CN114006535A - 一种新型双向三电平倍流lcl-t谐振变换器电路 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种新型双向三电平倍流LCL‑T谐振变换器电路，变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL‑T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源

、分压电容

、有源桥与隔离模块组成；变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器

、其中

、

为主桥臂开关管，

、

为辅助辅助臂开关管，

、

为开关管体二极管，

、

为开关管寄生电容，

为飞跨电容，

为箝位二极管；隔离模块由谐振电感

、谐振电容

、漏感

构成的LCL‑T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成；本发明能形成一倍流和二倍流的稳定输出功率，且实现ZVS保障了变换器工作效率。

Description

一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路

技术领域

本发明涉及高频变流器技术领域，尤其是一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路。

背景技术

随着以电动汽车为代表的新能源产业的发展与普及，对车载充电机OBC(On BoardCharger)的性能提出了更高的要求。为了拓展OBC功能与运用场合，将以往传统的单向式功率传输改变为双向式功率传输，如V2G(Vehicle to Grid)模式，能够将电动汽车蓄电池储能纳入到新能源分布式储能***中去，构成未来智能电网的重要一环；又如V2L(Vehicleto load)模式，使电动汽车蓄电池作为电源向其他负载供能，还如V2V(Vehicle toVehicle)模式，当电动汽车电量不足，又处于无充电桩情况下，可依靠其他电动汽车补充电能。

近年来，双向型车载充电机大多数采用电压源型DC-DC变换器，并且形成双向谐振型DC-DC变换器逐渐取代传统DAB变换器的趋势，特别是谐振型电路拓扑。在高频变换器中，开关管的损耗占总损耗的大部分，其开通损耗表现为开通到关断电压与电流得乘积即重合部分，关断损耗表现关断到开通电压与电流得乘积即重叠区面积。而LLC类拓扑，LCL类等谐振拓扑能够实现宽负载范围内的开关管零电压开通ZVS(Zero Voltage Switching)和整流二极管的零电流关断ZCS(Zero Current Switching)，ZVS是对谐振器件L、C参数设计使开关管开通前电压先降为0，再流过电流，此时无损耗产生。ZCS是对谐振器件L、C参数设计使开关管关断前电流先降为0，再加上电压，此时无额外损耗产生。由于车载充电机随着充电的持续进行，其内阻不断地变化，为保证横流充电提高充电效率，这一需求对现应用的变换器提出来了更宽范围调压能力，增大了电路的设计难度。在高压输入场景应用下，采用高电压阈值的MOSFET开关管必定会增大电路设计的成本。因此寻找能够提供恒定电流输出且适应大负载工况下的电路拓扑在市场上具有开阔的发展前景。

发明内容

本发明提出一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，能形成一倍流和二倍流的稳定输出功率，且实现ZVS保障了变换器工作效率。

本发明采用以下技术方案。

一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，所述变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL-T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源U_inp/U_ins、分压电容C_1p～C_2s、有源桥与隔离模块组成；

所述变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器TX_p/TX_s、其中Q₁～Q₄、T₁～T₄为主桥臂开关管，Q₅～Q₈、T₅～T₈为辅助辅助臂开关管，D₁～D₈、D_T1～D_T8为开关管体二极管，C₁～C₈、C_T1～C_T8为开关管寄生电容，C_f1～C_f4为飞跨电容，D₁₁～D₄₂为箝位二极管；

所述隔离模块由谐振电感L_r、谐振电容C_r、漏感L_k构成的LCL-T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成。

所述变换器电路输入侧U_inp正极接分压电容C_1p的阳极端、开关管Q₅、Q₁的漏极端，开关管Q₅的源极端接开关管Q₆的漏极端、箝位二极管D₂₁的阴极端和飞跨电容C_f2的阳极端，箝位二极管D₂₁的阳极端接箝位二极管D₂₂的阴极端，箝位二极管D₂₂的阳极端接飞跨电容C_f2的阴极端，开关管Q₇的源极端和开关管Q₈的漏极端，开关管Q₇的漏极端接开关管Q₆的源极端和耦合变压器TX_p原边绕组的同名端；

耦合变压器TX_p原边绕组的异名端接分压电容C_1p的阴极端、分压电容C_2p的阳极端和主桥臂箝位二极管D₁₂的阴极端、箝位二极管D₁₁的阳极端和耦合变压器TX_p副边绕组的同名端，分压电容C_2p的阴极端接电路输入侧U_inp负极和开关管Q₈、Q₄的源极端，开关管Q₁的源极端接飞跨电容C_f1的阳极端、开关管Q₂的漏极端和箝位二极管D₁₁的阴极端，开关管Q₂的源极端接谐振电感L_r的正极端和开关管Q₃的漏极端，谐振电感L_r的负极端接谐振电容C_r的阳极端和漏感L_k的阳极端，漏感L_k的阴极端接隔离变压器TX原边绕组的同名端；

