iLcm与iCcm统一记为icm，从而，公式(4)可简化为：
Figure 429973DEST_PATH_IMAGE011
（5）
其中，icm表示逆变器的共模电流，Ucm表示逆变器的共模电压。则，在逆变器的电路结构已确定时，L、Cf与R均为已知值，由公式(5)可知，若确定了共模电流icm的大小，则可确定共模电压Ucm的大小。
并且，根据公式(5)获得共模回路等效模型，该共模回路等效模型如图5所示。其中，L123为等效电感，其电感值为L。Cf123为等效电容，其电容值为Cf。R123为等效电阻，其电阻值为R。该共模回路为典型的二阶RLC串联电路，由于等效电阻阻值较小，所以在不加额外控制的情况下，该***为二阶弱阻尼***。又由于在工作过程中，逆变器中各开关管处于开关状态，共模电压含有较多的高频分量，才会在该回路形成长时间震荡的共模电流。而本申请实施例所提供的第一阻抗则能够对该共模电流进行抑制，从而有利于提升逆变器工作的稳定性。
步骤402：根据共模电压与共模电压抑制分量，确定逆变器的***阻抗。
步骤403：控制***阻抗的虚部小于第一预设阈值，以确定谐振角频率。
在确定共模电压之后，则根据共模电压与共模电压抑制分量可确定逆变器中共模回路的总电压，从而可根据逆变器中共模回路的总电压确定逆变器的***阻抗。仍以图1所示的电路结构为例。
将公式(5)改写为s函数形式，并结合共模电压抑制分量可得逆变器中共模回路的总电压为：
Figure 578058DEST_PATH_IMAGE012
（6）
其中，
Figure 133804DEST_PATH_IMAGE013
为逆变器中共模回路的总电压，
Figure 341931DEST_PATH_IMAGE014
为共模电压抑制分量，Ts为控制器控制周期，
Figure 983128DEST_PATH_IMAGE015
为延时系数，
Figure 872587DEST_PATH_IMAGE016
为控制***延时，控制***延时包括控制器采样计算延时与零阶保持器等效延时。并且
Figure 610736DEST_PATH_IMAGE015
的数值与控制方案相关，即
Figure 911136DEST_PATH_IMAGE017
可根据实际应用情况进行设置，本申请实施例对此不作具体限制，例如，在一实施例中，
Figure 101946DEST_PATH_IMAGE017
为1，而在另一实施例中，
Figure 529516DEST_PATH_IMAGE017
为1.5。
将公式(1)改写为s函数形式，并代入至公式(6)可得：
Figure 325434DEST_PATH_IMAGE018
（7）
将s用jω代替，可得***阻抗为：
Figure 875364DEST_PATH_IMAGE019
（8）
其中，Z(jω)表示***阻抗，ω表示谐振角频率。
将公式(7)中的s用j代替，并代入公式(8)可得：
Figure 491153DEST_PATH_IMAGE020
（9）
Figure 519152DEST_PATH_IMAGE021
（10）
其中，Re(Z(jω))表示***阻抗的实部，Im(Z(jω))表示***阻抗的虚部。
由于***阻抗的实部越大，阻性越强，抑制谐振能力越强。继而，在一实施例中，可控制***阻抗的虚部小于第一预设阈值，以提升抑制谐振能力，并且可确定谐振角频率。
同时，从公式(9)与公式(10)可知，当
Figure 654729DEST_PATH_IMAGE022
接近0时，
Figure 375561DEST_PATH_IMAGE023
接近0，
Figure 744225DEST_PATH_IMAGE024
接近1，此时使用正的虚拟电阻可获得较大***阻尼，抑制谐振能力较强，即抑制共模电流的效果较佳。当
Figure 513598DEST_PATH_IMAGE022
接近
Figure 815266DEST_PATH_IMAGE025
时，
Figure 644682DEST_PATH_IMAGE023
趋近于1，此时使用虚拟电感或者虚拟电容可以产生较大的***阻尼。因此，可以根据需要令A=0，B<0或者A>0，B=0，或者A>0，B<0等，即只需满足R0、A与B中至少一个不为0，就能够实现对共模电流进行抑制的目的。
在一实施例中，步骤403中的控制***阻抗的虚部小于第一预设阈值，以确定谐振角频率具体包括以下步骤：
步骤601：将***阻抗的虚部定义为第一函数，并对第一函数做微分运算，以获得第二函数。
步骤602：根据逆变器中电子元件的特征值计算初始谐振角频率。
