CN112087146B

CN112087146B - 一种不对称半桥反激变换器的控制方法及电路

Info

Publication number: CN112087146B
Application number: CN202010973709.5A
Authority: CN
Inventors: 江波; 张法旺; 王启羽
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2020-09-16
Filing date: 2020-09-16
Publication date: 2022-04-12
Anticipated expiration: 2040-09-16
Also published as: CN112087146A

Abstract

本发明公开了一种不对称半桥反激变换器的控制方法及电路，包括电联接在不对称半桥反激变换器主电路的电流检测模块CS和第三绕组LA，以及峰值电流采样时刻捕捉模块TS、采样保持模块SS、输出电压采样时刻捕捉模块VoT、输出电压采样模块VoS、预钳位时刻计算模块CTC、输出电压隔离采样模块FB以及PWM发生及模式切换模块，通过在AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式计算获得预钳位时间，在CAHBF Mode模式的第一个周期以该预钳位时间控制辅开关管的导通时长，确保流过钳位管的负向电流值处于较低的水平，有效解决了AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式过渡过程慢、单向管选型时电流耐受值裕量过大造成成本高等问题，同时优化的单向管选型可以提高CAHBF Mode模式下的变换器的效率，减小损耗。

Description

一种不对称半桥反激变换器的控制方法及电路

技术领域

本发明涉及不对称半桥反激变换器领域，特别涉及一种不对称反激变换器的控制方法及电路。

背景技术

转换效率是开关电源的重要指标，软开关技术的发展使得开关电源的转换效率进一步提高。在实际的应用环境中，开关电源变换器可能工作在满载状态也可能工作在轻载甚至空载状态，保证开关电源在各种负载状态下的高效率是开关电源设计人员需思考的。目前，跟随负载情况自动切换其工作模式被证明是一种保证开关电源各种负载状态下高效率的有效手段。

不对称半桥反激变换器因其拓扑具备软开关特点，成为目前开关电源高效率应用场合的一个研究热点。当不对称半桥反激变换器满载及较重负载主开关恰好实现零电压开通时，可认为其功率级参数设计较优，图1所示的不对称半桥反激变换器在满载及较重负载时通常具备较高的转换效率，但是励磁电感电流的负向峰值会随着负载的减小而增大，超出变换器主开关实现零电压开通的需求，产生无效的损耗，从而降低效率，使得变换器轻负载效率低和空载功耗较大。

申请号为201911352361.1的中国专利《开关电源装置》提出采用如图1所示的不对称半桥反激变换器及控制器，通过增加一个与变压器原边并联的单向钳位模块并采用图2所示的模式切换曲线，根据不同的负载电流控制变换器工作于不对称半桥反激模式(AHBFMode)或钳位不对称半桥反激模式(CAHBF Mode)，既能保证重载或满载时效率最优，又能在轻载时实现对励磁电感电流负向峰值的有效控制，大幅提高变换器轻载效率、降低空载损耗，使得在全负载范围内变换器***效率较优。

当钳位不对称半桥反激变换器(CAHBF变换器)工作模式由不对称半桥反激模式(AHBF Mode，后续AHBF Mode模式都指代不对称半桥反激模式)切换至钳位不对称半桥反激模式(CAHBF Mode，后续CAHBF Mode模式都指代钳位不对称半桥反激模式)时，负向电流会流过单向钳位模块。如图3所示，虚线所示电流为励磁电感电流ILm波形，其中I_N1为AHBFMode模式下的磁电感电流负向峰值，I_N2为CAHBF Mode模式下钳位的励磁电感电流负向峰值，该电流流过单向钳位模块并维持至单向钳位模块关断。

