JP6239370B2 - 電源装置及び消費電力推定方法 - Google Patents
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Description
本発明は、電源装置及び消費電力推定方法に関するものである。
近年、空気調和装置等に用いられるモータの制御として、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御が行われている。
ＰＡＭ制御では、モータへの入力電流の高調波成分を低減するために、交流電力の周波数に応じたパルスを出力する。
特許文献１には、電源周波数の半周期に少なくとも２以上のＰＡＭパルスを生成することにより、力率改善および高調波電流をさらに低減させる電源装置が開示されている。
特許文献１には、電源周波数の半周期に少なくとも２以上のＰＡＭパルスを生成することにより、力率改善および高調波電流をさらに低減させる電源装置が開示されている。
特許文献１に記載されているようなＰＡＭ制御をおこなう電源装置では、交流電源からの入力電圧（電源電圧ともいう。）を検知していないものがある。このため、整流回路（コンバータ）で整流され、負荷に供給される直流電圧から入力電圧を推定する。そして、交流電源からの入力電流を検知し、検知した入力電流と推定した入力電圧に基づいて、負荷の消費電力を推定していた。
ここで、高調波電流を抑制することを目的として入力電流に応じたパルス幅が設定される。一般的に直流電圧はパルス幅に応じて変化するため、入力電流に対して必ずしも一定の直流電圧とならず、直流電圧にばらつきが生じていた。それにもかかわらず、直流電圧から入力電圧が推定されると、精度の高い消費電力の推定が行えない場合があった。
ここで、高調波電流を抑制することを目的として入力電流に応じたパルス幅が設定される。一般的に直流電圧はパルス幅に応じて変化するため、入力電流に対して必ずしも一定の直流電圧とならず、直流電圧にばらつきが生じていた。それにもかかわらず、直流電圧から入力電圧が推定されると、精度の高い消費電力の推定が行えない場合があった。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、交流電源からの入力電圧を検知することなく、簡易かつ精度高く負荷の消費電力を推定できる、電源装置及び消費電力推定方法を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明の電源装置及び消費電力推定方法は以下の手段を採用する。
本発明の第一態様に係る電源装置は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、交流電源入力端子と前記整流手段との間に直列に接続された誘導性素子と、前記誘導性素子を介して前記整流手段に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、前記整流手段に並列に前記整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、入力電流が所定の範囲内の場合に前記負荷に供給する直流電圧が一定となるように、前記スイッチ手段を開閉させる駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦを前記入力電流に応じて決定する制御手段と、前記入力電流が前記所定の範囲内である場合に、予め得ておいた前記直流電圧と前記交流電源からの入力電圧の実効値との関係式を用いて、前記交流電源からの入力電圧の実効値を推定する入力電圧推定手段と、前記入力電流、力率、及び前記入力電圧推定手段によって推定された前記入力電圧を用いて前記負荷の消費電力を算出する消費電力算出手段と、を備える。
本構成によれば、整流手段によって、交流電源より入力された交流電力が直流電力に変換されて負荷に供給される。さらに、誘導性素子が、交流電源入力端子と整流手段との間に直列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段が、誘導性素子を介して整流手段に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、平滑手段が、整流手段に並列に整流手段の直流端子側に接続される。
本構成は、交流電源からの入力電圧が一定の場合に所定の入力電流において負荷に供給される直流電圧を一定とする。直流電圧を一定となるように、制御手段によって、スイッチ手段を開閉させる駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦが入力電流に応じて決定される。
本構成は、交流電源からの入力電圧が一定の場合に所定の入力電流において負荷に供給される直流電圧を一定とする。直流電圧を一定となるように、制御手段によって、スイッチ手段を開閉させる駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦが入力電流に応じて決定される。
そして、入力電流と直流電圧とに基づいて交流電源からの入力電圧が推定される。上述のように、入力電圧が一定の場合に所定の入力電流において負荷に供給する直流電圧が一定となるように制御される。このような制御が行われるため、入力電流と直流電圧とに基づいて入力電圧の推定が可能となる。推定された入力電圧、入力電流、及び力率から負荷の消費電力が算出される。力率は、入力電流の多項式で表され、力率と入力電流との関係が予め求められている。
従って、本構成によれば、交流電源からの入力電圧を検知することなく、簡易かつ精度高く負荷の消費電力を推定できる。