隔离变压器TX原边绕组的异名端接谐振电容C_r的阴极端和耦合变压器TX_p副边绕组的异名端，开关管Q₃的源极端接箝位二极管D₁₂的阳极端、开关管Q₄的漏极端和飞跨电容C_f1的阴极端，电路输出侧U_ins正极接分压电容C_1s的阳极端、开关管T₅、T₁的漏极端，开关管T₅的源极端接开关管T₆的漏极端、箝位二极管D₄₁的阴极端和飞跨电容C_f4的阳极端，箝位二极管D₄₁的阳极端接箝位二极管D₄₂的阴极端，箝位二极管D₄₂的阳极端接飞跨电容C_f4的阴极端，开关管T₇的源极端和开关管T₈的漏极端，开关管T₇的漏极端接开关管T₆的源极端和耦合变压器TX_S原边绕组的同名端；

耦合变压器TX_S原边绕组的异名端接分压电容C_1s的阴极端、分压电容C_2s的阳极端和主桥臂箝位二极管D₃₂的阴极端、箝位二极管D₃₁的阳极端和耦合变压器TX_S副边绕组的同名端，分压电容C_2s的阴极端接电路输入侧U_ins负极和开关管T₈、T₄的源极端，开关管T₁的源极端接飞跨电容C_f3的阳极端、开关管T₂的漏极端和箝位二极管D₃₁的阴极端，开关管T₂的源极端接隔离变压器TX的副边同名端和开关管T₃的漏极端；

隔离变压器TX副边绕组的异名端接耦合变压器TX_s副边绕组的异名端，开关管T₃的源极端接箝位二极管D₃₂的阳极端、开关管T₄的漏极端和飞跨电容C_f3的阴极端。

当变换器电路工况为一倍流模式时，右侧有源桥主辅桥臂开关管常关，左侧有源桥辅助臂开关管Q₅与Q₈常关、Q₆与Q₇常开，短路耦合变压器TX_p，即短路TX_p原副边绕组，使u_mo＝-u_bo＝0，则谐振腔输入电压u_ab＝u_ao-u_bo＝u_ao，右侧有源桥输出i_ins＝i_s且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins；在ZVS工况下，主桥臂采用固定最小移相角α([t₁,t₄])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q₁、Q₄与滞后管Q₂、Q₃间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流i_p通过飞跨电容C_f1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成u_ab三电平输出。

当变换器电路工况为一倍流模式时，基于二极管的钳位特性，使开关管承受电压应力降低至输入电压的一半。

当变换器电路工况为一倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t₀到t₈时刻的变化特征为：

在t₀到t₁时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q₁、Q₂导通，由于TX_p原边短路，副边等效直通，对C_r充电，使得u_Cr大于u_cd1将导致i_s1不断上升。u_ao被C_1p钳位至U_inp/2，u_ab＝U_inp/2。谐振腔输出电流i_s由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成i_s，此时D_T5、D_T6导通，u_ho、u_co均被C_1s钳位至U_ins/2，通过TX_s耦合作用，使u_ho＝-u_do，则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝U_ins，谐振腔输出电压u_cd1＝kU_ins；

在t₁到t₂时刻，在t₁时刻关断Q₁，C₁充电，C₄通过C_f1、C_2p回路放电，i_p逐渐由C_1p换流至C_2p。换流过程中，u_ao由U_inp/2逐渐降为0，导致u_ab也逐渐降为0，且因死区时间较短，i_p近似不变，i_s1近似不变；

在t₂到t₄时刻，C₁充电至U_inp/2，被D₁₁钳位，C₄放电至耐压为0，D₄导通，换流过程结束。在t₃时刻导通Q₄实现ZVS，i_p经过C_2p、D₄、C_f1与Q₂续流，并对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，i_p将持续减小，u_ab维持0电平。由于持续时间很短，i_s1近似不变；

在t₄到t₅时刻，在t₄时刻关断Q₂，C₂充电，原i_p续流回路换流给C₃放电，u_ao由0降为-U_inp/2，u_ab＝U_inp/2。相较于t₁到t₂时刻具备比较大的i_p，本模态受i_p减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时i_p继续对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，这使得i_p在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，i_s1近似不变；

在t₅到t₆时刻，在t₅时刻导通Q₃实现ZVS，u_ao被C_2p钳位为-U_inp/2，u_ab维持-U_inp/2电平，i_p下降并过零点，i_s1电流极性未变，导致C_r成为过渡电源并持续放电，u_Cr不断减小并过零。当u_Cr小于u_cd1后，逐渐减小；

在t₆到t₇时刻，在t₆时刻，u_cr减小过零时达到-u_Cr＝-u_cd1，且逐渐|u_Cr|＞|u_cd1|，则导致i_s1下降过零点，i_s经TX_s副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2i_s，并在U_ins正极处分流后形成主桥臂D_T1、D_T2充电与D_T3，D_T4放电的换流过程及辅助臂D_T5、D_T6充电与D_T7，D_T8放电的换流过程。u_cd将随着换流过程的进行由U_ins逐渐下降，则u_cd1也将由kU_ins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出i_ins与i_s关系，如下述公式所示。