采用如表1所示的***参数搭建样机，实测的主开关管Q1实现ZVS所需要的钳位负向电流值如下表所示。

表1

当变换器在模式由AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时，采用过渡式模式切换控制方法，则辅开关管Q2在切入CAHBF Mode模式后每个开关周期以一个较小的步长移动其关断沿，从而达到增减负向电流大小的目的，保证主开关Q1刚好实现ZVS。辅开关管Q2以一定步长移动关断沿的过程中，钳位的负向电流值会从较大值逐步过渡到实现主开关管Q1实现ZVS的较小值。

当钳位开关管Q3工作时，即工作在CAHBF Mode模式下，流过钳位开关管Q3的负向电流值I_N2不需要很大，能够保证主开关管Q1实现ZVS即可，如表1所示。考虑到开关变换器的可靠性，钳位开关管Q3选型必须保证器件的最大耐受电流值大于流过的最大电流值。因此，若不做任何模式切换的控制方法处理，在单向钳位模块只钳位一小段时间的情况下，钳位开关管Q3流过的钳位负向电流值几乎等于辅开关管Q2流过的电流值。则钳位开关管Q3的选型需要与辅开关管Q2的选型相同，意味着钳位开关管Q3需要选择一个大电流规格的开关管，相对于小电流规格的开关管，寄生参数偏大，故其开关损耗也会偏大，造成CAHBF Mode模式下变换器效率偏低。因此，从成本和效率的角度上考虑，钳位开关管Q3的选型可以通过对模式切换的控制策略进行改进来优化。

发明内容

有鉴于此，本发明提出一种不对称半桥反激变换器的控制方法及电路，能有效加快模式切换速度、优化钳位开关管Q3的选型、降低变换器成本、提高钳位状态下的效率。

本发明的第一个目的是提供一种不对称半桥反激变换器的控制方法，包括如下步骤：

当变换器从AHBF Mode模式切换至CAHBF Mode模式时，采样当前的输出电压、励磁峰值电流，同时根据变压器原副边匝比N、励磁电感Lm、期望钳位时的负向电流值，计算得出辅开关管Q2关断的时刻点，并按计算的辅开关管Q2的关断时刻点在下一个周期进行模式切换控制。

本发明所述的控制方法的第二种改进思路为：当变换器从AHBF Mode模式切换至CAHBF Mode模式时；

第一个周期，辅开关管Q2的关断时刻由预钳位时间计算模块计算得到的预钳位时间值决定，即辅开关管Q2提前于钳位开关管Q3关断，提前的时间量由预钳位时间值决定；

第二个周期，辅开关管Q2的关断时刻由钳位不对称半桥反激模式下的控制逻辑决定，即辅开关管Q2根据主开关管Q1的ZVS情况，调整关断沿，每个开关周期前移或者后移一个特定步长，直到主开关管Q1实现ZVS为止。

本发明所述的控制方法的第三种改进思路为：根据负载情况调整自身的工作模式，当负载减轻到需要变换器从AHBF Mode模式切换至CAHBF Mode模式时，预先设定一个钳位值，即控制辅开关管Q2在AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式后的第一个周期提前一个设定的时间值关断，同时使能钳位开关管Q3，然后从第二个周期开始变换器正式进入CAHBFMode模式并产生相应的控制动作。

本发明的第二个目的是提供一种不对称半桥反激变换器的控制电路，其特征在于：包括电联接在不对称半桥反激变换器主电路的电流检测模块CS和第三绕组LA，还包括与电流检测模块CS连接的峰值电流采样时刻捕捉模块TS、采样保持模块SS、输出电压采样时刻捕捉模块VoT、输出电压采样模块VoS、预钳位时刻计算模块CTC、输出电压隔离采样模块FB以及PWM发生及模式切换模块；电流检测模块CS与采样保持模块SS连接，采样保持模块SS分别与峰值电流采样时刻捕捉模块TS、预钳位时间计算模块CTC连接，峰值电流采样时刻捕捉模块TS与PWM发生及模式切换模块连接，PWM发生及模式切换模块分别与输出电压采样时刻捕捉模块VoT、输出电压隔离采样模块FB、预钳位时间计算模块CTC连接，输出电压采样时刻捕捉模块VoT与输出电压采样模块VoS连接，输出电压采样模块VoS分别与预钳位时间计算模块CTC、第三绕组LA连接。