上記電源装置において、前記入力電圧推定手段は、前記直流電圧と前記交流電源からの入力電圧の実効値とが、予め定められた比例定数を用いた比例式で表された前記関係式を用いて前記交流電源からの入力電圧の実効値を推定することとしてもよい。
従って、本構成によれば、交流電源からの入力電圧を検知することなく、簡易かつ精度高く負荷の消費電力を推定できる。
上記電源装置において、前記入力電圧推定手段は、前記直流電圧と前記交流電源からの入力電圧の実効値とが、予め定められた比例定数を用いた比例式で表された前記関係式を用いて前記交流電源からの入力電圧の実効値を推定することとしてもよい。
本発明の第一態様に係る消費電力推定方法は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、交流電源入力端子と前記整流手段との間に直列に接続された誘導性素子と、前記誘導性素子を介して前記整流手段に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、前記整流手段に並列に前記整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、を備えた電源装置の消費電力推定方法であって、入力電流が所定の範囲内の場合に前記負荷に供給する直流電圧が一定となるように、前記スイッチ手段を開閉させる駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦを前記入力電流に応じて決定するスイッチ制御工程と、前記入力電流が前記所定の範囲内である場合に、予め得ておいた前記直流電圧と前記交流電源からの入力電圧の実効値との関係式を用いて、前記交流電源からの入力電圧の実効値を推定する入力電圧推定工程と、前記入力電流、力率、及び前記入力電圧推定工程によって推定された前記入力電圧を用いて前記負荷の消費電力を算出する消費電力算出工程と、を有する。
本発明によれば、交流電源からの入力電圧を検知することなく、簡易かつ精度高く負荷の消費電力を推定できる、という優れた効果を有する。
以下に、本発明に係る、電源装置及び消費電力推定方法の一実施形態について、図面を参照して説明する。
図１は、本実施の形態における空気調和機の圧縮機を制御するための電源装置１０の回路構成図である。
図１に示されるように、電源装置１０は、交流電源１１に直列に接続されたリアクトル１２と、交流電源１１とリアクトル１２とに接続されたダイオードブリッジ１３ａ〜１３ｄにより構成された整流回路１３、整流回路１３と並列に接続されたコンデンサ１４ａで構成された平滑回路１４と、平滑回路１４に接続された負荷１５と、を備える。負荷１５は、例えば空気調和機の圧縮機を駆動させるモータである。
図１に示されるように、電源装置１０は、交流電源１１に直列に接続されたリアクトル１２と、交流電源１１とリアクトル１２とに接続されたダイオードブリッジ１３ａ〜１３ｄにより構成された整流回路１３、整流回路１３と並列に接続されたコンデンサ１４ａで構成された平滑回路１４と、平滑回路１４に接続された負荷１５と、を備える。負荷１５は、例えば空気調和機の圧縮機を駆動させるモータである。
また、電源装置１０は、交流電源１１をリアクトル１２を介して短絡させるスイッチング部材１６と、スイッチング部材１６の断続を制御する、マイコン等からなる制御回路２０と、をさらに備えている。
そして、電源装置１０は、交流電源１１の両端には、交流電源１１の電圧を検出することで交流電源１１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部２１と、リアクトル１２の上流側において、負荷１５に供給される電流（入力電流ともいう。）を検出する負荷電流検出部２２と、負荷１５の上流側で、負荷１５に供給される直流電圧を検出する負荷電圧検出部２３と、を備える。
そして、電源装置１０は、交流電源１１の両端には、交流電源１１の電圧を検出することで交流電源１１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部２１と、リアクトル１２の上流側において、負荷１５に供給される電流（入力電流ともいう。）を検出する負荷電流検出部２２と、負荷１５の上流側で、負荷１５に供給される直流電圧を検出する負荷電圧検出部２３と、を備える。
制御回路２０は、これらゼロクロス検出部２１、負荷電流検出部２２、負荷電圧検出部２３における検出結果に基づいて、交流電源１１の電源電圧（入力電圧ともいう。）の変化（正弦波）に同期して、スイッチング部材１６の断続を制御する。制御回路２０は、ゼロクロス検出部２１で検出されたゼロクロス点に同期させて、スイッチング部材１６を駆動（開閉動作）させる駆動信号を生成し、この駆動信号をスイッチング部材１６の駆動回路（図示略）に伝達することで、スイッチング部材１６を断続させる。
制御回路２０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、及びコンピュータ読み取り可能な記憶媒体等から構成される。そして、各種機能を実現するための一連の処理は、一例として、プログラムの形式で記憶媒体等に記憶されており、このプログラムをＣＰＵがＲＡＭ等に読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、各種機能が実現される。なお、プログラムは、ＲＯＭやその他の記憶媒体に予めインストールしておく形態や、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体に記憶された状態で提供される形態、有線又は無線による通信手段を介して配信される形態等が適用されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記憶媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等である。
