CN114006535B - 一种双向三电平倍流lcl-t谐振变换器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种新型双向三电平倍流LCL‑T谐振变换器电路，变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL‑T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源、分压电容、有源桥与隔离模块组成；变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器 、其中 、 为主桥臂开关管，、为辅助辅助臂开关管，、为开关管体二极管，、为开关管寄生电容，为飞跨电容，为箝位二极管；隔离模块由谐振电感、谐振电容、漏感构成的LCL‑T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成；本发明能形成一倍流和二倍流的稳定输出功率，且实现ZVS保障了变换器工作效率。

Description

一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路
技术领域
本发明涉及高频变流器技术领域，尤其是一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路。
背景技术
随着以电动汽车为代表的新能源产业的发展与普及，对车载充电机OBC(OnBoardCharger)的性能提出了更高的要求。为了拓展OBC功能与运用场合，将以往传统的单向式功率传输改变为双向式功率传输，如V2G(Vehicle to Grid)模式，能够将电动汽车蓄电池储能纳入到新能源分布式储能***中去，构成未来智能电网的重要一环；又如V2L(Vehicle to load)模式，使电动汽车蓄电池作为电源向其他负载供能，还如V2V(Vehicleto Vehicle)模式，当电动汽车电量不足，又处于无充电桩情况下，可依靠其他电动汽车补充电能。
近年来，双向型车载充电机大多数采用电压源型DC-DC变换器，并且形成双向谐振型DC-DC变换器逐渐取代传统DAB变换器的趋势，特别是谐振型电路拓扑。在高频变换器中，开关管的损耗占总损耗的大部分，其开通损耗表现为开通到关断电压与电流得乘积即重合部分，关断损耗表现关断到开通电压与电流得乘积即重叠区面积。而LLC类拓扑，LCL类等谐振拓扑能够实现宽负载范围内的开关管零电压开通ZVS(Zero Voltage Switching)和整流二极管的零电流关断ZCS(Zero Current Switching)，ZVS是对谐振器件L、C参数设计使开关管开通前电压先降为0，再流过电流，此时无损耗产生。ZCS是对谐振器件L、C参数设计使开关管关断前电流先降为0，再加上电压，此时无额外损耗产生。由于车载充电机随着充电的持续进行，其内阻不断地变化，为保证横流充电提高充电效率，这一需求对现应用的变换器提出来了更宽范围调压能力，增大了电路的设计难度。在高压输入场景应用下，采用高电压阈值的MOSFET开关管必定会增大电路设计的成本。因此寻找能够提供恒定电流输出且适应大负载工况下的电路拓扑在市场上具有开阔的发展前景。
发明内容
本发明提出一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，能形成一倍流和二倍流的稳定输出功率，且实现ZVS保障了变换器工作效率。
本发明采用以下技术方案。
一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，所述变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL-T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源Uinp/Uins、分压电容C1p～C2s、有源桥与隔离模块组成；
所述变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器TXp/TXs、其中Q1～Q4、T1～T4为主桥臂开关管，Q5～Q8、T5～T8为辅助辅助臂开关管，D1～D8、DT1～DT8为开关管体二极管，C1～C8、CT1～CT8为开关管寄生电容，Cf1～Cf4为飞跨电容，D11～D42为箝位二极管；
所述隔离模块由谐振电感Lr、谐振电容Cr、漏感Lk构成的LCL-T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成。
所述变换器电路输入侧Uinp正极接分压电容C1p的阳极端、开关管Q5、Q1的漏极端，开关管Q5的源极端接开关管Q6的漏极端、箝位二极管D21的阴极端和飞跨电容Cf2的阳极端，箝位二极管D21的阳极端接箝位二极管D22的阴极端，箝位二极管D22的阳极端接飞跨电容Cf2的阴极端，开关管Q7的源极端和开关管Q8的漏极端，开关管Q7的漏极端接开关管Q6的源极端和耦合变压器TXp原边绕组的同名端；
