CN112072921A - 一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***及控制方法 - Google Patents

一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双箝位ZVS Buck‑Boost变换器的原边调节控制***及控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。控制***包括采样及信号处理电路、以微控制器为核心的控制电路和栅驱动器；控制方法能够根据双箝位ZVS Buck‑Boost变换器的原边采样值对副边输出电压和和输出电流的进行精确预测和计算，从而实现精确的恒压或者恒流控制。这种双箝位ZVS Buck‑Boost变换器原边调节控制***及控制方法，在保证变换器工作效率的同时减少了光耦及其它隔离元件的使用，提高了***集成度，并可以获得很高的输出电压精度和输出电流精度。

Description

一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***及控 制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器原边调节控制技术，具体地说是涉及一种双箝位ZVSBuck-Boost变换器的原边调节控制***及控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
随着信息技术的不断发展，各类电源设备在客观上都要求小型化、轻量化并提高可靠性，提高分布式电源模块的效率和功率密度是电源模块发展的重要方向。目前，晶片式电源模块是分布式电源模块的一大发展方向，即使用新的封装技术大幅缩小变换器的体积，提高功率密度。
双箝位ZVS Buck-Boost变换器主拓扑如图1所示，包括：主功率电路、箝位电路、输出整流电路，主功率电路由主变压器T1和主开关管连接而成，箝位电路由箝位开关管Q3和箝位电容Cclamp连接而成，输出整流电路由同步整流管Q5和输出电容Cout连接而成。可见，双箝位ZVS Buck-Boost拓扑是反激拓扑的一种类型，其主要特点是利用变压器原边绕组等效漏感和箝位电容谐振，吸收漏感中的能量并保存在变换器中，从而提升变换器效率并限制副边电流的压摆率。同时，双箝位ZVS Buck-Boost拓扑可以实现原边开关管和副边同步整流管的ZVS开启，有利于进一步提升变换器效率，并减小***的发热损耗。
在变换器原边采样并加以调节控制能够减少光耦等隔离元件的使用进而使得电路结构变得更加简单、易于设计，因此原边调节控制***在反激型的变换器中被广泛采用。然而，对于工作状态复杂、电流波形呈现非线性变化的双箝位ZVS Buck-Boost变换器，如何通过采集变换器原边的电压电流信号获得准确的输出电压和输出电流是原边采样调节控制的难点。同时，鉴于双箝位ZVS Buck-Boost变换器的主要优势在于可以在复杂工况下实现开关管的ZVS以实现较小的开关损耗，如何使用最简单的检测采样方案实现开关管完全或者部分地ZVS也是控制策略设计的重点。
目前，DCM模块中采用的原边采样方案为通过对原边箝位电容电压采样计算副边输出电压，从而可以实现恒压输出。Vicor公司的DCM模块是一款采用了美国专利US7561446B1公开的双箝位ZVS Buck-Boost拓扑的DC-DC模块，可以实现高频和高效率的电压调节，其采用的变换器原边采样反馈控制方案如美国专利US7859859B2所示，参见图11，通过RS触发器及门器件构成的复杂采样电路采集原边电压，仅能实现恒压输出，除了主开关管、箝位开关管、同步整流管，还额外使用了开关管S1构成采样保持电路，增加了采样电路的复杂度；在能量传输阶段和ZVS B阶段之间增设的电压采样阶段使得Q3、Q5管的开关状态不完全同步，影响了Q4的ZVS开启，增加了损耗。针对现有技术存在的缺陷，本文提出一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器原边调节控制***及控制方法，可以实现高频和高效率的恒流或者恒压输出，这对于提高双箝位ZVS Buck-Boost变换器的功率密度、减小体积具有重要的意义。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器原边调节控制***及控制方法，通过较少的硬件资源对原边电流和原边电压采样并精确计算输出电压和输出电流，从而实现双箝位ZVS Buck-Boost变换器精确的恒压或者恒流控制，提高了***的功率密度，减小了功耗，解决了现有原边采样控制方案不能既实现恒压输出又实现恒流输出以及控制电路复杂的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
为了叙述简洁清晰，在本发明的所有表述中，双箝位ZVS Buck-boost变换器的原边与原边绕组构成H型全桥的四个开关管分别定义为第一主开关管、第二主开关管、箝位开关管和第四主开关管，第一主开关管与第二主开关管串接组成的一桥臂并接在直流输入电源两端，箝位开关管与第四主开关管串联组成的另一桥臂并接在箝位电容两级之间，变压器原边绕组接在两桥臂中点之间，同步整流管接在变压器副边回路中。
双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，包括：电感电流检测模块、检测H桥上各开关管漏源电压的源漏电压检测模块、检测箝位电容电压的箝位电压检测模块、输入电压检测模块、副边同步整流电路、辅助绕组及逻辑电路、计时器、栅驱动器和控制器。控制器包括：电压运算模块、电流运算模块和恒压恒流模块。
电压运算模块根据在能量传输阶段之后以及在第四主开关零电压导通阶段开头采集的箝位电容电压Vclamp计算输出电压值VO，
Figure BDA0002637751230000031
其中，Vf2、Vf3、Vf5分别是第二主开关管、箝位开关管、同步整流管的导通压降，NPS是变压器原副边绕组的等效匝数比。
在能量输入阶段对输入电压采样得到原边输入电压值VIN；在能量输入阶段末尾对原边电流采样得到原边电感电流最大值Imax；在箝位阶段对原边电流采样得到原边电感电流最小值Imin；在箝位开关管零电压导通阶段对第四主开关管进行电流采样得到该阶段通过第四主开关管的充电电流IZVSA，根据基尔霍夫斯基电流定理和能量守恒，则输出电流值IO近似为：
Figure BDA0002637751230000032
其中，tdead1、TS分别是箝位开关管零电压导通阶段和整个工作周期持续的时间，由计时器得到；COSS3是箝位开关管的源漏端寄生电容；Lm、Lr分别是变压器原边绕组的等效励磁电感和等效漏感。