制御回路２０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、及びコンピュータ読み取り可能な記憶媒体等から構成される。そして、各種機能を実現するための一連の処理は、一例として、プログラムの形式で記憶媒体等に記憶されており、このプログラムをＣＰＵがＲＡＭ等に読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、各種機能が実現される。なお、プログラムは、ＲＯＭやその他の記憶媒体に予めインストールしておく形態や、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体に記憶された状態で提供される形態、有線又は無線による通信手段を介して配信される形態等が適用されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記憶媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等である。
次に、電源装置１０の動作について説明する。
本実施形態に係る電源装置１０は、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御の一種である簡易ＰＡＭ制御を行う。本実施形態に係る簡易ＰＡＭ制御は、電源電圧波形（電源周波数）の半周期で４回のパルス（詳細を後述するパルスＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）を出力することで、入力電流の高調波成分の発生を抑制するものである。
本実施形態に係る電源装置１０は、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御の一種である簡易ＰＡＭ制御を行う。本実施形態に係る簡易ＰＡＭ制御は、電源電圧波形（電源周波数）の半周期で４回のパルス（詳細を後述するパルスＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）を出力することで、入力電流の高調波成分の発生を抑制するものである。
交流電源１１の電源電圧に同期して制御回路２０からオン信号が出力されると、スイッチング部材１６が閉じ、交流電源１１はリアクトル１２を介して短絡されて電流が流れ始め、この電流は次第に増加する。次に、電源電圧に同期して制御回路２０からオフ信号が出力されるとスイッチング部材１６は開き、それまでリアクトル１２を流れていた短絡電流は整流回路１３を介して平滑回路１４のコンデンサ１４ａの充電電流となって減少し始める。その後、交流電源１１の電源電圧がピーク電圧付近になると、前述の従来の直流電源装置の場合と同様に、ダイオードブリッジ１３ａ，１３ｄ（又は１３ｂ，１３ｃ）の働きによってリアクトル１２と整流回路１３を介してコンデンサ１４ａの充電電流が流れる。そして、負荷１５には、コンデンサ１４ａに充電されている電圧が印加されることになる。
このときの各部の動作波形を図に示したものが図２である。図２（ａ）は交流電源の電源電圧波形の半周期を示し、（ｂ）は制御回路２０で発生する駆動パルス信号の波形を示し、（ｃ）は入力電流の変化を示す。
ここで、制御回路２０においては、図２（ｂ）に示すような駆動パルス信号を生成して出力するが、その詳細について以下に説明する。
制御回路２０は、ゼロクロス検出部２１で検出されたゼロクロス点に同期させて、図３に示すような基準波形信号Ｓ１０を生成する。この基準波形信号Ｓ１０は、台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波（三角波）Ｓ１１ｂ、第２鋸波（三角波）Ｓ１１ｃ、第３鋸波（三角波）Ｓ１１ｄから構成される。
台形波Ｓ１１ａは、ゼロクロス検出部２１でゼロクロス点が検出されると（このときを時間Ｔ０とする）、信号をＯＮし、時間幅Ｔ１ａだけ遅延させた後、時間幅Ｔ１ｂ（＝Ｔ１ａ）をかけて信号を立ち下げることで生成される。
第１鋸波Ｓ１１ｂは、台形波Ｓ１１ａが立ち下がった時点（＝Ｔ１ａ＋Ｔ１ｂ）で、信号をＯＮとし、時間幅Ｔ２ａをかけて信号を立ち下げることで生成される。
第２鋸波Ｓ１１ｃは、第１鋸波Ｓ１１ｂが立ち下がった時点（＝Ｔ１ａ＋Ｔ１ｂ＋Ｔ２ａ）から、時間幅Ｔ２ｂ（＝Ｔ２ａ）だけ遅延した時点（＝Ｔ１ａ＋Ｔ１ｂ＋Ｔ２ａ＋Ｔ２ｂ）で、信号をＯＮとし、時間幅Ｔ２ｃ（本実施形態ではＴ２ｃ＝Ｔ２ａ）をかけて信号を立ち下げることで生成される。
第３鋸波Ｓ１１ｄは、第２鋸波Ｓ１１ｃの後、ゼロクロス点から時間Ｔ３だけ経過した時点において信号をＯＮとし、時間幅Ｔ２ｄ（本実施形態ではＴ２ｄ＝Ｔ２ａ）をかけて信号を立ち下げることで生成される。
制御回路２０は、ゼロクロス検出部２１で検出されたゼロクロス点に同期させて、図３に示すような基準波形信号Ｓ１０を生成する。この基準波形信号Ｓ１０は、台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波（三角波）Ｓ１１ｂ、第２鋸波（三角波）Ｓ１１ｃ、第３鋸波（三角波）Ｓ１１ｄから構成される。
台形波Ｓ１１ａは、ゼロクロス検出部２１でゼロクロス点が検出されると（このときを時間Ｔ０とする）、信号をＯＮし、時間幅Ｔ１ａだけ遅延させた後、時間幅Ｔ１ｂ（＝Ｔ１ａ）をかけて信号を立ち下げることで生成される。