以下以第一阻抗包括第一电阻为例进行说明，即A＝B＝0。
结合公式(9)、公式(10)以及即A＝B＝0可得：
Figure 297380DEST_PATH_IMAGE026
（11）
由公式(11)可知，当谐振频率较低，即
Figure 854132DEST_PATH_IMAGE027
，第一阻抗的电阻性较强，可以较为明显的提升***阻尼。当
Figure 479149DEST_PATH_IMAGE022
接近
Figure 541783DEST_PATH_IMAGE025
时，虚拟电阻主要表现为电容性，对提升***阻尼的作用较小。
进而，在其他条件不变的情况下，第一电阻的电阻值R0增大，则谐振频率会升高。并且，在新的谐振频率下，当
Figure 353881DEST_PATH_IMAGE022
大于
Figure 792953DEST_PATH_IMAGE025
时，此时，第一阻抗产生负阻尼，会恶化***性能。则第一电阻的电阻值R0存在一个较优的参数，以更有效的提升***阻尼，即对共模电流的抑制效果更佳。
具体过程为，首先将公式(11)中的***阻抗的虚部定义为第一函数，并对第一函数做微分运算，以获得第二函数，可获得：
Figure 272475DEST_PATH_IMAGE028
（12）
Figure 18645DEST_PATH_IMAGE029
（13）
其中，
Figure 380356DEST_PATH_IMAGE030
为第一函数，
Figure 29643DEST_PATH_IMAGE031
为第二函数。
继而，再根据逆变器中电子元件的特征值可计算获得初始谐振角频率。在一实施例中，可根据以下公式获得初始谐振角频率：
Figure 425990DEST_PATH_IMAGE032
（14）
其中，逆变器中电子元件的特征值包括逆变电感的电感值L与滤波电容的电容值Cf。
步骤603：根据初始谐振角频率、第一函数与第二函数，确定谐振角频率。
具体地，在一实施例中，步骤603具体包括以下方法：首先，将第一阻抗的数值设置为第一数值，将第一数值、初始谐振角频率分别带入第一函数与第二函数进行计算，并判断第一函数的计算结果的绝对值是否小于第二预设阈值。若第一函数的计算结果的绝对值小于第二预设阈值，则将当前的谐振角频率作为最终的谐振角频率。若第一函数的计算结果的绝对值不小于第二预设阈值，则将当前的谐振角频率、第一数值与第一函数与第二函数之间的比值的差值分别带入第一函数与第二函数进行计算，并再次执行判断第一函数的计算结果的绝对值是否小于第二预设阈值。同样地，若此时第一函数的计算结果的绝对值小于第二预设阈值，则将当前的谐振角频率作为最终的谐振角频率。不断重复上述步骤，直至第一函数的计算结果的绝对值小于第二预设阈值，则可确定最终的谐振角频率。
其中，第一数值为给定的数值，其可根据不同的应用情况进行对应的设置，本申请实施例对此不作具体限制。同时，可以理解的是，根据不同的应用情况给定不同的第一数值，最终所计算获得的谐振角频率应是相同或接近相同的。
此外，第二预设阈值可根据实际应用情况进行设置，本申请实施例对此不作具体限制。例如，在一实施例中，第二预设阈值可设置为0.001，以获得更为准确的谐振角频率。
以下仍以第一阻抗包括第一电阻为例进行说明。
请一并参阅图7，在计算获得初始谐振角频率
Figure 33688DEST_PATH_IMAGE033
之后，将第一数值与
Figure 820379DEST_PATH_IMAGE033
均代入公式(12)与公式(13)，可计算获得
Figure 335674DEST_PATH_IMAGE034
与
Figure 773477DEST_PATH_IMAGE031
的值。继而，则判断
Figure 348815DEST_PATH_IMAGE034
的绝对值是否小于第二预设阈值。如果
Figure 888381DEST_PATH_IMAGE034
的绝对值小于第二预设阈值，则此时的初始谐振角频率
Figure 145050DEST_PATH_IMAGE033
即为新的谐振角频率，也就是最终所需的谐振角频率。而如果
Figure 250409DEST_PATH_IMAGE035
的绝对值不小于第二预设阈值，则计算出
Figure 199911DEST_PATH_IMAGE034
与
Figure 446346DEST_PATH_IMAGE031
的比值(记为第一比值)，并计算当前的谐振角频率(此时为初始谐振角频率
Figure 569023DEST_PATH_IMAGE033
与第一比值之间的差值。
接着，再将该差值(记为第一谐振角频率