第一、第二、第四主开关管由接收控制器指令的栅驱动直接控制，同步整流开关管由副边同步整流控制电路控制，箝位开关管由控制器、对同步整流管栅信号进行处理的辅助绕组及逻辑电路共同控制。
同步整流管的开关状态即栅极信号通过辅助绕组反馈到原边。在稳态工作下，箝位开关管的开关状态与同步整流管一致，因此，反馈至原边的同步整流管栅极信号可以接逻辑电路生成箝位开关管的栅极信号。如果使得箝位开关管栅极信号完全由同步整流管决定且与同步整流管一致，在一些特殊工况(如热插拔情况)下，同步整流管在不该开启的阶段(如能量输入阶段)误开启会出现箝位开关管和第四主开关管同时导通、箝位电容短路的现象，损害电路。因此，箝位开关管栅极信号也需要根据控制器输出的箝位开关管控制使能信号确定以使箝位开关管在非箝位阶段不导通。辅助绕组包括：串接在副边同步整流控制电路与二次侧地之间的副边线圈，及原边线圈，原边线圈与并联在其两端的齐纳二极管和电容构成原边回路，原边回路将折射至原边的同步整流管栅极信号稳压后输出。逻辑电路包括：锁存原边回路输出电压后输出同步整流管反馈信号的D锁存器，及，对同步整流管反馈信号及箝位开关管控制使能信号进行逻辑运算的与门。在辅助绕组和与门之间加上D锁存器可以使得辅助绕组只需要传递正脉冲或负脉冲，不需要持续传递正信号或负信号，从而可以把辅助绕组做得更小。
当变换器工作在能量输入阶段、第四主开关管零电压导通阶段、箝位阶段和第一主开关管零电压导通阶段时，箝位开关管控制使能信号为负；当变换器工作在箝位开关管零电压导通阶段和能量传输阶段时，箝位开关管控制使能信号为正。通过逻辑电路的处理确保箝位开关管与同步整流管同步开启且不在非工作阶段误开启。
与预设的电压输出值或电流输出值相比较，通过调节能量输入阶段的时长，即可调节变换器输出的电压值或电流值。在恒压(恒流)模式下，恒压恒流控制模块根据计算到的IO和VO，将参考电压值Vref(参考电流值Iref)与输出电压值VO(输出电流值IO)相减得到电压输出误差EV(电流输出误差EI)，电压输出误差EV(电流输出误差EI)再经微分器和PI补偿器得到电流阈值Ith。在能量输入阶段，原边电流IP线性上升，当原边电流IP上升到电流阈值Ith时，控制能量输入阶段结束，从而可以实现恒压恒流功能。
同时变换器在普通工况下，箝位阶段时长用于维持工作周期不变，为最小工作周期，即对应最高开关频率。在低电压输入大电流输出的情况下，通过设置箝位阶段的最小时长且工作周期大于最小工作周期，即可降低开关频率，从而在多种输入输出条件组合下都可以实现较高的效率。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
(1)本申请针对双箝位ZVSBuck-Boost变换器提出的原边调节控制方案，以较为简单的采样电路以及箝位开关管栅信号控制电路，在不改变变换器工作状态的前提下实现开关管的ZVS开启，保证同步整流管与箝位开关管同步开启并防止同步整流管误开启，能够得到精确的双箝位ZVS buck-boost变换器输出电压和输出电流的原边预测值，实现原边调节恒压恒流控制功能，减少了光耦或其他隔离器件的使用，进一步提高了***的功率密度，减小了体积。
(2)本申请通过选择箝位阶段持续时长和设置最小箝位时长，实现变频控制并提高效率，能够在实现高输出电压精度和输出电流精度的同时，保证原边功率管和副边整流管ZVS开启的工作状态，从而获得较高的工作效率。
(3)本申请能够根据***的工作状态，自适应调节内部的参数值，比如开关周期，从而获得更好的动态特性和稳态特性。
附图说明
图1是双箝位ZVS Buck-Boost变换器的电路拓扑图。
图2是一个工作周期内各开关管栅极信号的波形图。
图3是本申请第一实施例中双箝位ZVS Buck-Boost变换器原边调节控制***的电路拓扑图。
图4是辅助绕组侧箝位开关管栅信号G3控制器的电路图。
图5是同步整流管反馈信号G5FB、箝位开关管控制使能信号G3FB、箝位开关管栅信号G3的波形图。
图6是ZVS A阶段的等效电路图。
图7是本申请第一实施例中恒压恒流模块的控制逻辑示意图。
图8是本申请第一实施例中原边电感电流的波形图。
图9是本申请第二实施例中双箝位ZVS Buck-Boost变换器原边调节控制***的电路拓扑图。
图10是本申请第二实施例中恒压恒流模块的控制逻辑示意图。
图11是Vicor公司关于双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边采样控制方案的电路拓扑图。
图中标号说明：T1为主变压器，Lr为主变压器原边绕组的等效漏感，Lm为主变压器原边绕组的等效励磁电感，Q1、Q2和Q4为第一、第二、第四主开关管，Q3为箝位开关管，Cclamp为箝位电容，Q5为同步整流管，Cout为输出电容。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
双箝位ZVS Buck-Boost变换器的电路拓扑图如图1所示，包括主变压器T1与主变压器T1原边绕组构成H型全桥的第一主开关管Q1、第二主开关管Q2、箝位开关管Q3和第四主开关管Q4，第一主开关管Q1与第二主开关管Q2串接组成的一桥臂并接在直流输入电源两端，箝位开关管Q3与第四主开关管Q4串联组成的另一桥臂并接在箝位电容Cclamp两级之间，主变压器原边绕组接在两桥臂中点之间，同步整流管Q5、输出电容Cout与主变压器副边绕组串联组成副边回路。
本申请针对图1所示双箝位ZVS Buck-Boost变换器提出了一种如图3所示的原边调节控制***，该原边调节控制***包括：电感电流检测模块、源漏电压检测模块、箝位电压检测模块、输入电压检测模块、副边同步整流电路、辅助绕组及逻辑电路、计时器、栅驱动器和控制器。控制器包括：电压运算模块、电流运算模块和恒压恒流模块。
如图4所示，辅助绕组包括：串接在副边同步整流控制电路与二次侧地之间的副边线圈，及原边线圈，原边线圈与并联在其两端的齐纳二极管和电容构成原边回路，原边回路将折射至原边的同步整流管栅信号G5稳压后输出。逻辑电路包括：锁存原边回路输出电压后输出同步整流管反馈信号G5FB的D锁存器，及，对同步整流管反馈信号G5FB及箝位开关管控制使能信号G3FB进行逻辑运算的与门，与门输出箝位开关管栅信号G3。同步整流管反馈信号G5FB、箝位开关管控制使能信号G3FB、箝位开关管栅信号G3的波形图如图5所示。
电感电流检测模块采集第四主开关管在各阶段的输出电流IP，源漏电压检测模块采集H桥上各开关管漏源电压VDS1、VDS2、VDS3、VDS4，箝位电压检测模块采集第四主开关管零电压导通初始时刻的箝位电容电压Vclamp，输入电压检测模块采样能量输入阶段的原边输入电压VIN。
