CN112154597A - 集成电路、电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的集成电路基于在施加有来自对交流电压进行整流的整流电路的电压的电感器中流过的电感器电流、以及根据所述交流电压而生成的输出电压，来对控制所述电感器电流的晶体管进行开关，该集成电路包括：比较电路，该比较电路将所述电感器电流的电流值与第1电流值进行比较；以及计时电路，该计时电路基于表示所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小这样的情况的第1比较结果，如果检测到所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小的状态持续了规定的时间，则输出表示所述交流电压被切断这样的情况的第1信号。

Description

集成电路、电源电路
技术领域
本发明涉及集成电路和电源电路。
背景技术
AC-DC转换器是根据交流电压来生成目标电平的输出电压的电路，但通常如果输入的交流电压被切断，则输出电压降低。在这样的情况下，由于有时AC-DC转换器的负载会变得无法正常地动作，因而有时在AC-DC转换器中设置对交流电压被切断这一情况进行检测的检测电路(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2006－223070号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
另外，通常，对交流电压被切断这一情况进行检测的检测电路由大量的分立元器件所构成，因而，招致AC-DC转换器的成本上升。
本发明鉴于上述那样的现有问题而完成，其目的在于提供一种可以以低成本来检测交流电压被切断这一情况的集成电路。
解决技术问题所采用的技术方案
解决上述问题的本发明的第1方式是一种集成电路，该集成电路基于施加有来自对交流电压进行整流的整流电路的电压的电感器中流过的电感器电流、以及根据所述交流电压而生成的输出电压，来对控制所述电感器电流的晶体管进行开关，该集成电路的特征在于，包括：比较电路，该比较电路将所述电感器电流的电流值与第1电流值进行比较；以及计时电路，该计时电路基于表示所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小这样的情况的第1比较结果，在检测到所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小的状态持续了规定的时间时，输出表示所述交流电压被切断这样的情况的第1信号。
此外，本发明的第2方式是一种根据规定的交流电压来生成输出电压的电源电路，该电源电路的特征在于，包括：整流电路，该整流电路对所述规定的交流电压进行整流；电感器，该电感器施加有来自所述整流电路的电压；以及集成电路，该集成电路基于流过所述电感器的电感器电流和所述输出电压，来对控制所述电感器电流的晶体管进行驱动，所述集成电路包括：比较电路，该比较电路将所述电感器电流的电流值与第1电流值进行比较；以及计时电路，该计时电路基于表示所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要大这样的情况的第1比较结果，在所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小的状态持续了规定的时间时，输出表示所述交流电压被切断这样的情况的第1信号。
发明效果
根据本发明，能够提供一种可以以低成本来检测交流电压被切断这一情况的集成电路。
附图说明
图1是表示AC-DC转换器10的一个示例的图。
图2是表示功率因数改善IC25的一个示例的图。
图3是用于说明功率因数改善IC25的动作的图。
图4是用于说明输入交流电压时的AC-DC转换器10的动作的图。
图5是用于说明交流电压切断·恢复时的功率因数改善IC25的动作的图。
图6是用于说明交流电压切断·恢复时的功率因数改善IC25的动作的图。
具体实施方式
相关申请的相互参照
本申请以2018年12月18日提出申请的日本专利申请、专利申请2018-236164号为基础主张优先权，并援引其内容。