由公式一的④、⑤、⑥、⑦可得i_DT5＝i_DT8＝i_DT1＝i_DT4＝i_s/2，代入公式一的③中，可得i_ins＝i_s。

在t₇到t₈时刻，在t₇时刻，换流过程结束，i_s从d流入，经TX_s副边绕组、O口、C_1s、R_L、D_T3与D_T4回流至c流出。耦合电流经过TX_s原边绕组、C_2s、D_T7与D_T8回流至h口流出。可得i_ins＝i_s，且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2,则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins。

当变换器电路工况为二倍流模式时，左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关，通过TX_p耦合作用，u_mo＝-u_bo，而u_mo、u_ao同时被C_1s、C_2s钳位至U_inp/2、-U_inp/2，则u_ab＝u_ao-u_bo＝2u_mo＝2u_ao＝U_inp或-U_inp，右侧有源桥依然保持i_ins＝i_s、u_cd1＝kU_ins或-kU_ins，使电路形成二倍流模式。

当换器电路工况为二倍流模式时，所述左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，即Q₁、Q₅同时开通和关断，Q₂、Q₆同时开通和关断，Q₃、Q₇同时开通和关断，Q₄、Q₈同时开通和关断，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关；在ZVS工况时，主桥臂采用固定最小移相角α([t₁,t₄])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q1、Q4与滞后管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流i_p通过飞跨电容C_f1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成u_ab三电平输出。

当变换器电路工况为二倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t₀到t₈时刻的变化特征为：

在t₀到t₁时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q₁、Q₅、Q₂、Q₆导通，通过TX_p耦合作用，u_mo＝-u_bo，而u_mo、u_ao同时被C_1s、C_2s钳位至U_inp/2，则u_ab＝u_ao-u_bo＝2u_mo＝2u_ao＝U_inp。对C_r充电，使得u_Cr大于u_cd1将导致i_s1不断上升。谐振腔输出电流i_s由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成i_s，此时D_T5、D_T6导通，u_ho、u_co均被C_1s钳位至U_ins/2，通过TX_s耦合作用，使u_ho＝-u_do，则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝U_ins，谐振腔输出电压u_cd1＝kU_ins。

在t₁到t₂时刻，在t₁时刻关断Q₁和Q₅，C₁和C₅充电，C₄通过C_f1、C_2p回路放电，C₈通过C_f2、C_2p回路放电，i_p逐渐由C_1p换流至C_2p。换流过程中，u_ab也逐渐降为0，且因死区时间较短，i_p近似不变，i_s1近似不变。

在t₂到t₄时刻，C₁和C₅充电至U_inp/2，被D₁₁钳位，C₄和C₈放电至耐压为0，D₄和D₈导通，换流过程结束。在t₃时刻导通Q₄和Q₈实现ZVS，i_p经C_2p、D₄、C_f1、Q₂和C_2p、D₈、C_f2、Q₆两条路径续流，并对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，i_p将持续减小，u_ab维持0电平。由于持续时间很短，i_s1近似不变。

在t₄到t₅时刻，在t₄时刻关断Q₂和Q₆，C₂和C₆充电，原i_p续流回路换流给C₃和C₇放电，u_ab由0降为-U_inp。相较于t₁到t₂时刻具备比较大的i_p，本模态受i_p减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时i_p继续对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，这使得i_p在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，i_s1近似不变。

在t₅到t₆时刻，在t₅时刻导通Q₃和Q₇实现ZVS，u_ab被钳位为-U_inp，i_p下降并过零点，i_s1电流极性未变，导致C_r成为过渡电源并持续放电，u_Cr不断减小并过零。当u_Cr小于u_cd1后，逐渐减小；

在t₆到t₇时刻，在t₆时刻，u_cr减小过零时达到-u_Cr＝-u_cd1，且逐渐|u_Cr|＞|u_cd1|，则导致i_s1下降过零点，i_s经TX_s副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2i_s，并在U_ins正极处分流后形成主桥臂D_T1、D_T2充电与D_T3，D_T4放电的换流过程及辅助臂D_T5、D_T6充电与D_T7，D_T8放电的换流过程。u_cd将随着换流过程的进行由U_ins逐渐下降，则u_cd1也将由kU_ins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出i_ins与i_s关系，如下述公式所示

由公式二的④、⑤、⑥、⑦可得i_DT5＝i_DT8＝i_DT1＝i_DT4＝i_s/2，代入公式二的③中，可得i_ins＝i_s；

在t₇到t₈时刻，在t₇时刻，换流过程结束，i_s从d流入，经TX_s副边绕组、O口、C_1s、R_L、D_T3与D_T4回流至c流出。耦合电流经过TX_s原边绕组、C_2s、D_T7与D_T8回流至h口流出。可得i_ins＝i_s，且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2,则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins。