电压运算模块根据第四主开关管零电压导通初始时刻的箝位电容电压Vclamp计算变换器输出电压VO。电流运算模块根据第四主开关管在能量输入阶段结束时刻、箝位阶段、箝位开关管零电压导通阶段的输出电流Imax、Imin、IZVSA，箝位开关管零电压导通阶段和整个工作周期持续的时间tdead1、TS，能量输入阶段的原边输入电压VIN计算变换器输出电流IO，恒压恒流模块根据变换器输出电压误差或变换器输出电流误差计算电流阈值。在第四主开关管的输出电流IP上升到阈值时关断第一、第四主开关管，结束能量输入阶段；在第二主开关管、箝位开关管的漏源电压降为0且同步整流管反馈信号为正时，导通第二主开关管、箝位开关管，根据逻辑电路输出的同步整流管反馈信号生成由负变正的箝位开关管控制使能信号；在第四主开关管的输出电流IP下降到漏感电流且同步整流管反馈信号为负时关断箝位开关管、同步整流管，结束能量传输阶段；在第四主开关管的漏源电压下降到0时，导通第四主开关管；根据最小工作周期与实际工作周期的差值、箝位阶段最短持续时间中的最小值确定箝位阶段结束时刻，在箝位阶段结束时刻到来时关断第二主开关管；在第一主开关管漏源电压下降到0或第四主开关管的输出电流IP上升到0时，导通第一主开关管。
双箝位ZVS Buck-Boost拓扑一个完整的工作周期分为以此以下六个阶段，栅信号如图2中的t0-t6所示。
1.能量输入阶段t0-t1
在t0时刻，第四主开关管Q4从变换器上一个工作周期的最后阶段开始保持导通，并且第一主开关管Q1开始导通，第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5保持关断，从而开始能量输入阶段。在能量输入阶段，输入源VIN给变压器的原边绕组充电，原边电流IP线性上升(以图1中箭头的方向为正方向)。在t1时刻关断第一主开关管Q1、第四主开关管Q4，能量输入阶段结束。
2.ZVS A阶段t1-t2
在t1时刻，第一主开关管Q1、第四主开关管Q4关断，并且开关第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5保持关断，开始ZVS A阶段。在ZVS A阶段，在原边绕组电流IP的作用下，第二主开关管Q2、箝位开关管Q3源漏端的寄生电容与原边绕组电感谐振放电，第一主开关管Q1、第四主开关管Q4源漏端的寄生电容与原边绕组电感谐振充电，从而为第二主开关管Q2、箝位开关管Q3的ZVS开启做准备。t2时刻，第二主开关管Q2、箝位开关管Q3的源漏端电压降到零，第二主开关管Q2、箝位开关管Q3开始导通，ZVS A阶段结束。
3.能量传输阶段t2-t3
在t2时刻，第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5开始导通，并且第一主开关管Q1、第四主开关管Q4保持关断，开始能量传输阶段。储存在原边绕组等效励磁电感Lm中的能量传递到副边，励磁电感电流线性下降。同时原边绕组的等效漏感Lr与箝位电容Cclamp谐振，漏感中储存的能量在原边循环，由于导通的MOS管存在导通电阻，漏感电流呈阻尼振荡。在t3时刻，励磁电感电流下降到与漏感电流相等，能量传输阶段结束。
4.ZVS B阶段t3-t4
在t3时刻，箝位开关管开关Q3、同步整流管Q5开始关断，第一主开关管Q1、第四主开关管Q4保持关断，第二主开关管Q2保持导通，开始ZVS B阶段。在ZVS B阶段，励磁电感电流和漏感电流相等，都等于原边电流。在t3时刻，原边电流基本等于零。在ZVS B阶段过程中，箝位开关管Q3源漏端寄生电容与原边绕组谐振充电，第四主开关管Q4源漏端寄生电容与原边绕组谐振放电，原边电流负向增长。t4时刻，第四主开关管Q4的源漏端电压降到零附近，第四主开关管Q4导通，ZVS B阶段结束。
5.箝位阶段t4-t5
在t4时刻，第四主开关管Q4开始导通，第一主开关管Q1、箝位开关管Q3、同步整流管Q5保持关断，第二主开关管Q2保持导通，开始箝位阶段。在箝位阶段，第二主开关管Q2和第四主开关管Q4在变压器原边绕组两端形成短路，原边绕组两端电压钳制到零伏，原边负电流保持不变。在t5时刻，第二主开关管Q2关断，箝位阶段结束。箝位阶段的目的是维持原边绕组的负电流，以帮助实现第一主开关管Q1的ZVS开启。
6.ZVS C阶段t5-t6
在t5时刻，第二主开关管Q2关断，第一主开关管Q1、箝位开关管Q3、同步整流管Q5保持关断，第四主开关管Q4保持导通，开始ZVS C阶段。在ZVS C阶段，在原边负电流的作用下，第一主开关管Q1源漏端的寄生电容与原边绕组谐振放电，第二主开关管Q2源漏端的寄生电容与原边绕组谐振充电，从而为第一主开关管Q1的ZVS开启做准备，原边负电流的绝对值减少。t6时刻，第一主开关管Q1的源漏端电压降到零附近，第一主开关管Q1导通，ZVS C阶段结束。一个工作周期结束。
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：
控制***的第一实施例工作电路如图3所示。在一个工作周期中，控制***在不同时刻需要对A、B、C、D、E5个点进行电压采样和G5反馈信号G5FB采样，其中，电感电流IP采样由E点电压VE采样组成
Figure BDA0002637751230000081
RS是采样电阻；原边MOS管源漏电压(VDS1、VDS2、VDS3、VDS4)采样由A、B、C、D、E点电压(VA、VB、VC、VD、VE)采样组成，VDS1＝VA-VB，VDS2＝VB，VDS3＝VC-VD，VDS4＝VD-VE；箝位电容电压Vclmap采样由C点电压VC采样组成，Vclamp＝VC；输入电压VIN采样由A点电压VA采样组成，VIN＝VA。计时器持续工作，记录每个阶段的时长并输入控制器。每个阶段的控制调节方法如下：
1.能量输入阶段t0-t1
t0时刻之前，第四主开关管Q4处于导通状态，第一主开关管Q1、第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5关断，G3控制使能信号G3EN为负。从t0时刻，控制***导通第一主开关管Q1并保持第四主开关管Q4导通，同时开始检测A点电压VA、E点电压VE，计算输入电压值VIN和原边电感电流IP，得到VIN＝VA，
Figure BDA0002637751230000091
当原边电流IP上升到Ith时关断第一主开关管Q1、第四主开关管Q4，切换到ZVS A阶段，将检测得到的大于Ith的电感电流最大值记为Imax。Ith的数值由恒压恒流模块根据原边采样得到的输出电压值VO和输出电流值IO计算得出，Ith的大小为设置的参考电压Vref(或参考电流Iref)与计算得到的输出电压VO(或输出电流IO)与相减得到的电压误差EV(电流误差EI)经过微分器，再通过PI补偿器得出电流阈值Ith1(Ith2)，如图7所示。
2.ZVS A阶段t1-t2
从t1时刻，控制***关断第一主开关管Q1、第四主开关管Q4，输出G3控制使能信号G3EN为正，并开始检测B点电压VB、C点电压VC、D点电压VD，E点电压VE和G5反馈信号G5FB，计算第二主开关管Q2、箝位开关管Q3的源漏端电压VDS2＝VB，VDS3＝VC-VD和ZVS A阶段通过第四主开关管Q4的电流