Figure 466572DEST_PATH_IMAGE036
)重新代入公式(12)与公式(13)，并计算获得
Figure 383712DEST_PATH_IMAGE034
与
Figure 632291DEST_PATH_IMAGE031
的值。同样地，继续判断此时所获得的
Figure 496342DEST_PATH_IMAGE034
的绝对值是否小于第二预设阈值。如果
Figure 310714DEST_PATH_IMAGE034
的绝对值小于第二预设阈值，则此时的第一谐振角频率
Figure 851286DEST_PATH_IMAGE036
即为新的谐振角频率，也就是最终所需的谐振角频率。而如果
Figure 383898DEST_PATH_IMAGE034
的绝对值不小于第二预设阈值，则计算出
Figure 520482DEST_PATH_IMAGE034
与
Figure 454940DEST_PATH_IMAGE031
的比值(记为第二比值)，并计算当前的谐振角频率(此时为第一谐振角频率
Figure 182724DEST_PATH_IMAGE036
与第二比值之间的差值。
然后，又再次将该差值重新代入公式(12)与公式(13)，并计算获得
Figure 874737DEST_PATH_IMAGE034
与
Figure 142907DEST_PATH_IMAGE031
的值。以此类推，不断重复上述过程，直至满足
Figure 885866DEST_PATH_IMAGE034
的绝对值小于第二预设阈值，以获得最终所需的谐振角频率。
步骤404：根据谐振角频率确定***阻抗与***阻尼比，以确定第一阻抗的参数的大小。
在获取到最终的谐振角频率之后，则可根据该谐振角频率进一步确定***阻抗与***阻尼比。
在一实施方式中，当第一阻抗只包括第一电阻时，***阻抗与***阻尼比可满足以下公式：
Figure 253394DEST_PATH_IMAGE037
（15）
Figure 760598DEST_PATH_IMAGE038
（16）
其中，Rsys为***阻抗，
Figure 504563DEST_PATH_IMAGE039
为***阻尼比。
在该实施例中，在逆变器的电子元件均确定后，若谐振角频率也确定，则R与
Figure 351297DEST_PATH_IMAGE040
均可认为为已知值。则通过公式(15)可获得***阻抗随第一电阻变化的第一曲线，并且通过公式(16)可获得***阻尼比随第一电阻变化的第二曲线。根据第一曲线与第二曲线，可确定第一电阻的电阻值R0的大小。
图8中示例性示出了第一曲线与第二曲线的示意图，其中，在该实施例中，A=B=0，L=1mH，Cf=10uF，R=0.1Ω，Ts=5e-5s，α=1，
Figure 217621DEST_PATH_IMAGE041
。
如图8所示，由第一曲线与第二曲线可得，当第一电阻的电阻值R0在12-16之间可以获得较大的***阻抗和***阻尼比。换言之，在此实施例中，为了获得较大的***阻抗和***阻尼比，可将R0设置为[12,16]中的任一数值，以得到更佳的抑制共模电流的效果。
请参阅图9，图9中示出在A=B=0时，第一电阻的电阻值R0分别为0与12时的***导纳曲线，其中，***导纳即为***阻抗的倒数。如图9所示，电阻值R0为12时***导纳的峰值相对于电阻值R0为0时***导纳的峰值向频率增大处移动，则表明实际谐振频率变大。与此同时，电阻值R0为12时***导纳的峰值远小于电阻值R0为0时的***导纳的峰值，表示谐振震荡得到了抑制，即通过采用本申请实施例所提供的方案，能够使共模电流得到抑制。
请一并参阅图10与图11，其中，图10中示出了在A=B=0，且电阻值R0为0时流过逆变电感(包括逆变电感L1、逆变电感L2与逆变电感L3)的电流值。图11中示出了在A=B=0，且电阻值R0为12时流过逆变电感(包括逆变电感L1、逆变电感L2与逆变电感L3)的电流值。
如图10与图11所示，电阻值R0为12时(相当于此时加入电阻值R0为12的第一电阻)流过逆变电感的电流值上几乎不存在震荡频率次数的谐波，而电阻值R0为0时(相当于此时未加入第一电阻)流过逆变电感的电流值上则存在较大的震荡频率次数的谐波。可见，通过加入第一电阻，能够消除原来的震荡频率次数的谐波，从而提高波形的质量，这也意味着通过采用本申请实施例所提供的方案，能够使共模电流得到抑制。