本发明提出了一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，与现有的技术相比，具有如下优点，

(1)由于其电路对称的结构，能够保证变换器双向功率传输特性一致。

(2)在相同输出功率下，由于三电平结构且在ZVS的情况下，保证了效率且令开关管电压应力降至输入电压的一半。

(3)通过变压器电压耦合叠加效应形成独特的多电平有源桥结构，并结合LCL-T谐振腔恒流输出特性，灵活简便地输出一倍流、二倍流模式。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：

附图1是1为双向三电平倍流LCL-T谐振变换器的电路拓扑示意图；

附图2是双向三电平倍流LCL-T谐振变换器的交流等效运算电路示意图；

附图3是理想的一倍流模式关键波形示意图；

附图4是理想的二倍流模式关键波形示意图；

附图5是一倍流模式下的输入120V样机实验波形示意图；

附图6是二倍流模式下的输入120V样机实验波形示意图。

具体实施方式

如图所示，一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，所述变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL-T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源U_inp/U_ins、分压电容C_1p～C_2s、有源桥与隔离模块组成；

所述变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器TX_p/TX_s、其中Q₁～Q₄、T₁～T₄为主桥臂开关管，Q₅～Q₈、T₅～T₈为辅助辅助臂开关管，D₁～D₈、D_T1～D_T8为开关管体二极管，C₁～C₈、C_T1～C_T8为开关管寄生电容，C_f1～C_f4为飞跨电容，D₁₁～D₄₂为箝位二极管；

所述隔离模块由谐振电感L_r、谐振电容C_r、漏感L_k构成的LCL-T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成。

所述变换器电路输入侧U_inp正极接分压电容C_1p的阳极端、开关管Q₅、Q₁的漏极端，开关管Q₅的源极端接开关管Q₆的漏极端、箝位二极管D₂₁的阴极端和飞跨电容C_f2的阳极端，箝位二极管D₂₁的阳极端接箝位二极管D₂₂的阴极端，箝位二极管D₂₂的阳极端接飞跨电容C_f2的阴极端，开关管Q₇的源极端和开关管Q₈的漏极端，开关管Q₇的漏极端接开关管Q₆的源极端和耦合变压器TX_p原边绕组的同名端；

耦合变压器TX_p原边绕组的异名端接分压电容C_1p的阴极端、分压电容C_2p的阳极端和主桥臂箝位二极管D₁₂的阴极端、箝位二极管D₁₁的阳极端和耦合变压器TX_p副边绕组的同名端，分压电容C_2p的阴极端接电路输入侧U_inp负极和开关管Q₈、Q₄的源极端，开关管Q₁的源极端接飞跨电容C_f1的阳极端、开关管Q₂的漏极端和箝位二极管D₁₁的阴极端，开关管Q₂的源极端接谐振电感L_r的正极端和开关管Q₃的漏极端，谐振电感L_r的负极端接谐振电容C_r的阳极端和漏感L_k的阳极端，漏感L_k的阴极端接隔离变压器TX原边绕组的同名端；

隔离变压器TX原边绕组的异名端接谐振电容C_r的阴极端和耦合变压器TX_p副边绕组的异名端，开关管Q₃的源极端接箝位二极管D₁₂的阳极端、开关管Q₄的漏极端和飞跨电容C_f1的阴极端，电路输出侧U_ins正极接分压电容C_1s的阳极端、开关管T₅、T₁的漏极端，开关管T₅的源极端接开关管T₆的漏极端、箝位二极管D₄₁的阴极端和飞跨电容C_f4的阳极端，箝位二极管D₄₁的阳极端接箝位二极管D₄₂的阴极端，箝位二极管D₄₂的阳极端接飞跨电容C_f4的阴极端，开关管T₇的源极端和开关管T₈的漏极端，开关管T₇的漏极端接开关管T₆的源极端和耦合变压器TX_S原边绕组的同名端；

耦合变压器TX_S原边绕组的异名端接分压电容C_1s的阴极端、分压电容C_2s的阳极端和主桥臂箝位二极管D₃₂的阴极端、箝位二极管D₃₁的阳极端和耦合变压器TX_S副边绕组的同名端，分压电容C_2s的阴极端接电路输入侧U_ins负极和开关管T₈、T₄的源极端，开关管T₁的源极端接飞跨电容C_f3的阳极端、开关管T₂的漏极端和箝位二极管D₃₁的阴极端，开关管T₂的源极端接隔离变压器TX的副边同名端和开关管T₃的漏极端；

隔离变压器TX副边绕组的异名端接耦合变压器TX_s副边绕组的异名端，开关管T₃的源极端接箝位二极管D₃₂的阳极端、开关管T₄的漏极端和飞跨电容C_f3的阴极端。

当变换器电路工况为一倍流模式时，右侧有源桥主辅桥臂开关管常关，左侧有源桥辅助臂开关管Q₅与Q₈常关、Q₆与Q₇常开，短路耦合变压器TX_p，即短路TX_p原副边绕组，使u_mo＝-u_bo＝0，则谐振腔输入电压u_ab＝u_ao-u_bo＝u_ao，右侧有源桥输出i_ins＝i_s且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins；在ZVS工况下，主桥臂采用固定最小移相角α([t₁,t₄])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q₁、Q₄与滞后管Q₂、Q₃间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流i_p通过飞跨电容C_f1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成u_ab三电平输出。