Figure BDA0002637751230000092
在ZVS A阶段，电路的等效模型如图6所示，第一主开关管Q1、第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、第四主开关管Q4管关断，同步整流管Q5管也关断。第一主开关管Q1、第四主开关管Q4的源漏端寄生电容谐振充电，第二主开关管Q2、箝位开关管Q3管的源漏端寄生电容谐振放电，图6中I1，I2，I3，I4和IP都大于零。由于寄生电容的值较小，因此MOS管源漏端电压接近线性变化，则通过四个MOS管的电流都近似为恒定值，输入源输入至变换器的电流Icharge(即I1)也基本为一个恒定值。在B点和D点由基尔霍夫斯基电流定律可以得到，I1+I2＝IP＝I3+I4，又因为第一主开关管Q1、第二主开关管Q2使用相同的开关管，两管的寄生电容大小相等，此时通过第一主开关管Q1、第二主开关管Q2管的电流大小相等I1＝I2，则有Icharge＝I1＝(I3+I4)/2，式中的I4＝IZVSA。因为箝位开关管Q3源漏端电压近似线性下降且不考虑周期内箝位电压的波动，在t1时刻箝位开关管Q3源漏电压近似NPS×VO，在t2时刻箝位开关管Q3源漏电压近似0，则在t1-t2时间内，箝位开关管Q3源漏端寄生电容两端电压近似线性下降NPS×VO，则
Figure BDA0002637751230000093
其中，COSS3是箝位开关管Q3源漏端寄生电容，tdead1＝t2-t1，即为ZVS A阶段的持续时间。则电流运算模块可以计算得到在ZVS A阶段，输入源输入到变换器的充电电流大小：
Figure BDA0002637751230000094
在ZVS A阶段，输入源输入到变换器的能量：
Figure BDA0002637751230000101
在ZVS A阶段计算输入源输入至变换器的电流Icharge时，认为第一主开关管Q1、第二主开关管Q2使用相同的开关管，两管的寄生电容大小相等，从而有通过第一主开关管Q1、第二主开关管Q2的电流大小相等I1＝I2，但是单独计算I3和I4的原因是在实际使用过程，可以在第四主开关管Q4源漏端并联一个小电容储存更多能量帮助实现第一主开关管Q1的ZVS开启，从而有I3≠I4。
当第二主开关管Q2、箝位开关管Q3的源漏端电压基本降至零并且G5反馈信号变为正时，控制器导通第二主开关管Q2。当G5反馈信号变为正时，同步整理管Q5和箝位开关管Q3在同步整流控制器和辅助绕组及G3信号控制器的作用下也开启，ZVS A阶段结束，变换器切换到能量传输阶段。
3.能量传输阶段t2-t3
从t2时刻，控制***导通第二主开关Q2，并继续检测G5反馈信号G5FB。当G5反馈信号G5FB变为负时，说明同步整流管Q5和箝位开关管Q3在同步整流控制器和辅助绕组及G3信号控制器的作用下关断，变换器切换到ZVS B阶段。
在能量传输阶段，箝位电容Cclamp与原边绕组等效漏感Lr谐振，谐振周期
Figure BDA0002637751230000102
考虑到MOS管的导通电阻，原边绕组等效漏感电流Ir呈阻尼振荡，如图8所示；原边绕组等效励磁电感Lm向副边传输能量，原边绕组等效励磁电感电流Im线性下降。在能量传输阶段，箝位电容Cclamp和输出电容Cout直接通过变压器耦合。因此能量传输阶段的末尾，漏感电流Ir阻尼振荡幅度接近零，C点电压VC(即箝位电容电压Vclamp)基本等于NPS×VO，其中，NPS为原副边绕组匝数比，VO为副边输出电压，考虑此时第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5的导通压降，即：
Figure BDA0002637751230000103
其中，Vf2、Vf3、Vf5分别是第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5的导通压降，NPS是变压器原副边绕组等效匝数比。因此在能量传输阶段之后立即对C点电压采样即可预估副边的电压输出值。
4.ZVS B阶段t3-t4
从t3时刻，控制***切换到ZVS B阶段。控制器输出G3控制使能信号G3EN为负，同时立即在较短的时间(10-20ns)内检测C点电压，并持续检测D、E两点电压，计算箝位电压值Vclamp＝VC和第四主开关管Q4的源漏端电压VDS4＝VD-VE。t3时要立即在短时间内检测箝位电压的原因是在ZVS B阶段，箝位开关管Q3的源漏端寄生电容谐振充电，第四主开关管Q4的源漏端寄生电容谐振放电，箝位开关管Q3的谐振充电电流使得箝位电容电压下降。如果对箝位电压采样时间过晚或过长会使得计算的到输出电压偏低，从而导致实际输出电压偏高。当第四主开关管Q4的源漏端电压VDS4降至零左右，控制器导通第四主开关管Q4，切换到箝位阶段。
5.箝位阶段t4-t5
在t4时刻，控制***将计时器记录的上一个工作周期的t5-t6与该工作周期的t0-t4相加得到Tother，如图2所示。假设最高工作频率对应的最小工作周期为TSmin，箝位阶段的最短持续时间为tclampmin，箝位阶段的持续时间应为TSmin-Tother与tclampmin的较大值，之后关断Q2，切换到ZVS C阶段。通过这种方式可以实现变换器的变频控制。变换器在大部分普通工况下，箝位阶段时长用于维持工作周期不变，为最小工作周期TSmin，即对应最高开关频率，此时箝位阶段的持续时间为TSmin-Tother。在低电压输入大电流输出的情况下，通过设置箝位阶段的最小时长tclampmin使得工作周期大于最小工作周期。
在高电压输入小电流输出的情况下，箝位阶段时间所占整个工作周期的比例较高，甚至可以超过50％，通过这种方式限制变换器的最高工作频率，由于箝位阶段的负流较小，箝位阶段的导通损耗相对于高开关频率带来的开关损耗较小。在低电压输入大电流输出的情况下，输入电压越低，输出功率越大，变换器开关频率越低，使得变换器通过降频仍可以实现开关管的ZVS开启。从而在多种输入输出条件组合下，变换器都可以实现较高的效率。
在箝位阶段持续过程中，原边负电流大小基本不变，维持在最小值。采样E点电压VE，计算原边负电流大小，记为
Figure BDA0002637751230000111
在t1-t3阶段，考虑变换器总体的能量守恒，由于MOS管寄生电容中储存的能量量级远小于电感能量和传输到副边的能量，可以忽略，同时原边箝位电容电压基本不变，也可以不参与讨论。在t1-t2阶段，输入源向原边输入能量为PZVSA，在t2-t3阶段，原边向副边传输能量即为整个工作周期内副边的输出能量TS×VO×IO，且t1时刻原边能量大小为
Figure BDA0002637751230000121
t3时刻原边能量大小为
Figure BDA0002637751230000122