第１鋸波Ｓ１１ｂは、台形波Ｓ１１ａが立ち下がった時点（＝Ｔ１ａ＋Ｔ１ｂ）で、信号をＯＮとし、時間幅Ｔ２ａをかけて信号を立ち下げることで生成される。
第２鋸波Ｓ１１ｃは、第１鋸波Ｓ１１ｂが立ち下がった時点（＝Ｔ１ａ＋Ｔ１ｂ＋Ｔ２ａ）から、時間幅Ｔ２ｂ（＝Ｔ２ａ）だけ遅延した時点（＝Ｔ１ａ＋Ｔ１ｂ＋Ｔ２ａ＋Ｔ２ｂ）で、信号をＯＮとし、時間幅Ｔ２ｃ（本実施形態ではＴ２ｃ＝Ｔ２ａ）をかけて信号を立ち下げることで生成される。
第３鋸波Ｓ１１ｄは、第２鋸波Ｓ１１ｃの後、ゼロクロス点から時間Ｔ３だけ経過した時点において信号をＯＮとし、時間幅Ｔ２ｄ（本実施形態ではＴ２ｄ＝Ｔ２ａ）をかけて信号を立ち下げることで生成される。
制御回路２０では、上記のようにして生成された基準波形信号Ｓ１０の台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波Ｓ１１ｂ、第２鋸波Ｓ１１ｃ、第３鋸波Ｓ１１ｄと、以下のように生成する第一基準レベル信号Ｓ２０、第二基準レベル信号Ｓ３０とを比較することで、駆動パルス信号Ｓ４０を出力する。
第一基準レベル信号Ｓ２０は、一定のレベルを有しており、第一基準レベル信号Ｓ２０の第一基準レベル（基準レベル）Ｖｔｈ１は、以下の式により算出される。
Ｖｔｈ１＝台形波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（Ｔ１ｂ／Ｔ５０×３６０°）
ここで、Ｍは、台形波の振幅に対する割合（例えば、台形波振幅の８０％）を示す予め定められた係数、Ｔ５０は、交流電源の周期で、周波数５０Ｈｚの交流電源の場合、Ｔ５０＝２０ｍｓである。
また、第二基準レベル信号Ｓ３０は、第一基準レベル信号Ｓ２０よりも高いレベルに設定され、その第二基準レベル（基準レベル）Ｖｔｈ２は、以下の式により算出される。
Ｖｔｈ２＝鋸波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（（Ｔ１ｂ＋（Ｔ２ａ＋Ｔ２ｂ））／Ｔ５０×３６０°）
第一基準レベル信号Ｓ２０は、一定のレベルを有しており、第一基準レベル信号Ｓ２０の第一基準レベル（基準レベル）Ｖｔｈ１は、以下の式により算出される。
Ｖｔｈ１＝台形波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（Ｔ１ｂ／Ｔ５０×３６０°）
ここで、Ｍは、台形波の振幅に対する割合（例えば、台形波振幅の８０％）を示す予め定められた係数、Ｔ５０は、交流電源の周期で、周波数５０Ｈｚの交流電源の場合、Ｔ５０＝２０ｍｓである。
また、第二基準レベル信号Ｓ３０は、第一基準レベル信号Ｓ２０よりも高いレベルに設定され、その第二基準レベル（基準レベル）Ｖｔｈ２は、以下の式により算出される。
Ｖｔｈ２＝鋸波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（（Ｔ１ｂ＋（Ｔ２ａ＋Ｔ２ｂ））／Ｔ５０×３６０°）
ここで、上記の第一基準レベル信号Ｓ２０、第二基準レベル信号Ｓ３０は、上式のごとく、時間幅Ｔ１ｂ、Ｔ２ａ、Ｔ２ｂによって定まる。これら時間幅Ｔ２ａ、Ｔ２ｂは、予め設定された基準値が用いられる。時間幅Ｔ２ａ、Ｔ２ｂは、高調波測定の最大次数（例えば４０次×５０Ｈｚ）の２倍以上に設定するのが好ましく、例えば、Ｔ２ａ＝Ｔ２ｂ＝１／５ｋＨｚ＝２００μｓとすることができる。
時間幅Ｔ１ｂは、電源装置１０の起動直後は、予め設定された基準値が用いられ、その後は、負荷電流検出部２２で検出された、負荷１５に供給される電流値に基づき、予め記憶されたテーブルから、電流値に関連付けられた時間幅Ｔ１（＝Ｔ１ａ＝Ｔ１ｂ）を読み出して用いられる。また、時間Ｔ３についても同様に、予め記憶されたテーブルから、電流値に関連付けられた時間幅Ｔ３が読み出される。表１は、そのテーブルの一例を示すものである。
時間幅Ｔ１ｂは、電源装置１０の起動直後は、予め設定された基準値が用いられ、その後は、負荷電流検出部２２で検出された、負荷１５に供給される電流値に基づき、予め記憶されたテーブルから、電流値に関連付けられた時間幅Ｔ１（＝Ｔ１ａ＝Ｔ１ｂ）を読み出して用いられる。また、時間Ｔ３についても同様に、予め記憶されたテーブルから、電流値に関連付けられた時間幅Ｔ３が読み出される。表１は、そのテーブルの一例を示すものである。
このテーブルから読み出した時間幅Ｔ１、時間Ｔ３を用い、前記の第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２を算出するのである。
制御回路２０においては、上記のようにして算出された第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２と、前記の基準波形信号Ｓ１０を構成する台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波Ｓ１１ｂ、第２鋸波Ｓ１１ｃ、第３鋸波Ｓ１１ｄとを比較することで、駆動パルス信号Ｓ４０を生成する。これには、
台形波Ｓ１１ａ ＞ 第一基準レベルＶｔｈ１ ： パルスＯＮ
台形波Ｓ１１ａ ＜ 第一基準レベルＶｔｈ１ ： パルスＯＦＦ
第１鋸波Ｓ１１ｂ＞ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＮ
第１鋸波Ｓ１１ｂ＜ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＦＦ
第２鋸波Ｓ１１ｃ＞ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＮ
第２鋸波Ｓ１１ｃ＜ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＦＦ
第３鋸波Ｓ１１ｄ＞ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＮ
第３鋸波Ｓ１１ｄ＜ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＦＦ
の条件により、パルスのＯＮ・ＯＦＦを決定する。
すなわち、表１に示されるように、本実施形態に係る簡易ＰＡＭ制御は、入力電流に応じて駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦが決定される。
このようにして生成された駆動パルス信号Ｓ４０の例を図２（ｂ）及び図３に示す。
台形波Ｓ１１ａ ＞ 第一基準レベルＶｔｈ１ ： パルスＯＮ
台形波Ｓ１１ａ ＜ 第一基準レベルＶｔｈ１ ： パルスＯＦＦ
第１鋸波Ｓ１１ｂ＞ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＮ
第１鋸波Ｓ１１ｂ＜ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＦＦ
第２鋸波Ｓ１１ｃ＞ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＮ
第２鋸波Ｓ１１ｃ＜ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＦＦ
第３鋸波Ｓ１１ｄ＞ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＮ
第３鋸波Ｓ１１ｄ＜ 第二基準レベルＶｔｈ２ ： パルスＯＦＦ
の条件により、パルスのＯＮ・ＯＦＦを決定する。
すなわち、表１に示されるように、本実施形態に係る簡易ＰＡＭ制御は、入力電流に応じて駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦが決定される。
このようにして生成された駆動パルス信号Ｓ４０の例を図２（ｂ）及び図３に示す。
ここで、本来は、パルス信号を生成するに際し、正弦波と三角波（鋸波）とを比較するのが一般的である。しかし、時間とともに変化する三角波と正弦波とを比較することでパルス信号を生成すると、制御回路２０を構成する処理部（マイコン等）における演算負荷が大きくなる。
そこで、上記のように、第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２と、前記の基準波形信号Ｓ１０とを比較してパルス信号を生成することで、制御回路２０における演算負荷を軽減できる。
ただしこの場合、第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２を用いて処理を行うことで、パルス信号のパルス幅に誤差が生じ得る。ここで、台形波Ｓ１１ａと第一基準レベルＶｔｈ１により生成される第一パルス（長パルス）Ｐ１、第１鋸波Ｓ１１ｂと第二基準レベルＶｔｈ２により生成される第二パルス（短パルス）Ｐ２、第２鋸波Ｓ１１ｃと第二基準レベルＶｔｈ２により生成される第三パルス（短パルス）Ｐ３、第３鋸波Ｓ１１ｄと第二基準レベルＶｔｈ２により生成される第四パルス（短パルス）Ｐ４のそれぞれにおけるパルス幅を、Ｗａ１、Ｗｂ１、Ｗｃ１、Ｗｄ１とする。そして台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波Ｓ１１ｂ、第２鋸波Ｓ１１ｃ、第３鋸波Ｓ１１ｄと正弦波Ｘとを比較した場合のパルス幅を、Ｗａ２、Ｗｂ２、Ｗｃ２、Ｗｄ２とする。すると、第一パルスＰ１、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４のパルス幅の誤差は、（Ｗａ１―Ｗａ２）、（Ｗｂ１―Ｗｂ２）、（Ｗｃ１―Ｗｃ２）、（Ｗｄ１―Ｗｄ２）、となる。
本実施形態においては、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４を、同じパルス幅として制御するため、第二基準レベルＶｔｈ２を、前記のごとく、
Ｖｔｈ２＝鋸波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（（Ｔ１ｂ＋（Ｔ２ａ＋Ｔ２ｂ））／Ｔ５０×３６０°）
としている。
これに対し、例えば、第二パルスＰ２のみを考えれば、
Ｖｔｈ２＝鋸波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（（Ｔ１ｂ＋Ｔ２ａ））／Ｔ５０×３６０°）
とした方が、精度が向上する。しかし、本実施形態においては、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４を、同じパルス幅（Ｗｂ１＝Ｗｃ１＝Ｗｄ１）として制御するために第二基準レベルＶｔｈ２を前式で規定することで、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４の全体において誤差を小さくすることができる。
そこで、上記のように、第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２と、前記の基準波形信号Ｓ１０とを比較してパルス信号を生成することで、制御回路２０における演算負荷を軽減できる。