根据本说明书及附图的记载，至少以下的事项是明确的。
＝＝＝＝＝本实施方式＝＝＝＝＝
图1是表示作为本发明的一个实施方式的AC-DC转换器10的结构的图。AC-DC转换器10是根据商用电源的交流电压Vac来生成目标电平的输出电压Vout的升压斩波器型的电源电路。
负载11例如是DC-DC转换器或以直流电压进行动作的电子设备，微机12是在交流电压Vac被切断时例如使负载11的消耗电力降低的控制电路。
＜＜＜AC-DC转换器10的概要＞＞＞
AC-DC转换器10构成为包含全波整流电路20、电容器21、22、34、电感器23、二极管24、功率因数改善IC25、NMOS晶体管26、以及电阻30～33。
全波整流电路20对被施加的规定的交流电压Vac进行全波整流，并作为电压Vrec输入至电容器21和电感器23。另外，交流电压Vac例如是100～240V、频率为50～60Hz的电压。
电容器21对电压Vrec进行平滑化，电容器22与电感器23、二极管24和NMOS晶体管26一起构成升压斩波器电路。因此，电容器22的充电电压变为直流的输出电压Vout。另外，输出电压Vout例如为400V。
功率因数改善IC25是改善AC-DC转换器10的功率因数、并且控制NMOS晶体管26的开关以使得输出电压Vout的电平变为目标电平(例如，400V)的集成电路。具体而言，功率因数改善IC25基于在电感器23中流过的电感器电流IL、和输出电压Vout，来驱动NMOS晶体管26。另外，将后文叙述功率因数改善IC25的详细情况，但在功率因数改善IC25中设置有端子CS、FB、CONT、COMP、OUT。另外，在功率因数改善IC25中除了上述的五个端子CS、FB、CONT、COMP、OUT以外还设置有端子，但这里为了方便起见进行了省略。
NMOS晶体管26是用于对通向AC-DC转换器10的负载11的电力进行控制的晶体管。另外，在本实施方式中，虽然将NMOS晶体管26设为是MOS(Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管，但是并不限于此。NMOS晶体管26只要是可控制电力的晶体管即可，例如也可以是双极型晶体管或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)。此外，NMOS晶体管26的栅极电极被连接成由来自端子OUT的信号来驱动。另外，在本实施方式中，为了抑制开关噪声等，在NMOS晶体管26的栅极电极与端子OUT之间连接有电阻35、电阻36和二极管37。
电阻30、31构成对输出电压Vout进行分压的分压电路，生成在对NMOS晶体管26进行开关时使用的反馈电压Vfb。另外，在电阻30、31相连接的节点处生成的反馈电压Vfb被施加至端子FB。
电阻32是用于检测电感器电流IL的电阻，一端与NMOS晶体管26的源极电极相连接，另一端与端子CS相连接。另外，在本实施方式中，将被输入端子CS的、表示电感器电流IL的电压设为电压Vcs。该电压Vcs例如可以是将接地的NMOS晶体管26的源极电极作为基准(0V)，从对电阻32处产生的电压进行反相放大的反相放大电路(未图示)施加至端子CS的电压。在该情况下，随着电感器电流IL的增加，被施加至端子CS的电压Vcs变大。这样的正负的反相也可以在功率因数改善IC25的内部进行实施。
虽然详细情况在后文叙述，但电阻33和电容器34为被反馈控制的功率因数改善IC25的相位补偿用的元件，被设置于端子COMP与接地之间。
＜＜＜功率因数改善IC25的结构＞＞＞。
图2是表示功率因数改善IC25的结构的一个示例的图。功率因数改善IC25构成为包含驱动信号生成电路50、驱动电路51、比较器52和检测电路53。另外，在图2中，为了方便，将端子描绘在与图1不同的位置，例如，将端子CONT设置于与端子OUT相同的一侧等，但是与各个端子相连接的布线、元件等在图1和图2中是相同的。
＜＜驱动信号生成电路50＞＞
驱动信号生成电路50是基于表示电感器电流IL的电压Vcs、和反馈电压Vfb来生成对NMOS晶体管26进行导通断开的驱动信号Vq1的电路。驱动信号生成电路50构成为包含比较器70、77、延迟电路71、脉冲电路72、开启计时电路73、或门电路74、78、误差放大电路75、振荡电路76以及SR触发器79。