当变换器电路工况为一倍流模式时，基于二极管的钳位特性，使开关管承受电压应力降低至输入电压的一半。

当变换器电路工况为一倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t₀到t₈时刻的变化特征为：

在t₀到t₁时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q₁、Q₂导通，由于TX_p原边短路，副边等效直通，对C_r充电，使得u_Cr大于u_cd1将导致i_s1不断上升。u_ao被C_1p钳位至U_inp/2，u_ab＝U_inp/2。谐振腔输出电流i_s由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成i_s，此时D_T5、D_T6导通，u_ho、u_co均被C_1s钳位至U_ins/2，通过TX_s耦合作用，使u_ho＝-u_do，则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝U_ins，谐振腔输出电压u_cd1＝kU_ins；

在t₁到t₂时刻，在t₁时刻关断Q₁，C₁充电，C₄通过C_f1、C_2p回路放电，i_p逐渐由C_1p换流至C_2p。换流过程中，u_ao由U_inp/2逐渐降为0，导致u_ab也逐渐降为0，且因死区时间较短，i_p近似不变，i_s1近似不变；

在t₂到t₄时刻，C₁充电至U_inp/2，被D₁₁钳位，C₄放电至耐压为0，D₄导通，换流过程结束。在t₃时刻导通Q₄实现ZVS，i_p经过C_2p、D₄、C_f1与Q₂续流，并对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，i_p将持续减小，u_ab维持0电平。由于持续时间很短，i_s1近似不变；

在t₄到t₅时刻，在t₄时刻关断Q₂，C₂充电，原i_p续流回路换流给C₃放电，u_ao由0降为-U_inp/2，u_ab＝U_inp/2。相较于t₁到t₂时刻具备比较大的i_p，本模态受i_p减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时i_p继续对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，这使得i_p在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，i_s1近似不变；

在t₅到t₆时刻，在t₅时刻导通Q₃实现ZVS，u_ao被C_2p钳位为-U_inp/2，u_ab维持-U_inp/2电平，i_p下降并过零点，i_s1电流极性未变，导致C_r成为过渡电源并持续放电，u_Cr不断减小并过零。当u_Cr小于u_cd1后，逐渐减小；

在t₆到t₇时刻，在t₆时刻，u_cr减小过零时达到-u_Cr＝-u_cd1，且逐渐|u_Cr|＞|u_cd1|，则导致i_s1下降过零点，i_s经TX_s副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2i_s，并在U_ins正极处分流后形成主桥臂D_T1、D_T2充电与D_T3，D_T4放电的换流过程及辅助臂D_T5、D_T6充电与D_T7，D_T8放电的换流过程。u_cd将随着换流过程的进行由U_ins逐渐下降，则u_cd1也将由kU_ins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出i_ins与i_s关系，如下述公式所示。

由公式一的④、⑤、⑥、⑦可得i_DT5＝i_DT8＝i_DT1＝i_DT4＝i_s/2，代入公式一的③中，可得i_ins＝i_s。

在t₇到t₈时刻，在t₇时刻，换流过程结束，i_s从d流入，经TX_s副边绕组、O口、C_1s、R_L、D_T3与D_T4回流至c流出。耦合电流经过TX_s原边绕组、C_2s、D_T7与D_T8回流至h口流出。可得i_ins＝i_s，且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2,则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins。

当变换器电路工况为二倍流模式时，左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关，通过TX_p耦合作用，u_mo＝-u_bo，而u_mo、u_ao同时被C_1s、C_2s钳位至U_inp/2、-U_inp/2，则u_ab＝u_ao-u_bo＝2u_mo＝2u_ao＝U_inp或-U_inp，右侧有源桥依然保持i_ins＝i_s、u_cd1＝kU_ins或-kU_ins，使电路形成二倍流模式。

当换器电路工况为二倍流模式时，所述左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，即Q₁、Q₅同时开通和关断，Q₂、Q₆同时开通和关断，Q₃、Q₇同时开通和关断，Q₄、Q₈同时开通和关断，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关；在ZVS工况时，主桥臂采用固定最小移相角α([t₁,t₄])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q1、Q4与滞后管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流i_p通过飞跨电容C_f1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成u_ab三电平输出。

当变换器电路工况为二倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t₀到t₈时刻的变化特征为：

在t₀到t₁时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q₁、Q₅、Q₂、Q₆导通，通过TX_p耦合作用，u_mo＝-u_bo，而u_mo、u_ao同时被C_1s、C_2s钳位至U_inp/2，则u_ab＝u_ao-u_bo＝2u_mo＝2u_ao＝U_inp。对C_r充电，使得u_Cr大于u_cd1将导致i_s1不断上升。谐振腔输出电流i_s由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成i_s，此时D_T5、D_T6导通，u_ho、u_co均被C_1s钳位至U_ins/2，通过TX_s耦合作用，使u_ho＝-u_do，则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝U_ins，谐振腔输出电压u_cd1＝kU_ins。