因此t3时刻和t1时刻的原边能量之差等于t1-t3阶段输入到原边的能量与原边输出能量之差，即有：
Figure BDA0002637751230000123
代入：
Figure BDA0002637751230000124
整理得到输出电流IO大小：
Figure BDA0002637751230000125
6.ZVS C阶段t5-t6
从t5时刻，控制***关断第二主开关管Q2，开始检测A、B、E三点电压，计算第一主开关管Q1的源漏端电压VDS1＝VA-VB和原边电感电流
Figure BDA0002637751230000126
在ZVS C阶段，第二主开关管Q2的源漏端寄生电容谐振充电，第一主开关管Q1的源漏端寄生电容谐振放电，原边电感的负电流上升，绝对值减小。当第一主开关管Q1源漏端电压VDS1降至零附近或者原边电感电流IP上升为零时，控制器导通第一主开关管Q1，一个工作周期结束，切换到下一个工作周期。计时器将六个阶段总时长相加得到变换器工作周期TS。
若切换的触发条件为第一主开关管Q1源漏端电压VDS1降至零附近，则第一主开关管Q1可以达到完全的ZVS；若切换时原边电感电流IP上升为零，则说明此时第一主开关管Q1源漏端电压VDS1大于零，但只有当原边电感电流IP小于零时方可给第一主开关管Q1寄生电容放电，此时第一主开关管Q1只能实现部分的ZVS。如上文所述，可以在第四主开关管Q4源漏端并联一个小电容储存更多能量帮助实现第一主开关管Q1的ZVS开启。
在第一实施例中，能量输入阶段的时长t0-t1，ZVS A阶段的时长t1-t2，能量传输阶段的时长t2-t3，ZVS B阶段的时长t3-t4，箝位阶段的时长t4-t5，ZVS C阶段的时长t5-t6都由恒压恒流模块计算得到。运算逻辑如图7所示。
第一实施例的控制器具体操作步骤如下：
步骤A-1、在t0时刻导通第一主开关管Q1，保持第四主开关管Q4导通，保持第二主开关管Q2关断，保持G3控制使能信号G3EN为负，开始检测A点电压VA和E点电压VE，计算输入电压VIN＝VA，原边电感电流
Figure BDA0002637751230000131
当原边电感电流IP大于控制器计算得到电流阈值Ith时，记此时刻为t1，此时的原边电感电流IP为Imax，并关断第一主开关管Q1、第四主开关管Q4，输出G3控制使能信号G3EN为正。
步骤A-2、在t1时刻开始检测B点电压VB、C点电压VC、D点电压VD、E点电压VE和G5反馈信号G5FB，计算第二主开关管Q2、第三主开关管Q3的源漏端电压VDS2＝VB，VDS3＝VC-VD和ZVS A阶段通过第四主开关管Q4的电流
Figure BDA0002637751230000132
当VDS2和VDS3降至零附近且G5反馈信号G5FB为正时，记此时刻为t2，并导通第二主开关管Q2。记tdead1＝t2-t1。
步骤A-3、在t2时刻开始检测G5反馈信号G5FB，当G5反馈信号G5FB为负时，记此时刻为t3，并输出G3控制使能信号G3EN为负。
步骤A-4、在t3时刻，立即在较短的时间内检测C点电压，并持续检测D、E两点电压，计算箝位电压值Vclamp＝VC和第四主开关管Q4的源漏端电压VDS4＝VD-VE。计算副边输出电压：
Figure BDA0002637751230000133
其中，Vf2、Vf3、Vf5分别是第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5的导通压降，NPS是变压器原副边绕组等效匝数比，Vf2、Vf3、Vf5、NPS都是设置在控制器内的常数。当第四主开关管Q4的源漏端电压VDS4降至零时，记此时刻为t4，并导通Q4。
步骤A-5、在t4时刻开始E点电压VE，计算原边电流最小值记为
Figure BDA0002637751230000134
计算输出电流值IO：
Figure BDA0002637751230000135
其中，COSS3是钳位开关管Q3的源漏端寄生电容；Lm、Lr分别是变压器原边绕组等效励磁电感和等效漏感，COSS3、Lm、Lr都是设置在控制器内的常数。TS是变换器总开关周期，由计时器得到。
在恒压模式下，将设置的参考电压Vref与计算得到的输出电压VO与相减得到的电压误差EV＝Vref-VO，电压误差EV经过微分器后再通过PI补偿器得出电流阈值Ith1。
在恒流模式下，将设置的参考电流Iref与计算得到的输出电流IO与相减得到的电流误差IV＝Iref-IO，电流误差IV经过微分器后再通过PI补偿器得出电流阈值Ith2。
计时器将本工作周期t0至t4的时间加上上个工作周期的t5至t6时间，得到Tother，比较TSmin-Tother和tclampmin，取两者较大值为箝位阶段时间，TSmin和tclampmin分别表示变换器的最小工作周期和最小箝位时长，都是设置在控制器内的常数。从t4开始持续取得的箝位阶段时间后，记此时刻为t5，并关断第二主开关管Q2。
步骤A-6、在t5时刻开始检测A、B、E三点电压，计算第一主开关管Q1的源漏端电压VDS1＝VA-VB和原边电感电流
Figure BDA0002637751230000141
当第一主开关管Q1的源漏端电压VDS1降至零或原边电感电流IP上升至零时，记此时刻为t6，并导通第一主开关管Q1。计算变换器总开关周期TS＝t6-t0，一个开关周期结束，重新执行步骤A-1。
控制***的第二实施例工作电路如图9所示。在一个工作周期中，控制***在不同时刻需要对A、C、E3个点进行电压采样和G5反馈信号G5FB采样，其中，电感电流IP采样由E点电压VE采样组成
Figure BDA0002637751230000142
RS是采样电阻；箝位电容电压Vclmap采样由C点电压VC采样组成，Vclamp＝VC；输入电压VIN采样由A点电压VA采样组成，VIN＝VA。计时器持续工作，记录每个阶段的时长并输入控制器。
第二实施例方法与第一实施例类似，最大的不同是省略了第一实施例的源漏电压采样模块，仅对A、C、E三点进行电压采样。ZVS A阶段、ZVS B阶段、ZVS C阶段的持续时间也不再通过MOS管的源漏电压判断，而是通过计算和查找表的方式，确定各ZVS阶段的时间。
下面详细说明每个阶段的控制调节方法：
1.能量输入阶段t0-t1
与第一实施例类似，在恒压(恒流)模式下，将参考电压值Vref(电流Iref)与输出电压值VO(输出电流值IO)相减得到输出电压误差EV(输出电流误差EI)，输出电压误差EV(输出电流误差EI)再经微分器和PI补偿器得到电流阈值Ith1(Ith2)。在能量输入阶段，原边电流IP线性上升。当原边电流IP上升到电流阈值Ith1(Ith2)，能量输入阶段结束，切换到ZVS A阶段。
2.ZVS A阶段t1-t2