请一并参阅图12与图13，其中，图12中示出了在R0=B=0，且A为0时流过逆变电感(包括逆变电感L1、逆变电感L2与逆变电感L3)的电流值。图13中示出了在R0=B=0，且A为0.0001时流过逆变电感(包括逆变电感L1、逆变电感L2与逆变电感L3)的电流值。其中，在该实施例中，R0=B=0，L=300uH，Cf=10uF，R=0.1Ω，Ts=5e-5s，α=1.5，
Figure 133494DEST_PATH_IMAGE040
接近
Figure 946729DEST_PATH_IMAGE042
。
如图12与图13所示，A为0.0001时(相当于此时加入电感值为0.0001的第一电感)流过逆变电感的电流值上几乎不存在震荡频率次数的谐波，而A为0时(相当于此时未加入第一电感)流过逆变电感的电流值上则存在较大的震荡频率次数的谐波。可见，通过加入第一电感，同样能够消除原来的震荡频率次数的谐波，从而提高波形的质量，即使共模电流得到抑制。
步骤303：根据共模电压抑制分量驱动开关管。
通过上述实施例可确定第一阻抗中各参数的大小，从而可进一步确定共模电压抑制分量的大小。继而，在逆变器工作过程中，由于开关管的开关过程可实现对共模电流的控制，则通过结合共模电压抑制分量对开关管进行驱动，可实现对共模电流的抑制过程。
在一实施例中，在逆变器工作过程中，用于实现对开关管进行驱动的信号不仅包括共模电压抑制分量，还包括逆变器每一相的逆变电压与零序分量。亦即，步骤303中根据共模电压抑制分量驱动开关管可具体包括以下方法：根据逆变器每一相的逆变电压、零序分量与共模电压抑制分量，驱动开关管。
其中，如图14所示，在该实施例中，由于需要使用到逆变器每一相的逆变电压与零序分量，则该开关管的驱动方法还应包括以下步骤：
步骤1401：获取电网电压，并根据电网电压确定电网电压的角度。
在一实施例中，若逆变器如图1所示包括三相逆变电路，则电压电压包括第一电网电压ea、第二电网电压eb与第三电网电压ec。
步骤1402：基于电网电压的角度与逆变器每一相的电流，获得逆变器每一相的逆变电压。
其中，逆变器每一相的电流为abc坐标下的电流，以图1所示的电路结构为例，逆变器每一相的电流包括abc坐标下的第一相电流iLa，第二相电流iLb与第三相电流iLc。
在一实施例中，步骤902的具体实现过程为：基于电网电压的角度与逆变器每一相的电流，将逆变器每一相的电流经过abc/dq坐标系变换，获得dq坐标系下的电流。根据dq坐标系下的电流获得dq坐标系下的逆变电压。将dq坐标系下的逆变电压经过dq/abc坐标系变换，获得abc坐标系下每一相的逆变电压，其中，abc坐标系下每一相的逆变电压为逆变器每一相的逆变电压。
具体地，以图1所示的电路结构为例进行说明。
首先，在获取到电网电压的角度的前提下，基于电网电压的角度，对abc坐标系下的三相电流(包括第一相电流iLa、第二相电流iLb与第三相电流iLc)通过abc/dq坐标系变换转化成dq坐标系下的第一电流id与第二电流iq。其中，abc/dq坐标系变换表示将abc坐标系下的参数转化成dq坐标系下的参数。接着，根据dq坐标系下的第一电流id与第二电流iq得到dq坐标系下的第一逆变电压Ud与第二逆变电压Uq。然后再将第一逆变电压Ud与第二逆变电压Uq通过反坐标变化 (即dq/abc坐标系变换)得到abc坐标系下的第一逆变电压Ua、第二逆变电压Ub与第三逆变电压Uc。其中，abc坐标系下的第一逆变电压Ua、第二逆变电压Ub与第三逆变电压Uc即为逆变器每一相的逆变电压，即第一相的逆变电压为abc坐标系下的第一逆变电压Ua，第二相的逆变电压为abc坐标系下的第二逆变电压Ub，第三相的逆变电压为abc坐标系下的第三逆变电压Uc。
步骤1403：根据逆变器每一相的逆变电压与调制策略计算零序分量。
其中，在该实施例中，调制策略可以为SVPWM(Space Vector Pulse WidthModulation, 空间矢量脉宽调制)或DPWM(Discontinuous Pulse Width Modulation，断续脉宽调制)等，本申请实施例对此不作具体限制。其中，采用SVPWM调制可提高母线电压的利用率；采用DPWM可以减小开关管的损耗，进而提高逆变器整机效率。
在一实施例中，若调制策略为SVPWM调制，则零序分量为逆变器的各相逆变电压中的最大值与最小值之和的一半的负值。仍以图1所示的电路结构为例，由上述实施例可得，逆变器的三相逆变电压包括abc坐标系下的第一逆变电压Ua、第二逆变电压Ub与第三逆变电压Uc，则获取abc坐标系下的第一逆变电压Ua、第二逆变电压Ub与第三逆变电压Uc中的最大值与最小值，并将最大值与最小值求和后取乘以-0.5则可获得零序分量。例如，在一实施例中，abc坐标系下的第一逆变电压Ua为最大值，且abc坐标系下的第三逆变电压Uc为最小值，则零序分量为：