在t₁到t₂时刻，在t₁时刻关断Q₁和Q₅，C₁和C₅充电，C₄通过C_f1、C_2p回路放电，C₈通过C_f2、C_2p回路放电，i_p逐渐由C_1p换流至C_2p。换流过程中，u_ab也逐渐降为0，且因死区时间较短，i_p近似不变，i_s1近似不变。

在t₂到t₄时刻，C₁和C₅充电至U_inp/2，被D₁₁钳位，C₄和C₈放电至耐压为0，D₄和D₈导通，换流过程结束。在t₃时刻导通Q₄和Q₈实现ZVS，i_p经C_2p、D₄、C_f1、Q₂和C_2p、D₈、C_f2、Q₆两条路径续流，并对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，i_p将持续减小，u_ab维持0电平。由于持续时间很短，i_s1近似不变。

在t₄到t₅时刻，在t₄时刻关断Q₂和Q₆，C₂和C₆充电，原i_p续流回路换流给C₃和C₇放电，u_ab由0降为-U_inp。相较于t₁到t₂时刻具备比较大的i_p，本模态受i_p减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时i_p继续对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，这使得i_p在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，i_s1近似不变。

在t₅到t₆时刻，在t₅时刻导通Q₃和Q₇实现ZVS，u_ab被钳位为-U_inp，i_p下降并过零点，i_s1电流极性未变，导致C_r成为过渡电源并持续放电，u_Cr不断减小并过零。当u_Cr小于u_cd1后，逐渐减小；

在t₆到t₇时刻，在t₆时刻，u_cr减小过零时达到-u_Cr＝-u_cd1，且逐渐|u_Cr|＞|u_cd1|，则导致i_s1下降过零点，i_s经TX_s副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2i_s，并在U_ins正极处分流后形成主桥臂D_T1、D_T2充电与D_T3，D_T4放电的换流过程及辅助臂D_T5、D_T6充电与D_T7，D_T8放电的换流过程。u_cd将随着换流过程的进行由U_ins逐渐下降，则u_cd1也将由kU_ins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出i_ins与i_s关系，如下述公式所示

由公式二的④、⑤、⑥、⑦可得i_DT5＝i_DT8＝i_DT1＝i_DT4＝i_s/2，代入公式二的③中，可得i_ins＝i_s；

在t₇到t₈时刻，在t₇时刻，换流过程结束，i_s从d流入，经TX_s副边绕组、O口、C_1s、R_L、D_T3与D_T4回流至c流出。耦合电流经过TX_s原边绕组、C_2s、D_T7与D_T8回流至h口流出。可得i_ins＝i_s，且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2,则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins。

Claims (8)

1.一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：所述变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL-T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源U_inp/U_ins、分压电容C_1p～C_2s、有源桥与隔离模块组成；

所述变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器TX_p/TX_s、其中Q₁～Q₄、T₁～T₄为主桥臂开关管，Q₅～Q₈、T₅～T₈为辅助辅助臂开关管，D₁～D₈、D_T1～D_T8为开关管体二极管，C₁～C₈、C_T1～C_T8为开关管寄生电容，C_f1～C_f4为飞跨电容，D₁₁～D₄₂为箝位二极管；

所述隔离模块由谐振电感L_r、谐振电容C_r、漏感L_k构成的LCL-T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成。

2.根据权利要求1所述的一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：所述变换器电路输入侧U_inp正极接分压电容C_1p的阳极端、开关管Q₅、Q₁的漏极端，开关管Q₅的源极端接开关管Q₆的漏极端、箝位二极管D₂₁的阴极端和飞跨电容C_f2的阳极端，箝位二极管D₂₁的阳极端接箝位二极管D₂₂的阴极端，箝位二极管D₂₂的阳极端接飞跨电容C_f2的阴极端，开关管Q₇的源极端和开关管Q₈的漏极端，开关管Q₇的漏极端接开关管Q₆的源极端和耦合变压器TX_p原边绕组的同名端；

耦合变压器TX_p原边绕组的异名端接分压电容C_1p的阴极端、分压电容C_2p的阳极端和主桥臂箝位二极管D₁₂的阴极端、箝位二极管D₁₁的阳极端和耦合变压器TX_p副边绕组的同名端，分压电容C_2p的阴极端接电路输入侧U_inp负极和开关管Q₈、Q₄的源极端，开关管Q₁的源极端接飞跨电容C_f1的阳极端、开关管Q₂的漏极端和箝位二极管D₁₁的阴极端，开关管Q₂的源极端接谐振电感L_r的正极端和开关管Q₃的漏极端，谐振电感L_r的负极端接谐振电容C_r的阳极端和漏感L_k的阳极端，漏感L_k的阴极端接隔离变压器TX原边绕组的同名端；