与第一实施例不同的是，ZVS A阶段的最小持续时间由计算得出，ZVS A阶段的最小持续时间是关于Icharge、VIN的函数。ZVS A阶段的最小持续时间由第二主开关管Q2源漏寄生电容的放电时间决定。由于在ZVS A阶段，第二主开关管Q2源漏寄生电容近似线性放电，其放电时间记为ZVS A阶段最小持续时间tZVSAmin：
Figure BDA0002637751230000151
变换器在ZVS A阶段持续了tZVSAmin时间且检测到G5反馈信号G5FB为正后切换到能量传输阶段。
3.能量传输阶段t2-t3
与第一实施例类似，能量传输阶段的持续时间由G5反馈信号G5FB决定，当G5反馈信号G5FB变为负(即副边同步整流管关断)时，切换到ZVS B阶段。
4.ZVS B阶段t3-t4
与第一实施例不同的是，ZVS B阶段的持续时间由VO查表决定，ZVS B阶段的持续时间是关于VO的分段函数。ZVS B阶段的持续时间由第四主开关管Q4源漏寄生电容的放电时间决定。在电路参数固定的情况下，第四主开关管Q4源漏寄生电容的放电时间由ZVS B阶段开始时第四主开关管Q4源漏电压，即VO×NPS决定，所以第四主开关管Q4的放电时间是VO的函数。由于寄生参数的影响，由等效模型得出的公式不准确。因此，可以利用关于VO的查找表来确定ZVS B阶段的持续时间。在一定范围内的VO输出情况下，ZVS B阶段的持续时间固定，持续固定时间后切换到箝位阶段。
5.箝位阶段t4-t5
与第一实施例类似，控制***将计时器记录的上一个工作周期的ZVS C阶段开始至该工作周期的ZVS B阶段结束的时间相加得到Tother。假设最高工作频率对应的最小工作周期为TSmin，箝位阶段的最短持续时间为tclampmin，箝位阶段的持续时间应为TSmin-Tother与tclampmin的较大值，随后切换到ZVS C阶段。
6.ZVS C阶段t5-t6
与第一实施例不同的是，ZVS C阶段的最大持续时间由箝位阶段的原边负电流值Imin查表和此时采集的E点电压计算得到的电感电流值决定。ZVSC阶段的持续时间由箝位阶段的原边负电流值Imin对Q2管的源漏寄生电容的充电时间决定。第二主开关管Q2的源漏寄生电容的充电时间是Imin的函数。同样，Imin的查找表可用于确定ZVS阶段C的最大持续时间。在固定的Imin情况下，ZVS C阶段的最大持续时间固定，在电感电流值IP上升至零附近或持续了最大固定时间后切换到下个周期的能量输入阶段。
在第二实施例中，能量输入阶段的时长t0-t1，ZVS A阶段的时长t1-t2，能量传输阶段的时长t2-t3，ZVS B阶段的时长t3-t4，箝位阶段的时长t4-t5，ZVS C阶段的时长t5-t6都由恒压恒流模块计算得到。运算逻辑如图10所示。
第二实施例的控制器具体操作步骤如下：
步骤B-1、在t0时刻导通第一主开关管Q1，保持第四主开关管Q4导通，保持第二主开关管Q2关断，保持G3控制使能信号G3EN为负，开始检测A点电压VA和E点电压VE，计算输入电压VIN＝VA，原边电感电流
Figure BDA0002637751230000161
当原边电感电流IP大于控制器计算得到电流阈值Ith时，记此时刻为t1，此时的原边电感电流IP为Imax，并关断第一主开关管Q1、第四主开关管Q4，输出G3控制使能信号G3EN为正。
步骤B-2、在t1时刻开始检测E点电压VE和G5反馈信号G5FB，计算ZVS A阶段通过第四主开关管Q4的电流
Figure BDA0002637751230000162
持续tZVSAmin(Icharge,VIN)时间后，当G5反馈信号G5FB为正时，记此时刻为t2，并导通第二主开关管Q2。tZVSAmin(Icharge,VIN)是控制器关于Icharge，VIN的函数，
Figure BDA0002637751230000163
记tdead1＝t2-t1。
步骤B-3、在t2时刻开始检测G5反馈信号G5FB，当G5反馈信号G5FB为负时，记此时刻为t3，并输出G3控制使能信号G3EN为负。
步骤B-4、在t3时刻，立即在较短的时间内检测C点电压，计算箝位电容电压值Vclamp＝VC。计算副边输出电压：
Figure BDA0002637751230000164
其中，Vf2、Vf3、Vf5分别是第二主开关管Q2、箝位开关管Q3、同步整流管Q5管的导通压降，NPS是变压器原副边绕组等效匝数比，Vf2、Vf3、Vf5、NPS都是设置在控制器内的常数。持续tZVSB(IO,VO)时间后，记此时刻为t4，并导通第四主开关管Q4。tZVSB(IO,VO)是控制器关于IO，VO的查表函数，其内容为一个二维数组，表示不同IO，VO组合下ZVS B阶段的持续时间。
步骤B-5、在t4时刻开始E点电压VE，计算原边电流最小值记为
Figure BDA0002637751230000171
计算输出电流值IO：
Figure BDA0002637751230000172
其中，COSS3是箝位开关管Q3的源漏端寄生电容；Lm、Lr分别是变压器原边绕组等效励磁电感和等效漏感，COSS3、Lm、Lr都是设置在控制器内的常数。TS是变换器总开关周期，由计时器得到。
在恒压模式下，将设置的参考电压Vref与计算得到的输出电压VO与相减得到的电压误差EV＝Vref-VO，电压误差EV经过微分器后再通过PI补偿器得出电流阈值Ith1。
在恒流模式下，将设置的参考电流Iref与计算得到的输出电流IO与相减得到的电流误差IV＝Iref-IO，电流误差IV经过微分器后再通过PI补偿器得出电流阈值Ith2。
计时器将本工作周期t0至t4的时间加上上个工作周期的t5至t6的时间，得到Tother，比较TSmin-Tother和tclampmin，取两者较大值为箝位阶段时间，TSmin和tclampmin分别表示变换器的最小工作周期和最小箝位时长，都是设置在控制器内的常数。从t4开始持续取得的箝位阶段时间后，记此时刻为t5，并关断第二主开关管Q2。
步骤B-6、在t5时刻开始检测E点电压，计算原边电感电流
Figure BDA0002637751230000173
当原边电感电流IP上升至零时或从t5持续tZVSCmax(IO,VO)时间后，记此时刻为t6，并导通第一主开关管Q1。tZVSCmax(IO,VO)是控制器关于IO，VO的查表函数，其内容为一个二维数组，表示不同IO，VO组合下ZVS C阶段的最长持续时间。计算变换器总开关周期TS＝t6-t0，一个开关周期结束，重新执行步骤B-1。
本发明实施例中，整个原边电压电流采样控制电路在占用较少的面积、基本不产生额外功耗的条件下能够完成双箝位ZVS buck-boost变换器副边输出电压电流的计算，并保证有较高的精度，从而能够减小变换器的体积，降低成本，而且还能够提高变换器的工作效率和工作性能。