比较器70是对电感器电流IL的电流值是否大约为零进行检测的电路。具体地，比较器70将被施加至端子CS的电压Vcs与和比零略大的、例如数mA的电流值Ia(第2电流值)相对应的基准电压Vref1(例如，数mV)的大小进行比较，检测电感器电流IL的电流值是否为大约零(以下，为了方便起见，将“大约零”简称为零)。另外，虽然详细情况在后文叙述，但在本实施方式中，若电压Vcs比基准电压Vref1要小，则从比较器70输出表示电感器电流IL为零这一情况的高电平(以下，设为H电平)的信号Vz。
如果H电平的信号Vz从比较器70输出，则延迟电路71使其延迟规定时间并进行输出。
如果H电平的信号Vz从延迟电路71输出，则脉冲电路72(第1脉冲电路)输出H电平的脉冲信号Vp1(第1脉冲信号)。
开启计时电路73(第2脉冲电路)在功率因数改善IC25的启动时、或交流电压Vac被切断从而不输出脉冲信号Vp1的情况下，输出用于将NMOS晶体管26导通的脉冲信号Vp2(第2脉冲信号)。具体而言，在未在规定期间输出脉冲信号Vp1的情况下，每隔规定周期输出H电平的脉冲信号Vp2。
或门电路74对脉冲信号Vp1、Vp2的逻辑和进行运算并进行输出。因此，在本实施方式中，脉冲信号Vp1或脉冲信号Vp2作为脉冲信号Vp3从或门电路74输出。
误差放大电路75是将被施加至端子FB的反馈电压Vfb与规定的基准电压Vref0之间的误差进行放大的电路。另外，基准电压Vref0是根据目标电平的输出电压Vout来确定的电压。此外，相位补偿用的电阻33和电容器34经由端子COMP连接在误差放大电路75的输出与接地之间。这里，将误差放大电路75的输出与端子COMP相连接的节点的电压设为电压Ve。
在每次高电平的脉冲信号Vp3输入时，振荡电路76输出振幅逐渐变大的斜波Vr。
比较器77将电压Ve与斜波Vr的大小进行比较，并将信号Vc1作为比较结果进行输出。这里，电压Ve被施加至误差放大电路75的反相输入端子，并且斜波Vr被施加至误差放大电路75的非反相输入端子。因此，在斜波Vr的电平比电压Ve的电平要低的情况下，信号Vc1变为低电平(以下，设为L电平)，若斜波Vr的电平变为比电压Ve的电平要高，则信号Vc1变为H电平。
或门电路78对信号Vc1与表示产生过电流的H电平的信号Voc(后文叙述)的逻辑和进行运算并进行输出。因此，H电平的信号Vc1或信号Voc作为脉冲信号Vp4从或门电路78输出。
输入信号Vp3被输入至SR触发器79(驱动信号输出电路)的S输入，输入信号Vp4被输入至R输入。因此，若信号Vp3变为H电平，则SR触发器79的Q输出即驱动信号Vq1变为H电平。另一方面，若信号Vp4变为H电平，则驱动信号Vq1变为L电平。
＜＜驱动电路51＞＞
驱动电路51为基于驱动信号Vq1来对NMOS晶体管26进行驱动的缓冲电路。具体而言，驱动电路51用与所输入的信号相同的逻辑电平的信号Vdr，来驱动栅极电容等较大的NMOS晶体管26。此外，驱动电路51基于H电平的驱动信号Vq1，使NMOS晶体管26导通，基于L电平的驱动信号Vq1，使NMOS晶体管26断开。
＜＜比较器52＞＞
比较器52为用于通过将电压Vcs与基准电压Vref2进行比较从而对电感器电流IL是否处于过电流的状态进行检测的电路。另外，所谓“过电流”，是指电感器电流IL变为电流值Ib(例如，在电感器23或NMOS晶体管26中所允许的电流值的90％的电流值)的状态。因此，在本实施方式中，若电感器电流IL超过电流值Ib，则对电压Vref2的电平进行确定以使得电压Vcs变为大于基准电压Vref2。另外，若为过电流状态且电压Vcs变为大于基准电压Vref2，则比较器52使电压Voc变化为H电平。其结果是，驱动信号Vq1变为L电平，结果，NMOS晶体管26被断开。
＜＜检测电路53＞＞
检测电路53是用于对交流电压Vac是否处于被切断的状态进行检测的电路。另外，这里，所谓“交流电压Vac被切断的状态”，是指例如交流电压Vac未被提供至AC-DC转换器10、并且未被施加至全波整流电路20这样的状态。检测电路53构成为包含比较器100和计时电路101。