隔离变压器TX原边绕组的异名端接谐振电容C_r的阴极端和耦合变压器TX_p副边绕组的异名端，开关管Q₃的源极端接箝位二极管D₁₂的阳极端、开关管Q₄的漏极端和飞跨电容C_f1的阴极端，电路输出侧U_ins正极接分压电容C_1s的阳极端、开关管T₅、T₁的漏极端，开关管T₅的源极端接开关管T₆的漏极端、箝位二极管D₄₁的阴极端和飞跨电容C_f4的阳极端，箝位二极管D₄₁的阳极端接箝位二极管D₄₂的阴极端，箝位二极管D₄₂的阳极端接飞跨电容C_f4的阴极端，开关管T₇的源极端和开关管T₈的漏极端，开关管T₇的漏极端接开关管T₆的源极端和耦合变压器TX_S原边绕组的同名端；

耦合变压器TX_S原边绕组的异名端接分压电容C_1s的阴极端、分压电容C_2s的阳极端和主桥臂箝位二极管D₃₂的阴极端、箝位二极管D₃₁的阳极端和耦合变压器TX_S副边绕组的同名端，分压电容C_2s的阴极端接电路输入侧U_ins负极和开关管T₈、T₄的源极端，开关管T₁的源极端接飞跨电容C_f3的阳极端、开关管T₂的漏极端和箝位二极管D₃₁的阴极端，开关管T₂的源极端接隔离变压器TX的副边同名端和开关管T₃的漏极端；

隔离变压器TX副边绕组的异名端接耦合变压器TX_s副边绕组的异名端，开关管T₃的源极端接箝位二极管D₃₂的阳极端、开关管T₄的漏极端和飞跨电容C_f3的阴极端。

3.根据权利要求1所述的一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为一倍流模式时，右侧有源桥主辅桥臂开关管常关，左侧有源桥辅助臂开关管Q₅与Q₈常关、Q₆与Q₇常开，短路耦合变压器TX_p，即短路TX_p原副边绕组，使u_mo＝-u_bo＝0，则谐振腔输入电压u_ab＝u_ao-u_bo＝u_ao，右侧有源桥输出i_ins＝i_s且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins；在ZVS工况下，主桥臂采用固定最小移相角α([t₁,t₄])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q₁、Q₄与滞后管Q₂、Q₃间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流i_p通过飞跨电容C_f1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成u_ab三电平输出。

4.根据权利要求3所述的一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为一倍流模式时，基于二极管的钳位特性，使开关管承受电压应力降低至输入电压的一半。

5.根据权利要求3所述的一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为一倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t₀到t₈时刻的变化特征为：

在t₀到t₁时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q₁、Q₂导通，由于TX_p原边短路，副边等效直通，对C_r充电，使得u_Cr大于u_cd1将导致i_s1不断上升。u_ao被C_1p钳位至U_inp/2，u_ab＝U_inp/2。谐振腔输出电流i_s由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成i_s，此时D_T5、D_T6导通，u_ho、u_co均被C_1s钳位至U_ins/2，通过TX_s耦合作用，使u_ho＝-u_do，则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝U_ins，谐振腔输出电压u_cd1＝kU_ins；

在t₁到t₂时刻，在t₁时刻关断Q₁，C₁充电，C₄通过C_f1、C_2p回路放电，i_p逐渐由C_1p换流至C_2p。换流过程中，u_ao由U_inp/2逐渐降为0，导致u_ab也逐渐降为0，且因死区时间较短，i_p近似不变，i_s1近似不变；

在t₂到t₄时刻，C₁充电至U_inp/2，被D₁₁钳位，C₄放电至耐压为0，D₄导通，换流过程结束。在t₃时刻导通Q₄实现ZVS，i_p经过C_2p、D₄、C_f1与Q₂续流，并对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，i_p将持续减小，u_ab维持0电平。由于持续时间很短，i_s1近似不变；

在t₄到t₅时刻，在t₄时刻关断Q₂，C₂充电，原i_p续流回路换流给C₃放电，u_ao由0降为-U_inp/2，u_ab＝U_inp/2。相较于t₁到t₂时刻具备比较大的i_p，本模态受i_p减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时i_p继续对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，这使得i_p在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，i_s1近似不变；

在t₅到t₆时刻，在t₅时刻导通Q₃实现ZVS，u_ao被C_2p钳位为-U_inp/2，u_ab维持-U_inp/2电平，i_p下降并过零点，i_s1电流极性未变，导致C_r成为过渡电源并持续放电，u_Cr不断减小并过零。当u_Cr小于u_cd1后，逐渐减小；

在t₆到t₇时刻，在t₆时刻，u_cr减小过零时达到-u_Cr＝-u_cd1，且逐渐

|u_Cr|＞|u_cd1|，则导致i_s1下降过零点，i_s经TX_s副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2i_s，并在U_ins正极处分流后形成主桥臂D_T1、D_T2充电与D_T3，D_T4放电的换流过程及辅助臂D_T5、D_T6充电与D_T7，D_T8放电的换流过程。u_cd将随着换流过程的进行由U_ins逐渐下降，则u_cd1也将由kU_ins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出i_ins与i_s关系，如下述公式所示。