耦合变压器TXp原边绕组的异名端接分压电容C1p的阴极端、分压电容C2p的阳极端和主桥臂箝位二极管D12的阴极端、箝位二极管D11的阳极端和耦合变压器TXp副边绕组的同名端，分压电容C2p的阴极端接电路输入侧Uinp负极和开关管Q8、Q4的源极端，开关管Q1的源极端接飞跨电容Cf1的阳极端、开关管Q2的漏极端和箝位二极管D11的阴极端，开关管Q2的源极端接谐振电感Lr的正极端和开关管Q3的漏极端，谐振电感Lr的负极端接谐振电容Cr的阳极端和漏感Lk的阳极端，漏感Lk的阴极端接隔离变压器TX原边绕组的同名端；
隔离变压器TX原边绕组的异名端接谐振电容Cr的阴极端和耦合变压器TXp副边绕组的异名端，开关管Q3的源极端接箝位二极管D12的阳极端、开关管Q4的漏极端和飞跨电容Cf1的阴极端，电路输出侧Uins正极接分压电容C1s的阳极端、开关管T5、T1的漏极端，开关管T5的源极端接开关管T6的漏极端、箝位二极管D41的阴极端和飞跨电容Cf4的阳极端，箝位二极管D41的阳极端接箝位二极管D42的阴极端，箝位二极管D42的阳极端接飞跨电容Cf4的阴极端，开关管T7的源极端和开关管T8的漏极端，开关管T7的漏极端接开关管T6的源极端和耦合变压器TXS原边绕组的同名端；
耦合变压器TXS原边绕组的异名端接分压电容C1s的阴极端、分压电容C2s的阳极端和主桥臂箝位二极管D32的阴极端、箝位二极管D31的阳极端和耦合变压器TXS副边绕组的同名端，分压电容C2s的阴极端接电路输入侧Uins负极和开关管T8、T4的源极端，开关管T1的源极端接飞跨电容Cf3的阳极端、开关管T2的漏极端和箝位二极管D31的阴极端，开关管T2的源极端接隔离变压器TX的副边同名端和开关管T3的漏极端；
隔离变压器TX副边绕组的异名端接耦合变压器TXs副边绕组的异名端，开关管T3的源极端接箝位二极管D32的阳极端、开关管T4的漏极端和飞跨电容Cf3的阴极端。
当变换器电路工况为一倍流模式时，右侧有源桥主辅桥臂开关管常关，左侧有源桥辅助臂开关管Q5与Q8常关、Q6与Q7常开，短路耦合变压器TXp，即短路TXp原副边绕组，使umo＝-ubo＝0，则谐振腔输入电压uab＝uao-ubo＝uao，右侧有源桥输出iins＝is且uho、uco均被C2s钳位至-Uins/2则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins；在ZVS工况下，主桥臂采用固定最小移相角α([t1,t4])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q1、Q4与滞后管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流ip通过飞跨电容Cf1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成uab三电平输出。
当变换器电路工况为一倍流模式时，基于二极管的钳位特性，使开关管承受电压应力降低至输入电压的一半。
当变换器电路工况为一倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t0到t8时刻的变化特征为：
在t0到t1时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q1、Q2导通，由于TXp原边短路，副边等效直通，对Cr充电，使得uCr大于ucd1将导致is1不断上升。uao被C1p钳位至Uinp/2，uab＝Uinp/2。谐振腔输出电流is由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成is，此时DT5、DT6导通，uho、uco均被C1s钳位至Uins/2，通过TXs耦合作用，使uho＝-udo，则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝Uins，谐振腔输出电压ucd1＝kUins；
在t1到t2时刻，在t1时刻关断Q1，C1充电，C4通过Cf1、C2p回路放电，ip逐渐由C1p换流至C2p。换流过程中，uao由Uinp/2逐渐降为0，导致uab也逐渐降为0，且因死区时间较短，ip近似不变，is1近似不变；
在t2到t4时刻，C1充电至Uinp/2，被D11钳位，C4放电至耐压为0，D4导通，换流过程结束。在t3时刻导通Q4实现ZVS，ip经过C2p、D4、Cf1与Q2续流，并对Cr充电，维持uCr大于ucd1，ip将持续减小，uab维持0电平。由于持续时间很短，is1近似不变；
在t4到t5时刻，在t4时刻关断Q2，C2充电，原ip续流回路换流给C3放电，uao由0降为-Uinp/2，uab＝Uinp/2。相较于t1到t2时刻具备比较大的ip，本模态受ip减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时ip继续对Cr充电，维持uCr大于ucd1，这使得ip在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，is1近似不变；
在t5到t6时刻，在t5时刻导通Q3实现ZVS，uao被C2p钳位为-Uinp/2，uab维持-Uinp/2电平，ip下降并过零点，is1电流极性未变，导致Cr成为过渡电源并持续放电，uCr不断减小并过零。当uCr小于ucd1后，逐渐减小；