比较器100是基于电压Vcs与电压Vref3之间的大小关系来将电感器电流IL的电流值与电流值Ic进行比较的电路。这里，“电流值Ic(第1电流值)”例如是比由比较器70所检测出的电流值Ia要大且接近零的正的电流值(例如，数十mA)。此外，作为比较结果而从比较器100输出的信号Vc2在电感器电流IL的电流值比电流值Ic要大的情况下，变为L电平，在比电流值Ic要小的情况下，变为H电平。
计时电路101是对电感器电流IL的电流值比电流值Ic要小的状态进行计时的电路。然后，若电感器电流IL的电流值比电流值Ic要小的状态持续了规定的时间Tx，则计时电路101输出表示交流电压Vac被切断这一情况的H电平的信号Vd(第1信号)。另一方面，在交流电压Vac未被切断、即规定的交流电压Vac被提供至AC-DC转换器10且被施加至全波整流电路20的情况下，计时电路101输出L电平的信号Vd(第2信号)。
这里，所谓“规定的时间Tx”，是指为了基于电感器电流IL的电流值比电流值Ic要小的状态对交流电压Vac是否被切断进行判定而设定的时间。因此，“规定的时间Tx”例如在负载11的消耗电流为规定值的情况下，被设定成在交流电压Vac的半周期中，变得比在交流电压Vac被施加到全波整流电路20且NMOS晶体管26导通时的电感器电流IL变为小于电流值Ic的期间要长，并且比交流电压Vac的半周期要短。例如，在交流电压Vac的半周期为10ms的情况下，规定的时间Tx被设定成1.5ms，即半周期的10～20％左右的时间。
计时电路101构成为包含D触发器110、计数器111以及信号输出电路112。
将信号Vc2输入D触发器110(保持电路)的D输入，将驱动信号Vq1反相并输入D触发器110(保持电路)的C输入。因此，在驱动信号Vq1变为L电平的下降定时(使NMOS晶体管26从导通变至断开的定时)D输入为H电平的情况下，即电感器电流IL比电流值Ic要小的情况下，Q输出变为H电平。另一方面，在驱动信号Vq1变为L电平的定时D输入为L电平的情况下，即电感器电流IL比电流值Ic要大的情况下，Q输出变为L电平。
在D触发器110的Q输出为H电平的情况下，计数器111基于规定周期的时钟信号CLK，将计数值C递增。此外，在D触发器110的Q输出为L电平的情况下，计数器111将计数值C复位。因此，如果表示电感器电流IL比电流值Ic要小这一情况的H电平的信号Vc2(第1比较结果)被保持在D触发器110，则将计数器111的计数值C递增。此外，如果表示电感器电流IL比电流值Ic要大这一情况的L电平的信号Vc2(第2比较结果)被保持在D触发器110，则将计数器111的计数值C复位。
如果计数器111的计数值C变为与规定的时间Tx对应的规定的计数值C1，则信号输出电路112输出H电平的信号Vd(第1信号)。另一方面，在计数器111的计数值C变为计数值C1之前，信号输出电路112输出L电平的信号Vd(第2信号)。
＝＝＝功率因数改善IC25的动作＝＝＝
＜＜＜输入交流电压Vac的情况＞＞＞
参照图3，对AC-DC转换器10根据规定的交流电压Vac来生成目标电平的输出电压Vout、并且向一定的负载提供电力时的功率因数改善IC25的动作进行说明。另外，这里，以功率因数改善IC25中驱动信号生成电路50和驱动电路51的动作为中心进行说明。
首先，在时刻t0，如果电感器电流IL减少、变为电流值Ia，即如果电压Vcs降低、变为基准电压Vref1，则比较器70使信号Vz变化为H电平(在图3中未图示)。此外，如果从时刻t0变为经过了延迟电路71的延迟时间后的时刻t1，则脉冲电路72输出脉冲信号Vp1。
然后，若输出脉冲信号Vp1，则由于SR触发器79输出H电平的驱动信号Vq1，因此信号Vdr也变为H电平。其结果是，NMOS晶体管26导通，电感器电流IL增加。
此外，如果输出脉冲信号Vp1，则脉冲信号Vp3也变成H电平，因而来自振荡电路76的斜波Vr的振幅增加。然后，在时刻t2，如果斜波Vr的振幅电平变为比电压Ve的电平要高，则比较器77使信号Vc1变化为H电平。其结果是，SR触发器79被复位，信号Vdr也变为L电平。如果信号Vdr变为L电平，则NMOS晶体管26断开，因此电感器电流IL逐渐减少。此外，在时刻t3，若电感器电流IL减少并且变为电流值Ia，则重复时刻t0的动作。