作为上述一种不对称半桥反激变换器的控制电路的第一种具体实施方式，所述电流检测模块CS的正极与辅开关管Q2的源极、钳位开关管Q3的源极以及变压器原边绕组异名端连接；电流检测模块CS的负极与地、负输入端连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。

作为上述一种不对称半桥反激变换器的控制电路的第二种具体实施方式，所述电流检测模块Cs的正极与输入端+Vin连接；电流检测模块CS的负极与主开关管Q1的漏极连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。

作为上述一种不对称半桥反激变换器的控制电路的第三种具体实施方式，所述电流检测模块Cs的正极与钳位管Q3的源极以及变压器原边绕组的异名端连接；电流检测模块Cs的负极与辅开关管Q2的源极以及输入端-Vin连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。

本申请的发明构思为：即相当于在AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时，预先设定一个钳位值，保证钳位开关管Q3不会流过大电流值，然后变换器进入CAHBF Mode模式并产生相应的控制动作，钳位开关管Q3根据这种控制思想可以选择小电流的MOS管，其寄生的参数相对小，驱动损耗、开关损耗都会降低，可以减小钳位下的驱动损耗、开关损耗。

术语解释：

不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，主开关管与辅开关管互补导通，控制器控制单向钳位模块始终处于关断状态，英文简称为AHBF Mode。

钳位不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，主开关管、辅开关管和钳位开关管交替导通或者关断，具体地，每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、电流钳位阶段和主开关零电压开通阶段；在励磁阶段和辅开关零电压开通阶段，钳位开关管关断；在去磁阶段，辅开关管导通，钳位开关管导通或者关断均可，钳位开关管没有电流流过；至此阶段结束时刻，励磁电感电流达到设定值，辅开关管关断，钳位开关管处于导通状态，钳位电流流过钳位开关管；在电流钳位阶段，钳位开关管导通，钳位电流流过钳位开关管，钳位开关保持钳位电流基本不变，至此阶段结束时刻，钳位开关管关断；在主开关零电压开通阶段，钳位开关管已被关断，钳位电流被释放，使主开关管电压降低至零或接近零，此时控制主开关管导通，实现主开关管零电压开通，英文简称为CAHBFMode。

过渡式模式切换：当变换器的模式从AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时，辅开关管Q2的关断时刻由CAHBF Mode模式下的控制逻辑决定，即辅开关管Q2根据主开关管Q1的ZVS情况，调整关断沿，每个开关周期前移或者后移一个特定步长，直到主开关管Q1实现ZVS为止。

预钳位：当变换器的模式从AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时第一个开关周期，辅开关管Q2的关断时刻由预钳位时间计算模块计算得到的预钳位时间值决定，表现为辅开关管Q2提前于钳位开关管Q3关断，提前的时间量由预钳位时间值决定。从进入CAHBFMode模式的第二个开关周期开始，辅开关管Q2的关断时刻由CAHBF Mode模式下的控制逻辑决定。

本发明的工作原理将结合具体的实施例进行分析，在此不赘述，本发明的有益效果如下：

1、预先钳位一个时间值，使得流过单向钳位模块的电流始终处于比较小的水平，单向钳位模块上的二极管D3、钳位开关管Q3可以选择电流规格比辅开关管更小的开关管，从而降低***成本；