ただしこの場合、第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２を用いて処理を行うことで、パルス信号のパルス幅に誤差が生じ得る。ここで、台形波Ｓ１１ａと第一基準レベルＶｔｈ１により生成される第一パルス（長パルス）Ｐ１、第１鋸波Ｓ１１ｂと第二基準レベルＶｔｈ２により生成される第二パルス（短パルス）Ｐ２、第２鋸波Ｓ１１ｃと第二基準レベルＶｔｈ２により生成される第三パルス（短パルス）Ｐ３、第３鋸波Ｓ１１ｄと第二基準レベルＶｔｈ２により生成される第四パルス（短パルス）Ｐ４のそれぞれにおけるパルス幅を、Ｗａ１、Ｗｂ１、Ｗｃ１、Ｗｄ１とする。そして台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波Ｓ１１ｂ、第２鋸波Ｓ１１ｃ、第３鋸波Ｓ１１ｄと正弦波Ｘとを比較した場合のパルス幅を、Ｗａ２、Ｗｂ２、Ｗｃ２、Ｗｄ２とする。すると、第一パルスＰ１、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４のパルス幅の誤差は、（Ｗａ１―Ｗａ２）、（Ｗｂ１―Ｗｂ２）、（Ｗｃ１―Ｗｃ２）、（Ｗｄ１―Ｗｄ２）、となる。
本実施形態においては、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４を、同じパルス幅として制御するため、第二基準レベルＶｔｈ２を、前記のごとく、
Ｖｔｈ２＝鋸波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（（Ｔ１ｂ＋（Ｔ２ａ＋Ｔ２ｂ））／Ｔ５０×３６０°）
としている。
これに対し、例えば、第二パルスＰ２のみを考えれば、
Ｖｔｈ２＝鋸波振幅×Ｍ×Ｓｉｎ（（Ｔ１ｂ＋Ｔ２ａ））／Ｔ５０×３６０°）
とした方が、精度が向上する。しかし、本実施形態においては、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４を、同じパルス幅（Ｗｂ１＝Ｗｃ１＝Ｗｄ１）として制御するために第二基準レベルＶｔｈ２を前式で規定することで、第二パルスＰ２、第三パルスＰ３、第四パルスＰ４の全体において誤差を小さくすることができる。
制御回路２０においては、このようにして生成された駆動パルス信号Ｓ４０を出力することで、負荷１５への入力電流は図２（ｃ）のように、正弦波に近似したものとなり、高調波を有効に低減できる。
このとき、制御回路２０においては、駆動パルス信号Ｓ４０を、基準波形信号Ｓ１０を構成する台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波Ｓ１１ｂ、第２鋸波Ｓ１１ｃ、第３鋸波Ｓ１１ｄと、第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２とを比較することで生成する。このように、基準波形信号Ｓ１０を、正弦波ではなく、一定レベルを有した第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２と比較することで、制御回路２０における演算負荷を軽減できる。
また、駆動パルス信号Ｓ４０のパルス数を常時固定し、第二パルスＰ２〜第四パルスＰ４を固定幅とすることでも、制御回路２０における演算負荷を軽減できる。
このとき、制御回路２０においては、駆動パルス信号Ｓ４０を、基準波形信号Ｓ１０を構成する台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波Ｓ１１ｂ、第２鋸波Ｓ１１ｃ、第３鋸波Ｓ１１ｄと、第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２とを比較することで生成する。このように、基準波形信号Ｓ１０を、正弦波ではなく、一定レベルを有した第一基準レベルＶｔｈ１、第二基準レベルＶｔｈ２と比較することで、制御回路２０における演算負荷を軽減できる。
また、駆動パルス信号Ｓ４０のパルス数を常時固定し、第二パルスＰ２〜第四パルスＰ４を固定幅とすることでも、制御回路２０における演算負荷を軽減できる。
生成された駆動パルス信号Ｓ４０は、電源電圧の半周期の前半期間において、短絡時間の長い第一パルスＰ１の後、短絡時間の短い第二パルスＰ２、第三パルスＰ３が出力され、後半期間において、短絡時間の短い第四パルスＰ４が出力される。特に、後半期間の第四パルスＰ４により、負荷１５への入力電流の波形を、正弦波に近似させるのに寄与することができる。この第四パルスＰ４を発生させるための第３鋸波Ｓ１１ｄは、他の台形波Ｓ１１ａ、第１鋸波Ｓ１１ｂ、第２鋸波Ｓ１１ｃとは独立した時間Ｔ３により、そのタイミングが制御されている。
さらに、第三パルスＰ３により、高調波低減効果を上げることができる。
また、第二パルスＰ２と第三パルスＰ３との間隔の調節により、高調波低減効果を最大に得るだけでなく、高調波低減効果は少し低下するが、複数パルス制御によるリアクタの電磁音を抑えるという選択も可能となる。（必要に応じて、高調波低減効果とリアクタ電磁音抑制効果とのバランスを、時間幅Ｔ２ｂの設定により調節可能）
また、第二パルスＰ２と第三パルスＰ３との間隔の調節により、高調波低減効果を最大に得るだけでなく、高調波低減効果は少し低下するが、複数パルス制御によるリアクタの電磁音を抑えるという選択も可能となる。（必要に応じて、高調波低減効果とリアクタ電磁音抑制効果とのバランスを、時間幅Ｔ２ｂの設定により調節可能）
上記のように、制御回路２０は、スイッチング部材１６を所定の周期で複数回の開閉動作を行わせるため、予め定めた基準波形信号と基準レベルとを比較することで駆動パルス信号を生成する。駆動パルス信号は、スイッチング部材１６の開時間の長い長パルスと、長パルスに比較して開時間の短い短パルスとを有する。長パルスは、基準波形信号と第一基準レベルとを比較することで生成される。短パルスは、基準波形信号と、第一基準レベルとはレベルが異なる第二基準レベルとを比較することで生成される。