以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的发明宗旨的前提下还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也落入本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，所述双箝位ZVS Buck-Boost变换器包括主变压器、第一主开关管、第二主开关管、箝位开关管和第四主开关管，第一主开关管与第二主开关管串接组成的第一桥臂并接在直流输入电源两端，箝位开关管与第四主开关管串联组成的第二桥臂并接在箝位电容两级之间，主变压器原边绕组接在两桥臂中点之间，同步整流管、输出电容与主变压器副边绕组串联组成主变压器的副边回路；
其特征在于，所述原边调节控制***包括：
输入电压检测模块，采样主变压器原边输入电压，
源漏电压检测模块，采样第一主开关管、第二主开关管、箝位开关管、第四主开关管漏源电压，
箝位电压检测模块，采样箝位电容电压，
电感电流检测模块，采样第四主开关管输出电流，
副边同步整流电路，对采样的主变压器副边回路输出电流进行处理后输出同步整流管栅信号，
辅助绕组，包含串接在副边同步整流电路与二次侧地之间的副边线圈，及，将折射至原边的同步整流管栅信号稳压输出的原边回路，
逻辑电路，接收辅助绕组原边回路的输出电压，输出同步整流管反馈信号，并根据箝位开关管控制使能信号生成箝位开关管栅信号，及，
控制器，接收输入电压检测模块、源漏电压检测模块、箝位电压检测模块、电感电流检测模块输出的采样信号以及逻辑电路输出的输出同步整流管反馈信号，根据箝位开关管零电压导通阶段和整个工作周期持续的时间计算变换器实时输出电压或实时输出电流，根据变换器实时输出电压或实时输出电流计算原边电流阈值，以第四主开关管的输出电流上升到阈值的时刻为能量输入阶段的结束时刻，以第二主开关管、箝位开关管的漏源电压下降为零且同步整流管反馈信号为正的时刻为钳位开关管零电压导通阶段的结束时刻，以第四主开关管的输出电流下降到漏感电流且同步整流管反馈信号为负的时刻为能量传输阶段的结束时刻，以第四主开关管的漏源电压下降到零的时刻为第四主开关管零电压导通阶段的结束时刻，以变换器最小工作周期与实际工作周期的差值、箝位阶段最短持续时间中的最小值为箝位阶段的结束时刻，以第一主开关管漏源电压下降到零的时刻或第四主开关管输出电流上升到零的时刻为第一主开关管零电压导通阶段的结束时刻，输出在能量输入阶段、第四主开关管零电压导通阶段、箝位阶段和第一主开关管零电压导通阶段为负而在箝位开关管零电压导通阶段和能量传输阶段为正的箝位开关管控制使能信号。
2.根据权利要求1所述一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，其特征在于，所述控制器包括：
电压运算模块，接收第四主开关管零电压导通初始时刻的箝位电容电压采样值，输出变换器实时输出电压，
电流运算模块，接收主变压器原边输出电压采样值，接收第四主开关管在能量输入阶段结束时刻、箝位阶段、箝位开关管零电压导通阶段的输出电流采样值，接收箝位开关管零电压导通阶段和整个工作周期持续时间的采样值，输出变换器实时输出电流，及，
恒压恒流运算模块，接收变换器实时输出电压或实时输出电流，接收第一主开关管、第二主开关管、箝位开关管、第四主开关管漏源电压、主变压器原边电流的采样值，接收逻辑电路输出的同步整流管反馈信号，输出第一、第二、第四主开关管的栅信号以及箝位开关管的控制使能信号。
3.根据权利要求1所述一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，其特征在于，所述逻辑电路包括：
D锁存器，其输入端接辅助绕组原边回路的输出电压，输出同步整流管反馈信号，及，
与门，其一输入端接D锁存器的输出端，其另一输入端接收控制器输出的箝位开关管控制使能信号，输出箝位开关管栅信号。
4.根据权利要求1所述一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，其特征在于，主变压器原边输入电压、第一主开关管漏源电压、第二主开关管漏源电压、箝位开关管漏源电压、第四主开关管漏源电压、箝位电容电压、第四主开关管输出电流通过采样第一桥臂电源接入点A的电压VA、第一桥臂中点B的电压VB、箝位开关管与箝位电容连接点C的电压VC、第二桥臂中点D的电压VD、第四主开关管源端E的电压VE后计算确定，主变压器原边输入电压VIN为VIN＝VA，第一主开关管漏源电压VDS1为VDS1＝VA-VB，第二主开关管漏源电压VDS2为VDS2＝VB，箝位开关管漏源电压VDS3为VDS3＝VC-VD，第四主开关管漏源电压VDS4为VDS4＝VD-VE，箝位电容电压Vclmap即为箝位开关管与箝位电容连接点C的电压VC，第四主开关管输出电流IP为
Figure FDA0002637751220000031
RS为串接在第四主开关管源端的采样电阻。
5.根据权利要求1所述一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，其特征在于，计算变换器实时输出电压的表达式为：
Figure FDA0002637751220000032
Figure FDA0002637751220000033
VO为变换器实时输出电压，Vclamp为箝位电容电压，Vf2、Vf3、Vf5分别是第二主开关管、箝位开关管、同步整流管的导通压降，NPS是变压器原副边绕组的等效匝数比。
6.根据权利要求1所述一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，其特征在于，计算变换器实时输出电流的表达式为：
Figure FDA0002637751220000034
IO为变换器的实时输出电VIN为主变压器原边输入电压流，tdead1、TS分别为箝位开关管零电压导通阶段和整个工作周期持续的时间，Imax、Imin、IZVSA分别为第四主开关管在能量输入阶段结束时刻、箝位阶段、箝位开关管零电压导通阶段的输出电流，COSS3为箝位开关管的源漏端寄生电容，NPS是变压器原副边绕组的等效匝数比，Lm、Lr分别为主变压器原边绕组的等效励磁电感和等效漏感。
7.根据权利要求1所述一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制***，其特征在于，变换器最小工作周期为最高工作频率对应的工作周期，变换器的实际工作周期为上一个工作周期第一主开关管零电压导通时长与当前工作周期能量输入阶段至箝位阶段时长的总和。
8.双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制方法，基于权利要求1至7中任意一项所述原边控制***实现，其特征在于，具体包括以下六个阶段：
能量输入阶段：在t0时刻导通第一主开关管，保持第四主开关管导通，保持第二主开关管关断，保持箝位开关管控制使能信号为负，在第四主开关管的输出电流上升到原边电流阈值的t1时刻关断第一、第四主开关管，控制箝位开关管控制使能信号跳变为正；