2、由于小电流规格的器件寄生的参数小，单向钳位模块使用小电流规格的器件可以减小CAHBF Mode模式下的损耗，提高变换器的效率；

3、预先钳位一个时间值，可以加快AHBF Mode模式向CAHBF Mode模式的过渡，提高模式切换的速度，可显著提升变换器的动态响应性能。

附图说明

图1为现有技术不对称半桥反激变换器及控制器电路框图；

图2为现有技术不对称半桥反激变换器及控制器模式切换示意图；

图3为现有技术不对称半桥反激变换器及控制器采用过渡式模式切换方法的波形示意图；

图4为本发明不对称半桥反激变换器的控制电路的电路框图；

图5为本发明不对称半桥反激变换器及控制器采用预钳位控制方案的工作波形及模式处理示意图；

图6为本发明不对称半桥反激变换器的控制电路工作于CAHBF Mode模式的典型工作波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

具体实施例

如图4所示，一种不对称半桥反激变换器的控制电路，包括电联接在不对称半桥反激变换器主电路的电流检测模块CS和第三绕组LA，还包括与电流检测模块CS连接的峰值电流产生时刻捕捉模块TS、采样保持模块SS、输出电压采样时刻捕捉模块VoT、输出电压采样模块VoS、预钳位时刻计算模块CTC和PWM发生及模式切换模块。

电流检测模块CS，用于检测主开关管Q1导通期间变压器励磁电感电流峰值，电流检测模块CS的正极与辅开关管Q2的源极、钳位开关管Q3的源极以及变压器原边绕组异名端连接；电流检测模块CS的负极与地、负输入端连接；电流检测模块CS的输出端I_out与采样保持模块SS的输入端I_in连接。

电流检测模块CS，在不对称半桥反激变换器主电路还包括以下两种连接方式：

(1)电流检测模块Cs的正极与输入端+Vin连接；电流检测模块CS的负极与主开关管Q1的漏极连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。

(2)电流检测模块Cs的正极与钳位管Q3的源极以及变压器原边绕组的异名端连接；电流检测模块Cs的负极与辅开关管Q2的源极和输入端-Vin连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。

第三绕组LA，用于在辅开关管Q2导通期间检测输出电压值，第三绕组LA与变压器共用磁芯且同名端与副边绕组同名端相同，第三绕组LA的同名端与地连接，第三绕组LA的异名端VA与输出电压采样模块VoS的输入端VoS2连接。

峰值电流产生时刻捕捉模块TS，捕捉励磁电感电流的负峰值和正峰值产生的时刻并输出相应的触发电平和T+，并将该电平送给采样保持模块SS，用以从励磁电感电流中提取正、负峰值信息，同时该模块采集输入电压信号，送给PWM发生及模式切换模块作为模式切换的判据之一；峰值电流产生时刻捕捉模块TS的输入端V1与PWM发生及模式切换模块的输出端GQ1连接，峰值电流产生时刻捕捉模块TS的输出端T+与采样保持模块SS的输出端T+连接，峰值电流产生时刻捕捉模块TS的GND端与地连接。

峰值电流产生时刻捕捉模块TS的实现方法可以有不同的方式，包括但不限于以下两种方式：

(1)通过判断主开关管漏源极电压由零开始上升至某电压值的时刻产生励磁电感电流正峰值采样信号；

(2)通过判断主开关栅极驱动信号下降沿时刻产生励磁电感正峰值电流采样信号。

采样保持模块SS，用于采样主开关管Q1导通期间的励磁电感电流值，并根据峰值电流产生时刻提取出励磁电感电流正向峰值，具体的当正峰值采样触发信号T+为高电平时，该模块跟踪励磁电感电流，当正峰值采样触发信号T+为低电平时，该模块保持并输出对应触发信号下降沿时刻的励磁电感电流，即励磁电感电流的正峰值；采样保持模块SS的输入端I_in与电流检测模块CS的输出端I_out连接，采样保持模块SS的输入端T₊与峰值电流产生时刻捕捉模块TS的输出端T₊连接，采样保持模块SS的输出端I₊与预钳位时间计算模块CTC的输入端I_P连接。