Figure 710286DEST_PATH_IMAGE043
（17）
进而，在确定逆变器每一相的逆变电压、零序分量与共模电压抑制分量之后，在一实施例中，先将逆变器每一相的逆变电压、零序分量与共模电压抑制分量相加，再根据相加得到的结果输出对应的脉冲宽度调制信号。该脉冲宽度调制信号即用于驱动逆变器中的开关管，以实现在保持逆变器的正常工作同时，对逆变器的共模电流进行抑制。
本申请实施例提供了一种开关管的驱动装置，应用于逆变器。请参见图15，其示出了本申请实施例提供的一种开关管的驱动装置的结构示意图，开关管的驱动装置1500包括：共模电流计算模块1501、共模电流抑制模块1502与驱动模块1503。
共模电流计算模块1501用于获取逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定逆变器的共模电流。
共模电流抑制模块1502用于根据共模电流与第一阻抗确定逆变器的共模电压抑制分量，其中，第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，共模电压抑制分量用于抑制共模电流。
驱动模块1503用于根据共模电压抑制分量驱动开关管。
在一实施例中，如图16所示，该开关管的驱动装置1500还包括参数计算模块1504、锁相环模块1505、坐标变换模块1506、输出电流控制模块1507、反坐标变换模块1508与零序分量注入模块1509。
其中，参数计算模块1504用于计算第一阻抗的参数，其中，第一阻抗的参数包括R0、A与B。锁相环模块1505用于获取电网电压，并根据电网电压确定电网电压的角度，以及将电网电压的角度输入至坐标变换模块1506，其中，电网电压包括第一电网电压ea、第二电网电压eb与第三电网电压ec。坐标变换模块1506用于基于电网电压的角度与逆变器每一相的电流，将逆变器每一相的电流经过abc/dq坐标系变换，获得dq坐标系下的电流，其中，逆变器每一相的电流包括第一相电流iLa、第二相电流iLb与第三相电流iLc，dq坐标系下的电流包括第一电流id与第二电流iq。输出电流控制模块1507用于根据dq坐标系下的电流获得dq坐标系下的逆变电压，具体为，计算第一预设电流id1与第一电流id的第一差值，以及计算第二预设电流iq1与第二电流iq的第二差值，再根据第一差值与第二差值获得dq坐标系下的逆变电压，其中，dq坐标系下的逆变电压包括dq坐标系下的第一逆变电压Ud与第二逆变电压Uq。反坐标变换模块1508用于在获取到dq坐标系下的第一逆变电压Ud与第二逆变电压Uq之后，将dq坐标系下的逆变电压经过dq/abc坐标系变换，获得abc坐标系下每一相的逆变电压，其中，abc坐标系下的第一逆变电压Ua、第二逆变电压Ub与第三逆变电压Uc为逆变器每一相的逆变电压。零序分量注入模块1509用于根据逆变器每一相的逆变电压与调制策略计算零序分量，并将零序分量注入至驱动模块1503。驱动模块1503还用于根据abc坐标系下的第一逆变电压Ua、第二逆变电压Ub与第三逆变电压Uc、零序分量以及共模电压抑制分量输出脉冲宽度调制信号，以根据该脉冲宽度调制信号驱动逆变器中的各开关管。
上述产品可执行图3所示的本申请实施例所提供的方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果。未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本申请实施例所提供的方法。
本申请实施例还提供了一种控制处理装置，请参见图17，控制处理装置1700包括：至少一个处理器1701；以及，与至少一个处理器1701通信连接的存储器1702，图17中以其以一个处理器1701为例。所述存储器1702存储有可被所述至少一个处理器1701执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器1701执行，以使所述至少一个处理器1701能够执行上述图3所述的开关管的驱动方法。所述处理器1701和所述存储器1702可以通过总线或者其他方式连接，图17中以通过总线连接为例。
存储器1702作为一种非易失性计算机可读存储介质，可用于存储非易失性软件程序、非易失性计算机可执行程序以及模块，如本申请实施例中的开关管的驱动方法对应的程序指令/模块，例如，附图15或图16所示的各个模块。处理器1701通过运行存储在存储器1702中的非易失性软件程序、指令以及模块，从而执行服务器的各种功能应用以及数据处理，即实现上述方法实施例的开关管的驱动方法。