这里，在AC-DC转换器10根据规定的交流电压Vac来生成目标电平的输出电压Vout、并且向一定的负载提供电力时，反馈电压Vfb为恒定。其结果是，从误差放大电路75输出的电压Ve也为恒定，因而NMOS晶体管26导通的期间(例如，时刻t0～t1为止的期间)也为恒定。
此外，若在NMOS晶体管26导通时，对交流电压Vac进行整流而得到的电压Vrec的电平变高，则电感器电流IL的电流值也变大。其结果是，如图4所示，电感器电流IL的峰值的波形变为与电压Vrec相同的波形，从而功率因数得到改善。
＜＜＜交流电压Vac被切断后再进行了恢复的情况＞＞＞
参照图5和图6，对交流电压Vac被切断时的功率因数改善IC25的动作进行说明。另外，图6是表示交流电压Vac从切断到恢复为止的功率因数改善IC25的主要信号的变化的详细情况的图。在本实施方式中，设为在时刻t100，交流电压Vac被切断，在时刻101，交流电压Vac恢复。此外，这里，在输入交流电压Vac时，功率因数改善IC25进行图3和图4中所示的动作。
如图6所示，在交流电压Vac被切断之前的时刻t10，若信号Vq1变为H电平，则NMOS晶体管26导通，电感器电流IL增加。
在时刻t11若信号Vq1变为L电平，则NMOS晶体管26断开，电感器电流IL减少。此外，在时刻t11的信号Vq1变为L电平的定时，计时电路101的D触发器110从比较器100保持比较结果即信号Vc2。另外，这里，电感器电流IL的电流值比电流值Ic要大，因此，D触发器110保持L电平的信号Vc2。其结果是，D触发器110的Q输出变为L电平，计数器111的计数值C也复位。因此，在时刻t11，来自信号输出电路112的信号Vd也变为L电平。
然后，若变为在时刻t11之后的时刻100，则交流电压Vac被切断，因此，如图5所示，电压Vrec的电平迅速降低。
若在交流电压Vac被切断并且电感器电流IL变为零之后的时刻t12，信号Vq1变为H电平，则NMOS晶体管26变为导通。这里，在时刻t12，电压Vrec不降低至零，因此，电感器电流IL增加，例如变为比电流值Ic要大。
若在时刻t13信号Vq1变为L电平，则NMOS晶体管26断开，电感器电流IL减少。此外，在时刻t13，也与时刻t11相同地，D触发器110保持L电平的信号Vc2。因此，在时刻t13，D触发器110的Q输出和信号Vd也都为L电平。
若在电感器电流IL变为零之后的时刻t14，信号Vq1变为H电平，则NMOS晶体管26变为导通。这里，例如在时刻t14，若电压Vrec降低至零，则电感器电流IL的电流值也为大约零，不增加。
然后，若在时刻t15信号Vq1变为L电平，则与时刻t11和t13相同地，D触发器110从比较器100保持比较结果即信号Vc2。这里，在时刻t15，从比较器100输出H电平的信号Vc2，因而D触发器110的Q输出变化为H电平。此外，如果D触发器110的Q输出变为H电平，则计数器111将计数值C递增。
此外，如果从电感器电流IL变为零并且脉冲电路72的动作实质上停止的时刻t15起变为经过了规定时间的时刻t16，则开启计时电路73代替脉冲电路72，输出脉冲信号Vp2。其结果是，驱动信号Vq1也如图6所示那样地发生变化。另外，从时刻t16到交流电压Vac恢复的时刻t101为止，电感器电流IL的电流值为大约零。因此，在此期间，电感器电流IL的电流值不超过电流值Ic。因此，在这一期间，计数器111不复位，计数值C继续递增。
然后，如果从时刻t15变为经过了规定的时间Tx后的时刻t17，那么计数值C变为规定的计数值C1，因此信号输出电路112输出H电平的信号Vd。其结果是，将表示交流电压Vac被切断这一情况的H电平的信号Vd输出至端子CONT。因此，图1所示的微机12(控制电路)可将施加有输出电压Vout的负载11设为轻负载或无负载的状态(消耗电流较小的状态)。
此外，若在时刻t101交流电压Vac恢复，则如图5所示那样地，电压Vrec也上升。其结果是，例如若在时刻t18，基于H电平的信号Vq1，NMOS晶体管26导通，则电感器电流IL增加。