输出电压采样时刻捕捉模块VoT，用于产生触发通过第三绕组LA采样输出电压时的所需的触发电平信号，具体的当输出电压采样时刻捕捉模块VoT输出的触发电平信号为高电平时，该模块跟踪第三绕组LA的电压，第三绕组LA的电压在触发信号为高电平的时刻与输出电压Vo成匝比关系。较优的，当将输出电压检测模块电路设计为集成电路时，可对第三绕组LA进行电阻分压，从而降低对集成电路的耐压工艺要求；输出电压采样时刻捕捉模块VoT的输入端VoT1与PWM发生及模式切换模块的输出端GS2连接，输出电压采样时刻捕捉模块VoT的输出端VoT2与输出电压采样模块VoS的输入端VoS1连接，输出电压采样时刻捕捉模块VoT的GND端与地连接。

输出电压采样模块VoS，用于采样输出电压并用于预钳位时间值的计算，输出电压采样模块VoS的输入端VoS1与输出电压采样时刻捕捉模块VoT的输出端VoT2连接，输出电压采样模块VoS的输入端VoS2与第三绕组LA的异名端VA连接，输出电压采样模块VoS的输出端VoS3与预钳位时间计算模块CTC的输入端V_out连接，输出电压采样模块VoS的GND端与地连接。

预钳位时间计算模块CTC，用于计算AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时，根据励磁电感电流峰值Ip、输出电压Vo、励磁电感量Lm、原副边匝比N计算辅开关管Q2提前于钳位开关管Q3关断的时间长度，即预钳位时间长度，从而为PWM发生及模式切换模块提供控制辅助开关管Q2的关断控制信息。预钳位时间计算模块CTC的输入端V_out与输出电压采样模块VoS的输出端VoS3连接，预钳位时间计算模块CTC的输入端I_P与采样保持模块SS的输出端I+连接，CT为信号输入端。

预钳位时间计算模块CTC的实现方式也可以有不同的方式，包括但不限于以下两种方式：

(1)对采用峰值电流控制的不对称半桥反激变换器，不采样保持励磁电感电流正峰值，将FB信号作为励磁电感电流正峰值电流相对应的信号；

(2)预钳位时间计算不是实时进行，而将计算结果形成的序列表存储至数据存储容器中，变换器工作时以查询的方式导入预钳位时间结果，计算结果可以为一个或多个，计算公式并不限于上述预钳位时间计算公式，可以为估计的一个预钳位时间序列。

PWM发生及模式切换模块，该模块的功能主要有两部分组成，一是利用输出电压隔离采样模块FB对输出电压进行闭环稳压控制，二是根据预钳位预时间计算模块CTC计算的预钳位时间CT值，来控制AHBF Mode模式切入CHABF_Mode模式时的Q2的关断时刻，用于产生AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时第一个周期辅开关管Q2、钳位开关管Q3的控制信号，以及正式进入CAHBF Mode模式后的后续周期的控制信号。PWM发生及模式切换模块的输入端FB和输出电压隔离采样模块的反馈信号FB连接，PWM发生及模式切换模块的输出端输出GQ1、GQ2、GQ3信号用于控制主开关管、辅开关管、钳位开关管，同时GQ1信号还与峰值电流产生时刻捕捉模块TS的输入端V1连接，GQ2信号还与输出电压采样时刻捕捉模块VoT的输入端VoT1连接，PWM发生及模式切换模块中，FB信号主要用于控制输出电压稳定，CT信号主要用于控制辅开关管Q2的关断，确定AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时预钳位时间长度从而控制辅开关管提前钳位开关管关断的时间长度。

输出电压隔离采样模块FB用于隔离采样副边输出电压及负载情况，用于变换器的闭环反馈。

本发明的工作原理为：输出电压采样时刻捕捉模块VoT与输出电压采样模块VoS通过第三绕组LA检测输出电压值；预钳位时间计算模块CTC根据励磁电感电流正向峰值、变压器原副边匝比、原边励磁电感、输出电压值计算出由AHBF Mode模式切换至CAHBF Mode模式时钳位的初始值，通过在AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式计算获得预钳位时间，在CAHBF Mode模式的第一个周期以该预钳位时间控制辅开关管Q2的导通时长，确保流过钳位开关管Q3的负向电流值处于较低的水平。