存储器1702可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作***、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储根据数据传输装置的使用所创建的数据等。此外，存储器1702可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非易失性固态存储器件。在一些实施例中，存储器1702可选包括相对于处理器1701远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至数据传输装置。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
所述一个或者多个模块存储在所述存储器1702中，当被所述一个或者多个处理器1701执行时，执行上述任意方法实施例中的开关管的驱动方法，例如，执行以上描述的图3的方法步骤，实现图15中的各模块的功能。
上述产品可执行本申请实施例所提供的方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果。未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本申请实施例所提供的方法。
本申请实施例还提供了一种非易失性计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，该计算机可执行指令被一个或多个处理器执行，例如，执行以上描述的图3、图4、图6、图7和图14的方法步骤，以及实现图15和图16中的各模块的功能。
本申请实施例还提供了一种计算机程序产品，包括存储在非易失性计算机可读存储介质上的计算程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时时，使所述计算机执行上述任意方法实施例中的开关管的驱动方法，例如，执行以上描述的图3、图4、图6、图7和图14的方法步骤，以及实现图15和图16中的各模块的功能。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (14)

1.一种开关管的驱动方法，其特征在于，应用于逆变器，所述方法包括：
获取所述逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变器的共模电流；
根据所述共模电流与第一阻抗确定所述逆变器的共模电压抑制分量，其中，所述第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，所述共模电压抑制分量用于抑制所述共模电流；
根据所述共模电压抑制分量驱动所述开关管。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述共模电流与第一阻抗确定所述逆变器的共模电压抑制分量，包括：
通过以下公式确定所述逆变器的共模电压抑制分量：
Figure 777999DEST_PATH_IMAGE001
，其中，Uc(t)为所述共模电压抑制分量，R0为所述第一电阻的电阻值，A为所述第一电感的电感值，B为所述第一电容的电容值的倒数，icm(t)为所述共模电流，t为时间，且R0、A与B中至少一个不为0。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
获取所述逆变器的共模电压；
根据所述共模电压与所述共模电压抑制分量，确定所述逆变器的***阻抗；
控制所述***阻抗的虚部小于第一预设阈值，以确定谐振角频率；
根据所述谐振角频率确定所述***阻抗与***阻尼比，以确定第一阻抗的参数的大小，其中，所述第一阻抗的参数包括R0、A与B。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述控制所述***阻抗的虚部小于第一预设阈值，以确定谐振角频率，包括：
将所述***阻抗的虚部定义为第一函数，并对所述第一函数做微分运算，以获得第二函数；
根据所述逆变器中电子元件的特征值计算初始谐振角频率；
根据所述初始谐振角频率、所述第一函数与所述第二函数，确定所述谐振角频率。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述初始谐振角频率、所述第一函数与所述第二函数，确定所述谐振角频率，包括：
将所述第一阻抗的数值设置为第一数值；