然后，若在信号Vq1变为L电平的时刻t19，电感器电流IL的电流值比电流值Ic要大，则表示来自比较器100的比较结果的信号Vc2变为L电平。其结果是，在D触发器110中保持有L电平的信号Vc2，因而Q输出变化成L电平。其结果是，计数器111的计数值C复位，信号Vd也变化成L电平。另外，这里，将表示交流电压Vac恢复这一情况的L电平的信号Vd输出至端子CONT。因此，图1所示的微机12停止将负载11设为轻负载或无负载的状态的控制。
此外，如果为电感器电流IL减少并且比较器70输出H电平的信号的时刻t20，则脉冲电路72代替开启计时电路73，再次开始动作。之后，例如，重复t10～t12的动作。其结果是，作为AC-DC转换器10，进行图3和图4中所说明的动作。另外，如上述那样地，来自检测电路53的信号Vd输出至端子CONT。因此，功率因数改善IC25的使用者通过监测端子CONT的电平，可掌握交流电压Vac被切断这一情况。
＝＝＝总结＝＝＝
以上，对本实施方式的AC-DC转换器10进行了说明。功率因数改善IC25包含对交流电压Vac被切断这一情况进行检测的检测电路53。因此，在实现AC-DC转换器10时，无需由分立元器件等来构成对交流电压Vac进行检测的电路。因此，通过使用功率因数改善IC25，AC-DC转换器10能够以低成本来对交流电压Vac被切断这一情况进行检测。
此外，如果交流电压Vac被切断后恢复，则电感器电流IL也增加。本实施方式的检测电路53基于电感器电流IL的电流值与电流值Ic的比较结果即信号Vc2，对被切断的交流电压Vac恢复这一情况(即，交流电压Vac被施加到全波整流电路20这一情况)进行检测。如此，功率因数改善IC25不仅可以检测交流电压Vac的切断，还可以检测恢复。
此外，作为计时电路101，例如，也可以使用将规定的偏置电流充电到电容器的充电电路等，来对规定的时间Tx进行计时。其中，如果考虑到偏置电流、电容器的电容的偏差等，则通过使用计数器111，可以高精度地对规定的时间Tx进行计时。
此外，本实施方式的D触发器110在NMOS晶体管26从导通变成断开的定时、即驱动信号Vq1下降的定时，锁存(保持)作为比较器100的比较结果的信号Vc2。通常，在驱动信号Vq1变为了L电平时，NMOS晶体管26处于导通了的状态，因此，在输入交流电压Vac的状态下，流过与交流电压Vac对应的电感器电流IL。在本实施方式中，可在NMOS晶体管26导通的定时而非NMOS晶体管断开的定时，保持电感器电流IL与电流值Ic的比较结果即信号Vc2。因此，检测电路53可高精度地对交流电压Vac是否被切断进行检测。
此外，在本实施方式中，在交流电压Vac被切断后，开启计时电路73进行动作，因此，周期性地使NMOS晶体管26导通。因此，在本实施方式中，可以由在进行切断检测时的检测电路53进行交流电压Vac的恢复检测。
此外，规定的时间Tx被设定成在交流电压Vac的半周期中，比在交流电压Vac被施加到全波整流电路20且NMOS晶体管26导通时的电感器电流IL变得小于电流值Ic的期间要长，并且比交流电压Vac的半周期要短。因此，在本实施方式中，可以在短时间内对交流电压Vac是否被切断进行检测。
此外，若检测出交流电压Vac的切断并且将H电平的信号Vd输出至端子CONT，则微机12将负载11设为轻负载的状态。因此，抑制了输出电压Vout大幅降低，因此，在交流电压Vac恢复时，能够在短时间内生成目标电平的输出电压Vout。
上述的实施方式用于方便理解本发明，而并不用于限定并解释本发明。此外，本发明在不脱离其主旨的前提下，可进行变更或改良，并且其等效内容当然也包含在本发明中。
另外，在本实施方式中，虽然设为将来自检测电路53的信号Vd输出到端子CONT，但是并不限于此。例如，也可设置有基于H电平的信号Vd来使NMOS晶体管26断开的逻辑电路等。
此外，计数器111也可不将计数值C递增，而进行递减等。即使在使用这样的计数器的情况下，也可以实现与本实施方式相同的计时电路101。
标号说明
10 AC-DC转换器
11 负载
12 微机
20 全波整流电路
21、22、34 电容器
23 电感器
24、37 二极管
25 功率因数改善IC