以下结合图4、图5、图6对本发明实施例中各模块工作原理进一步说明，具体如下：

峰值电流产生时刻捕捉模块TS的励磁电感电流负峰值产生的时刻可认为是主开关管Q1开通时漏源极电压变为零的时刻，该模块采样了输入电压和主开关管Q1的漏极电压，通过比较判断主开关管Q1漏源极电压是否为零，进而输出负峰值采样触发信号；如图6所示，励磁电感电流正峰值产生的时刻可认为是主开关管Q1的栅极驱动信号的下降沿时刻，因此该模块采样了Q1的栅极驱动信号GQ1，通过其下降沿触发正峰值采样信号T+。

图6中每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。每个循环周期的工作原理可参阅中国专利《一种不对称半桥反激电路的控制方法及电路》，申请号为201910513578.X，此处不再赘述。由去磁阶段的工作原理，考虑变压器匝比为N(变压器原边匝数与副边匝数的比值)、原边励磁电感Lm、变换器输出电压Vo，去磁电流的斜率应满足如下关系式：

考虑去磁起点为励磁电感电流峰值Ip，根据实现主开关管Q1的零电压开通ZVS所需的负向电流，确定期望的钳位电流I_N2，则辅开关管导通时长即预钳位时间T_CT满足如下关系式：

当变换器由AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时，根据上式计算的预钳位时间T_CT赋值给CAHBF Mode模式下第一个周期的辅开关管Q2的导通时长，由于闭环反馈的环路的延迟，切入CAHBF Mode模式的第一个周期的励磁电感电流峰值Ip不会突变，因此以T_CT控制辅开关管Q2的导通时间长度获得的钳位电流值理论上满足上述计算公式中期望的钳位负向电流值I_N2。如图5所示，从CAHBF Mode模式下的第二个开关周期开始，Q1、Q2、Q3的控制逻辑受控于CAHBF Mode模式的控制逻辑。

由于AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式后第一个周期的辅开关管Q2提前于钳位开关管Q3的时长(即预钳位时间值)，只要在钳位开关管Q3电流规格之内即可满足***要求，正式进入CAHBF Mode模式后辅开关管Q2的控制由CAHBF Mode模式控制逻辑控制。较优的设置一个固定的预钳位值(例如变换器开关频率300KHz即周期为3.33us，C_TC设置为1us)以节省控制***运算资源。

通过以上分析可知采用本发明实施例的不对称半桥反激变换器可以通过检测原边励磁电感电流峰值、输出电压值计算出合理的预钳位时间值，从而完成AHBF Mode模式切入CAHBF Mode模式时辅开关管Q2的控制，达到控制模式切换时流过钳位开关管Q3负向电流值的目的，从而使得单向钳位模块中钳位开关管Q3、二极管D3可以选择小电流规格的器件，实现降低成本、减小钳位状态下损耗、提高模式切换速度、提高变换器动态性能的有益效果。

以下按照表2所列输入输出规格，设计并制作了采用本发明预钳位值计算及模式切换方案的240W不对称半桥反激变换器实物样机。

表2

输入电压范围	170VAC-264VAC(母线电压范围约为240VDC-370VDC)
		输出规格	Vo＝12V、Io＝20A、Po＝240W
开关频率范围	30kHz～300kHz(满载300kHz)

表3为240W不对称半桥反激变换器样机在CAHBF Mode模式下，计算的辅开关管Q2导通时长与实测的主开关管Q1实现ZVS的辅开关Q2的导通时长对比情况。不同电压、不同负载、不同工作频率下采用本发明方案的预钳位执行时的钳位电流的计算值和实际样机测试的预钳位时的钳位电流对比情况，可见本方案的预钳位时间方案获得的钳位电流值计算误差在±10％以内，满足实际应用需求。