由公式一的④、⑤、⑥、⑦可得i_DT5＝i_DT8＝i_DT1＝i_DT4＝i_s/2，代入公式一的③中，可得i_ins＝i_s。

在t₇到t₈时刻，在t₇时刻，换流过程结束，i_s从d流入，经TX_s副边绕组、O口、C_1s、R_L、D_T3与D_T4回流至c流出。耦合电流经过TX_s原边绕组、C_2s、D_T7与D_T8回流至h口流出。可得i_ins＝i_s，且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2,则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins。

6.根据权利要求1所述的一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为二倍流模式时，左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关，通过TX_p耦合作用，u_mo＝-u_bo，而u_mo、u_ao同时被C_1s、C_2s钳位至U_inp/2、-U_inp/2，则u_ab＝u_ao-u_bo＝2u_mo＝2u_ao＝U_inp或-U_inp，右侧有源桥依然保持i_ins＝i_s、u_cd1＝kU_ins或-kU_ins，使电路形成二倍流模式。

7.根据权利要求6所述的一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当换器电路工况为二倍流模式时，所述左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，即Q₁、Q₅同时开通和关断，Q₂、Q₆同时开通和关断，Q₃、Q₇同时开通和关断，Q₄、Q₈同时开通和关断，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关；在ZVS工况时，主桥臂采用固定最小移相角α([t₁,t₄])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q1、Q4与滞后管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流i_p通过飞跨电容C_f1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成u_ab三电平输出。

8.根据权利要求7所述的一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为二倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t₀到t₈时刻的变化特征为：

在t₀到t₁时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q₁、Q₅、Q₂、Q₆导通，通过TX_p耦合作用，u_mo＝-u_bo，而u_mo、u_ao同时被C_1s、C_2s钳位至U_inp/2，则u_ab＝u_ao-u_bo＝2u_mo＝2u_ao＝U_inp。对C_r充电，使得u_Cr大于u_cd1将导致i_s1不断上升。谐振腔输出电流i_s由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成i_s，此时D_T5、D_T6导通，u_ho、u_co均被C_1s钳位至U_ins/2，通过TX_s耦合作用，使u_ho＝-u_do，则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝U_ins，谐振腔输出电压u_cd1＝kU_ins。

在t₁到t₂时刻，在t₁时刻关断Q₁和Q₅，C₁和C₅充电，C₄通过C_f1、C_2p回路放电，C₈通过C_f2、C_2p回路放电，i_p逐渐由C_1p换流至C_2p。换流过程中，u_ab也逐渐降为0，且因死区时间较短，i_p近似不变，i_s1近似不变。

在t₂到t₄时刻，C₁和C₅充电至U_inp/2，被D₁₁钳位，C₄和C₈放电至耐压为0，D₄和D₈导通，换流过程结束。在t₃时刻导通Q₄和Q₈实现ZVS，i_p经C_2p、D₄、C_f1、Q₂和C_2p、D₈、C_f2、Q₆两条路径续流，并对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，i_p将持续减小，u_ab维持0电平。由于持续时间很短，i_s1近似不变。

在t₄到t₅时刻，在t₄时刻关断Q₂和Q₆，C₂和C₆充电，原i_p续流回路换流给C₃和C₇放电，u_ab由0降为-U_inp。相较于t₁到t₂时刻具备比较大的i_p，本模态受i_p减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时i_p继续对C_r充电，维持u_Cr大于u_cd1，这使得i_p在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，i_s1近似不变。

在t₅到t₆时刻，在t₅时刻导通Q₃和Q₇实现ZVS，u_ab被钳位为-U_inp，i_p下降并过零点，i_s1电流极性未变，导致C_r成为过渡电源并持续放电，u_Cr不断减小并过零。当u_Cr小于u_cd1后，逐渐减小；

在t₆到t₇时刻，在t₆时刻，u_cr减小过零时达到-u_Cr＝-u_cd1，且逐渐|u_Cr|＞|u_cd1|，则导致i_s1下降过零点，i_s经TX_s副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2i_s，并在U_ins正极处分流后形成主桥臂D_T1、D_T2充电与D_T3，D_T4放电的换流过程及辅助臂D_T5、D_T6充电与D_T7，D_T8放电的换流过程。u_cd将随着换流过程的进行由U_ins逐渐下降，则u_cd1也将由kU_ins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出i_ins与i_s关系，如下述公式所示

由公式二的④、⑤、⑥、⑦可得i_DT5＝i_DT8＝i_DT1＝i_DT4＝i_s/2，代入公式二的③中，可得i_ins＝i_s；

在t₇到t₈时刻，在t₇时刻，换流过程结束，i_s从d流入，经TX_s副边绕组、O口、C_1s、R_L、D_T3与D_T4回流至c流出。耦合电流经过TX_s原边绕组、C_2s、D_T7与D_T8回流至h口流出。可得i_ins＝i_s，且u_ho、u_co均被C_2s钳位至-U_ins/2,则u_cd＝u_co-u_do＝u_co+u_ho＝-U_ins，u_cd1＝-kU_ins。

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