これにより、本実施形態の電源装置１０によれば、制御回路２０における演算処理の負荷を軽減しつつ、入力電流に含まれる高調波成分を有効に低減することが可能となる。
次に、負荷１５で消費される電力を推定する処理（以下「消費電力推定処理」という。）について説明する。
まず、本実施形態に係る簡易ＰＡＭ制御は、上述したように入力電流に応じて駆動パルスのＯＮ、ＯＦＦが決定され、入力電圧が一定の場合に所定の入力電流において負荷１５に供給される直流電圧が一定となるように、電源装置１０を制御する。
具体的には、表２に示される各値を（１）式又は（２）式で算出される値とすることによって、直流電圧が一定となる。
具体的には、表２に示される各値を（１）式又は（２）式で算出される値とすることによって、直流電圧が一定となる。
（１）式は、電源周波数５０Ｈzの場合における表２に示される各値を算出するための式である。
Ｗａ１＝４０×Ｉ＋１１３０
Ｗｂ１＝６×Ｉ＋８２
ＴＡ−Ｗａ１＝１０×Ｉ＋１７０ ・・・（１）
ＴＢ−（ＴＡ＋Ｗｂ１）＝４００−Ｗｂ１
Ｔ３＝１００×Ｉ＋７８００
この結果、表３に示されるように、電源周波数５０Ｈzの場合において、入力電圧が２３０Ｖ、入力電流Ｉが５．０Ａから８．０Ａの間において、直流電圧ＶＤＣは略２８１Ｖで一定となる。
すなわち、電源周波数５０Ｈz、入力電流Ｉが５．０Ａから８．０Ａ、直流電圧ＶＤＣが２８１Ｖの場合、入力電圧は２３０Ｖである。
Ｗａ１＝４０×Ｉ＋１１３０
Ｗｂ１＝６×Ｉ＋８２
ＴＡ−Ｗａ１＝１０×Ｉ＋１７０ ・・・（１）
ＴＢ−（ＴＡ＋Ｗｂ１）＝４００−Ｗｂ１
Ｔ３＝１００×Ｉ＋７８００
この結果、表３に示されるように、電源周波数５０Ｈzの場合において、入力電圧が２３０Ｖ、入力電流Ｉが５．０Ａから８．０Ａの間において、直流電圧ＶＤＣは略２８１Ｖで一定となる。
（２）式は、電源周波数６０Ｈzの場合における表２に示される各値を算出するための式である。
Ｗａ１＝５０×Ｉ＋９００
Ｗｂ１＝５×Ｉ＋８２
ＴＡ−Ｗａ１＝１０×５／６×Ｉ＋１１３．３３ ・・・（２）
ＴＢ−（ＴＡ＋Ｗｂ１）＝３２０−Ｗｂ１
Ｔ３＝１００×５／６×Ｉ＋６５３３．３３
この結果、表４に示されるように、電源周波数が６０Ｈzの場合において、入力電圧が２３０Ｖ、入力電流Ｉが５．０Ａから８．０Ａの間において、直流電圧ＶＤＣは略２８２Ｖで一定となる。
すなわち、電源周波数６０Ｈz、入力電流Ｉが５．０Ａから８．０Ａ、直流電圧ＶＤＣが２８２Ｖの場合、入力電圧は２３０Ｖである。
Ｗａ１＝５０×Ｉ＋９００
Ｗｂ１＝５×Ｉ＋８２
ＴＡ−Ｗａ１＝１０×５／６×Ｉ＋１１３．３３ ・・・（２）
ＴＢ−（ＴＡ＋Ｗｂ１）＝３２０−Ｗｂ１
Ｔ３＝１００×５／６×Ｉ＋６５３３．３３
この結果、表４に示されるように、電源周波数が６０Ｈzの場合において、入力電圧が２３０Ｖ、入力電流Ｉが５．０Ａから８．０Ａの間において、直流電圧ＶＤＣは略２８２Ｖで一定となる。
なお、入力電流が５．０Ａから８．０Ａの間において、（１），（２）式を用いることで表３，４に示されるように直流電圧が一定になるという結果は、シミュレーションにより得られている。このように、本実施形態にかかるＰＡＭ制御では、入力電流に対する高調波削減、及び直流電圧を一定にする制御（以下「一定電圧制御」という。）を可能とする。
そして、本実施形態に係る消費電力推定処理は、一定電圧制御において実行される。
図４は、制御回路２０によって実行される消費電力推定処理の流れを示すフローチャートであり、消費電力推定処理に用いられるプログラムは制御回路２０に予め記憶されている。
図４は、制御回路２０によって実行される消費電力推定処理の流れを示すフローチャートであり、消費電力推定処理に用いられるプログラムは制御回路２０に予め記憶されている。
まず、ステップ１００では、負荷電流検出部２２によって入力電流を検出する。なお、入力電流は、例えば５．０から８．０Ａの間とされている。
次のステップ１０２では、負荷電圧検出部２３によって直流電圧を検出する。
次のステップ１０２では、負荷電圧検出部２３によって直流電圧を検出する。
次のステップ１０４では、入力電流と直流電圧とに基づいて入力電圧を推定する。
上述のように、電源装置１０は、例えば電源周波数が５０Ｈｚの場合において、入力電圧Ｖが２３０Ｖ、入力電流Ｉが５．０〜８．０Ａのときには、直流電圧ＶＤＣは２８１Ｖとなるように、ＰＡＭ制御される。
このため、下記式から入力電圧Ｖが推定される。
Ｖ＝２３０×ＶＤＣ／２８１
上述のように、電源装置１０は、例えば電源周波数が５０Ｈｚの場合において、入力電圧Ｖが２３０Ｖ、入力電流Ｉが５．０〜８．０Ａのときには、直流電圧ＶＤＣは２８１Ｖとなるように、ＰＡＭ制御される。
このため、下記式から入力電圧Ｖが推定される。
Ｖ＝２３０×ＶＤＣ／２８１
次のステップ１０６では、入力力率ｃｏｓφを算出する。
入力力率ｃｏｓφは、入力電流Ｉの多項式で算出される。入力力率ｃｏｓφは、電源装置１０に用いられるリアクトル１２及びコンデンサ１４ａの値に基づいて、入力電流Ｉの多項式として決定される。このため、入力力率ｃｏｓφと入力電流Ｉとの関係が実際に制御回路２０を駆動させることで予め求められ、制御回路２０に記憶させる。
入力力率ｃｏｓφは、入力電流Ｉの多項式で算出される。入力力率ｃｏｓφは、電源装置１０に用いられるリアクトル１２及びコンデンサ１４ａの値に基づいて、入力電流Ｉの多項式として決定される。このため、入力力率ｃｏｓφと入力電流Ｉとの関係が実際に制御回路２０を駆動させることで予め求められ、制御回路２０に記憶させる。