将所述第一数值、所述初始谐振角频率分别带入所述第一函数与所述第二函数进行计算；
判断所述第一函数的计算结果的绝对值是否小于第二预设阈值；
若是，则将当前的谐振角频率作为所述谐振角频率；
若否，则将所述第一数值、当前的谐振角频率与所述第一函数与所述第二函数之间的比值的差值分别带入所述第一函数与所述第二函数进行计算，并再次执行判断所述第一函数的计算结果的绝对值是否小于第二预设阈值。
6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述谐振角频率确定所述***阻抗与***阻尼比，以确定第一阻抗的参数的大小，包括：
在A=B=0时，
根据
Figure 445740DEST_PATH_IMAGE002
确定所述***阻抗随所述第一电阻变化的第一曲线，其中，Rsys为所述***阻抗，R为所述逆变器的回路总电阻，
Figure 114619DEST_PATH_IMAGE003
为所述谐振角频率，
Figure 576824DEST_PATH_IMAGE004
为延时系数；
根据
Figure 596733DEST_PATH_IMAGE005
确定所述***阻尼比随所述第一电阻变化的第二曲线，其中
Figure 537007DEST_PATH_IMAGE006
为所述***阻尼比；
根据所述第一曲线与所述第二曲线，确定R0的大小。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
获取电网电压，并根据所述电网电压确定所述电网电压的角度；
基于所述电网电压的角度与所述逆变器每一相的电流，获得所述逆变器每一相的逆变电压；
根据所述逆变器每一相的逆变电压与调制策略计算零序分量；
所述根据所述共模电压抑制分量驱动所述开关管，包括：
根据所述逆变器每一相的逆变电压、所述零序分量与所述共模电压抑制分量，驱动所述开关管。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述基于所述电网电压的角度与所述逆变器每一相的电流，获得所述逆变器每一相的逆变电压，包括：
基于所述电网电压的角度与所述逆变器每一相的电流，将所述逆变器每一相的电流经过abc/dq坐标系变换，获得dq坐标系下的电流；
根据所述dq坐标系下的电流获得dq坐标系下的逆变电压；
将所述dq坐标系下的逆变电压经过dq/abc坐标系变换，获得abc坐标系下每一相的逆变电压，其中，所述abc坐标系下每一相的逆变电压为所述逆变器每一相的逆变电压。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据所述逆变器的逆变电压与调制策略计算零序分量，包括：
若所述调制策略为SVPWM调制，则所述零序分量为所述逆变器的各相逆变电压中的最大值与最小值之和的一半的负值。
10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据所述逆变器每一相的逆变电压、所述零序分量与所述共模电压抑制分量，驱动所述开关管，包括：
根据所述逆变器每一相的逆变电压、所述零序分量与所述共模电压抑制分量之和输出脉冲宽度调制信号；
根据所述脉冲宽度调制信号驱动所述开关管。
11.一种开关管的驱动装置，其特征在于，应用于逆变器，所述装置包括：
共模电流计算模块，用于获取所述逆变器每一相的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变器的共模电流；
共模电流抑制模块，用于根据所述共模电流与第一阻抗确定所述逆变器的共模电压抑制分量，其中，所述第一阻抗包括第一电阻、第一电感与第一电容中的至少一个，所述共模电压抑制分量用于抑制所述共模电流；
驱动模块，用于根据所述共模电压抑制分量驱动所述开关管。
12.一种控制处理装置，其特征在于，包括：
至少一个处理器以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行权利要求1-10任一项所述的方法。
13.一种逆变器，其特征在于，包括至少一相逆变电路以及如权利要求12所述的控制处理装置；
所述逆变电路包括至少一个开关管，所述控制处理装置用于输出脉冲宽度调制信号驱动所述开关管。
14.一种非易失性计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，当所述计算机可执行指令被处理器执行时，使所述处理器执行权利要求1-10任一项所述的方法。
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