箝位开关管零电压导通阶段：在第二主开关管、箝位开关管的漏源电压下降为零时且同步整流管反馈信号为正的t2时刻，导通第二主开关管、箝位开关管；
能量传输阶段：在第四主开关管的输出电流下降到漏感电流且同步整流管反馈信号为负的t3时刻关断箝位开关管、同步整流管，控制箝位开关管控制使能信号跳变为负；
第四主开关管零电压导通阶段：在第四主开关管的漏源电压下降到零是t4时刻，导通第四主开关管；
箝位阶段：以t4时刻经历最小工作周期与实际工作周期的差值、箝位阶段最短持续时间中最小值的时间区间后的t5时刻，关断第二主开关管；
第一主开关管零电压导通阶段：在第一主开关管漏源电压下降到零或第四主开关管的输出电流上升到零的t6时刻，导通第一主开关管。
9.根据权利要求8所述双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制方法，其特征在于，t2时刻根据第四主开关管输出电流Icharge、主变压器原边输入电压VIN计算得到，
Figure FDA0002637751220000041
tZVSAmin为箝位开关管零电压导通阶时长，在tZVSAmin上累加t1时刻即可确定t2时刻，COSS2为第二主开关管的源漏端寄生电容。
10.根据权利要求8所述双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制方法，其特征在于，t4时刻通过查找第四主开关管零电压导通时间与变换器实时输出电压、电流的关系确定，t6时刻通过查找第一主开关管零点点导通时间与变换器实时输出电压、电流的关系确定。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112953227A (zh) * 2021-05-14 2021-06-11 上海芯龙半导体技术股份有限公司 电路、开关电源芯片及***
CN112994473A (zh) * 2021-04-15 2021-06-18 深圳市皓文电子有限公司 一种高压buck软开关电路及控制方法
CN113098280A (zh) * 2021-04-09 2021-07-09 东南大学 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法
CN114006535A (zh) * 2021-10-21 2022-02-01 福州大学 一种新型双向三电平倍流lcl-t谐振变换器电路
CN115733343A (zh) * 2023-01-03 2023-03-03 苏州博创集成电路设计有限公司 自适应开关控制电路及Buck-Boost开关电源

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1993024987A1 (en) * 1992-06-02 1993-12-09 Astec International Limited Dual active clamp power converter
CN101056060A (zh) * 2006-04-14 2007-10-17 昱京科技股份有限公司 对称式共振直流对直流转换器
CN110611431A (zh) * 2019-09-30 2019-12-24 东南大学 有源钳位反激变换器的原边调节控制***及控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1993024987A1 (en) * 1992-06-02 1993-12-09 Astec International Limited Dual active clamp power converter
CN101056060A (zh) * 2006-04-14 2007-10-17 昱京科技股份有限公司 对称式共振直流对直流转换器
CN110611431A (zh) * 2019-09-30 2019-12-24 东南大学 有源钳位反激变换器的原边调节控制***及控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CHENG GU等: "A novel control method of Double-Clamp ZVS converter for ultra-high power density power module", 《2020 21ST INTERNATIONAL CONFERENCE ON ELECTRONIC PACKAGING TECHNOLOGY (ICEPT)》 *
SONG DING等: ""Dead-time Optimization for Double-Clamped Zero Voltage Switching Buck-Boost Power Converter with Primary Side Sampled Feedback Control"", 《2020 21ST INTERNATIONAL CONFERENCE ON ELECTRONIC PACKAGING TECHNOLOGY (ICEPT)》 *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113098280A (zh) * 2021-04-09 2021-07-09 东南大学 一种针对有源箝位反激变换器输入的死区时间自适应方法
CN112994473A (zh) * 2021-04-15 2021-06-18 深圳市皓文电子有限公司 一种高压buck软开关电路及控制方法
CN112953227A (zh) * 2021-05-14 2021-06-11 上海芯龙半导体技术股份有限公司 电路、开关电源芯片及***
CN112953227B (zh) * 2021-05-14 2021-08-10 上海芯龙半导体技术股份有限公司 开关电源电路、芯片及***
CN114006535A (zh) * 2021-10-21 2022-02-01 福州大学 一种新型双向三电平倍流lcl-t谐振变换器电路
CN114006535B (zh) * 2021-10-21 2024-03-29 福州大学 一种双向三电平倍流lcl-t谐振变换器电路
CN115733343A (zh) * 2023-01-03 2023-03-03 苏州博创集成电路设计有限公司 自适应开关控制电路及Buck-Boost开关电源
CN115733343B (zh) * 2023-01-03 2023-06-23 苏州博创集成电路设计有限公司 自适应开关控制电路及Buck-Boost开关电源

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