26 NMOS晶体管
30～33、35、36 电阻
50 驱动信号生成电路
51 驱动电路
52、70、77、100 比较器
53 检测电路
71 延迟电路
72 脉冲电路
73 开启计时电路
74、78 或门电路
79 SR触发器
101 计时电路
110 D触发器
111 计数器
112 信号输出电路。

Claims (8)

1.一种集成电路，
该集成电路基于施加有来自对交流电压进行整流的整流电路的电压的电感器中流过的电感器电流和根据所述交流电压而生成的输出电压，来对控制所述电感器电流的晶体管进行开关，该集成电路的特征在于，包括：
比较电路，该比较电路将所述电感器电流的电流值与第1电流值进行比较；以及
计时电路，该计时电路基于表示所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小这样的情况的第1比较结果，在检测到所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小的状态持续了规定的时间时，输出表示所述交流电压被切断这样的情况的第1信号。
2.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，
所述计时电路：
基于表示所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要大这样的情况的第2比较结果，输出表示所述交流电压被施加至所述整流电路这样的情况的第2信号。
3.如权利要求2所述的集成电路，其特征在于，
所述电感器电流是在所述交流电压施加在所述整流电路的期间会随着所述晶体管变为导通而变大的电流，
所述计时电路包括：
保持电路，该保持电路在每次所述晶体管导通时保持所述比较电路的比较结果；
计数器，该计数器在所述保持电路保持所述第2比较结果的情况下将计数值复位，在所述保持电路保持所述第1比较结果的情况下使所述计数值变化；以及
信号输出电路，该信号输出电路输出所述第1信号直到所述计数值变为与所述规定的时间相对应的规定的计数值为止，并且若所述计数值变为所述规定的计数值，则输出所述第2信号。
4.如权利要求3所述的集成电路，其特征在于，
所述保持电路：
基于用于使所述晶体管进行开关的驱动信号的逻辑电平变为使所述晶体管断开的逻辑电平的定时，保持所述比较电路的比较结果。
5.如权利要求4所述的集成电路，其特征在于，
包括：
第1脉冲电路，该第1脉冲电路在每次所述电感器电流减少并变为第2电流值时，输出第1脉冲信号；
第2脉冲电路，该第2脉冲电路在所述第1脉冲信号的输出停止时，输出规定周期的第2脉冲信号；以及
驱动信号输出电路，该驱动信号输出电路基于所述第1脉冲信号和所述第2脉冲信号，输出所述驱动信号。
6.如权利要求1至5中任一项所述的集成电路，其特征在于，
所述规定的时间是：
比所述交流电压的半周期的期间中的在所述交流电压被施加至所述整流电路且所述晶体管导通时所述电感器电流的电流值变得比所述第1电流值要小的期间要长并且比所述半周期的期间要短的时间。
7.如权利要求1至6中任一项所述的集成电路，其特征在于，
包含输出所述第1信号的端子，
所述端子与控制电路相连接，所述控制电路基于所述第1信号来使施加有所述输出电压的负载的功耗降低。
8.一种电源电路，
该电源电路根据规定的交流电压来生成输出电压，该电源电路的特征在于，包括：
整流电路，该整流电路对所述规定的交流电压进行整流；
电感器，该电感器施加有来自所述整流电路的电压；以及
集成电路，该集成电路基于流过所述电感器的电感器电流和所述输出电压，对控制所述电感器电流的晶体管进行驱动，
所述集成电路包括：
比较电路，该比较电路将所述电感器电流的电流值与第1电流值进行比较；以及
计时电路，该计时电路基于表示所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要大这样的情况的第1比较结果，在所述电感器电流的电流值比所述第1电流值要小的状态持续了规定的时间时，输出表示所述交流电压被切断这样的情况的第1信号。
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