次のステップ１０８では、推定した入力電圧Ｖ、入力電流Ｉ、及び入力力率ｃｏｓφから下記式に基づいて消費電力Ｐを推定し、消費電力推定処理を終了する。
Ｐ＝Ｖ×Ｉ×ｃｏｓφ
Ｐ＝Ｖ×Ｉ×ｃｏｓφ
なお、推定した消費電力Ｐ、推定した入力電圧Ｖ、入力電流Ｉ、及び入力力率ｃｏｓφ等の値は、例えば、制御回路２０に接続された表示装置に表示されたり、制御回路２０が備える記憶媒体に記憶される。
以上説明したように、制御回路２０は、交流電源からの入力電圧が一定の場合に所定の入力電流において負荷１５に供給する直流電圧が一定となるように、スイッチング部材１６を開閉させる駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦを入力電流に応じて決定する。そして、制御回路２０は、入力電流と直流電圧とに基づいて入力電圧を推定し、該入力電圧、入力電流、及び力率から負荷１５の消費電力を算出する。
従って、電源装置１０は、交流電源からの入力電圧を検知することなく、簡易かつ精度高く負荷１５の消費電力を推定できる。
従って、電源装置１０は、交流電源からの入力電圧を検知することなく、簡易かつ精度高く負荷１５の消費電力を推定できる。
以上、本発明を、上記実施形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。発明の要旨を逸脱しない範囲で上記実施形態に多様な変更又は改良を加えることができ、該変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上記実施形態を適宜組み合わせてもよい。
例えば、上記実施形態では、簡易ＰＡＭ制御が、電源電圧波形の半周期で４回のパルスを出力する形態について説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、一定電圧制御が可能であれば、簡易ＰＡＭ制御が、電源電圧波形の半周期で４回未満又は５回以上のパルスを出力する形態としてもよい。
また、上記実施形態では、負荷１５としてモータを制御する制御回路２０の消費電力を推定する形態について説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、他の負荷を制御する制御回路の消費電力を推定する形態としてもよい。
また、上記実施形態で説明した消費電力推定処理の流れも一例であり、本発明の主旨を逸脱しない範囲内において不要なステップを削除したり、新たなステップを追加したり、処理順序を入れ替えたりしてもよい。
１０ 電源装置
１１ 交流電源
１２ リアクトル
１３ 整流回路
１４ 平滑回路
１６ スイッチング部材
２０ 制御回路
１１ 交流電源
１２ リアクトル
１３ 整流回路
１４ 平滑回路
１６ スイッチング部材
２０ 制御回路
Claims (3)
- 交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、
交流電源入力端子と前記整流手段との間に直列に接続された誘導性素子と、
前記誘導性素子を介して前記整流手段に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、
前記整流手段に並列に前記整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、
入力電流が所定の範囲内の場合に前記負荷に供給する直流電圧が一定となるように、前記スイッチ手段を開閉させる駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦを前記入力電流に応じて決定する制御手段と、
前記入力電流が前記所定の範囲内である場合に、予め得ておいた前記直流電圧と前記交流電源からの入力電圧の実効値との関係式を用いて、前記交流電源からの入力電圧の実効値を推定する入力電圧推定手段と、
前記入力電流、力率、及び前記入力電圧推定手段によって推定された前記入力電圧を用いて前記負荷の消費電力を算出する消費電力算出手段と、
を備える電源装置。 - 前記入力電圧推定手段は、前記直流電圧と前記交流電源からの入力電圧の実効値とが、予め定められた比例定数を用いた比例式で表された前記関係式を用いて前記交流電源からの入力電圧の実効値を推定する請求項１に記載の電源装置。
- 交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、
交流電源入力端子と前記整流手段との間に直列に接続された誘導性素子と、
前記誘導性素子を介して前記整流手段に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、
前記整流手段に並列に前記整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、を備えた電源装置の消費電力推定方法であって、
入力電流が所定の範囲内の場合に前記負荷に供給する直流電圧が一定となるように、前記スイッチ手段を開閉させる駆動パルスのＯＮ及びＯＦＦを前記入力電流に応じて決定するスイッチ制御工程と、
前記入力電流が前記所定の範囲内である場合に、予め得ておいた前記直流電圧と前記交流電源からの入力電圧の実効値との関係式を用いて、前記交流電源からの入力電圧の実効値を推定する入力電圧推定工程と、
前記入力電流、力率、及び前記入力電圧推定工程によって推定された前記入力電圧を用いて前記負荷の消費電力を算出する消費電力算出工程と、
を有する消費電力推定方法。
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