表3

应当指出，本发明实施例所述的不对称半桥反激变换器的电流检测电路及模式切换方法，通过改变不对称半桥反激变换器谐振腔位置、单向钳位模块与变压器联接方式、电流检测模块位置、峰值电流产生时刻捕捉模块及预钳位时间计算模块实现方法等方式，仍在本发明保护范畴之内。

不对称半桥反激变换器的谐振腔位置、单向钳位模块与变压器联接方式可以有多种不同的组合，申请号为201911352361.1的中国专利和申请号为201910513578.X的中国专利申请中给出了大量的实施例，这些都属于本发明所述的不对称半桥反激变换器的范畴。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种不对称半桥反激变换器的控制方法，当变换器从AHBF Mode模式切换至CAHBFMode模式时，辅开关管Q2提前于钳位开关管Q3一个时间量关断，实现预钳位，时间量为采样当前的输出电压、励磁峰值电流，同时根据变压器原副边匝比N、励磁电感Lm、期望钳位时的负向电流值，计算得出辅开关管Q2关断的时刻点，并按计算的辅开关管Q2的关断时刻点在下一个周期进行模式切换控制，其中AHBF Mode模式表示不对称半桥反激模式，CAHBF Mode表示钳位不对称半桥反激模式。

2.一种不对称半桥反激变换器的控制方法，当变换器从AHBF Mode模式切换至CAHBFMode模式时，AHBF Mode模式表示不对称半桥反激模式，CAHBF Mode表示钳位不对称半桥反激模式；

第一个周期，辅开关管Q2的关断时刻由预钳位时间计算模块计算得到的预钳位时间值决定，即辅开关管Q2提前于钳位开关管Q3关断，提前的时间量由预钳位时间值决定，预钳位时间值根据励磁电感电流峰值Ip、输出电压Vo、励磁电感量Lm、原副边匝比N计算得出；

3.一种不对称半桥反激变换器的控制电路，其特征在于：包括电联接在不对称半桥反激变换器主电路的电流检测模块CS和第三绕组LA，还包括与电流检测模块CS连接的峰值电流采样时刻捕捉模块TS、采样保持模块SS、输出电压采样时刻捕捉模块VoT、输出电压采样模块VoS、预钳位时刻计算模块CTC、输出电压隔离采样模块FB以及PWM发生及模式切换模块，其连接关系是，电流检测模块CS与采样保持模块SS连接，采样保持模块SS分别与峰值电流采样时刻捕捉模块TS、预钳位时间计算模块CTC连接，峰值电流采样时刻捕捉模块TS与PWM发生及模式切换模块连接，PWM发生及模式切换模块分别与输出电压采样时刻捕捉模块VoT、输出电压隔离采样模块FB、预钳位时间计算模块CTC连接，输出电压采样时刻捕捉模块VoT与输出电压采样模块VoS连接，输出电压采样模块VoS分别与预钳位时间计算模块CTC、第三绕组LA连接。

4.根据权利要求3所述的一种不对称半桥反激变换器的控制电路，其特征在于：所述电流检测模块CS的正极与辅开关管Q2的源极、钳位开关管Q3的源极以及变压器原边绕组异名端连接；电流检测模块CS的负极与地、负输入端连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。

5.根据权利要求3所述的一种不对称半桥反激变换器的控制电路，其特征在于：所述电流检测模块CS的正极与输入端+Vin连接；电流检测模块CS的负极与主开关管Q1的漏极连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。

6.根据权利要求3所述的一种不对称半桥反激变换器的控制电路，其特征在于：所述电流检测模块CS的正极与钳位管Q3的源极以及变压器原边绕组的异名端连接；电流检测模块CS的负极与辅开关管Q2的源极以及输入端-Vin连接；电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin连接。