在t6到t7时刻，在t6时刻，ucr减小过零时达到-uCr＝-ucd1，且逐渐|uCr|＞|ucd1|，则导致is1下降过零点，is经TXs副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2is，并在Uins正极处分流后形成主桥臂DT1、DT2充电与DT3，DT4放电的换流过程及辅助臂DT5、DT6充电与DT7，DT8放电的换流过程。ucd将随着换流过程的进行由Uins逐渐下降，则ucd1也将由kUins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出iins与is关系，如下述公式所示。
由公式一的④、⑤、⑥、⑦可得iDT5＝iDT8＝iDT1＝iDT4＝is/2，代入公式一的③中，可得iins＝is。
在t7到t8时刻，在t7时刻，换流过程结束，is从d流入，经TXs副边绕组、O口、C1s、RL、DT3与DT4回流至c流出。耦合电流经过TXs原边绕组、C2s、DT7与DT8回流至h口流出。可得iins＝is，且uho、uco均被C2s钳位至-Uins/2,则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins。
当变换器电路工况为二倍流模式时，左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关，通过TXp耦合作用，umo＝-ubo，而umo、uao同时被C1s、C2s钳位至Uinp/2、-Uinp/2，则uab＝uao-ubo＝2umo＝2uao＝Uinp或-Uinp，右侧有源桥依然保持iins＝is、ucd1＝kUins或-kUins，使电路形成二倍流模式。
当换器电路工况为二倍流模式时，所述左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，即Q1、Q5同时开通和关断，Q2、Q6同时开通和关断，Q3、Q7同时开通和关断，Q4、Q8同时开通和关断，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关；在ZVS工况时，主桥臂采用固定最小移相角α([t1,t4])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q1、Q4与滞后管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流ip通过飞跨电容Cf1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成uab三电平输出。
当变换器电路工况为二倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t0到t8时刻的变化特征为：
在t0到t1时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q1、Q5、Q2、Q6导通，通过TXp耦合作用，umo＝-ubo，而umo、uao同时被C1s、C2s钳位至Uinp/2，则uab＝uao-ubo＝2umo＝2uao＝Uinp。对Cr充电，使得uCr大于ucd1将导致is1不断上升。谐振腔输出电流is由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成is，此时DT5、DT6导通，uho、uco均被C1s钳位至Uins/2，通过TXs耦合作用，使uho＝-udo，则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝Uins，谐振腔输出电压ucd1＝kUins。
在t1到t2时刻，在t1时刻关断Q1和Q5，C1和C5充电，C4通过Cf1、C2p回路放电，C8通过Cf2、C2p回路放电，ip逐渐由C1p换流至C2p。换流过程中，uab也逐渐降为0，且因死区时间较短，ip近似不变，is1近似不变。
在t2到t4时刻，C1和C5充电至Uinp/2，被D11钳位，C4和C8放电至耐压为0，D4和D8导通，换流过程结束。在t3时刻导通Q4和Q8实现ZVS，ip经C2p、D4、Cf1、Q2和C2p、D8、Cf2、Q6两条路径续流，并对Cr充电，维持uCr大于ucd1，ip将持续减小，uab维持0电平。由于持续时间很短，is1近似不变。
在t4到t5时刻，在t4时刻关断Q2和Q6，C2和C6充电，原ip续流回路换流给C3和C7放电，uab由0降为-Uinp。相较于t1到t2时刻具备比较大的ip，本模态受ip减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时ip继续对Cr充电，维持uCr大于ucd1，这使得ip在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，is1近似不变。
在t5到t6时刻，在t5时刻导通Q3和Q7实现ZVS，uab被钳位为-Uinp，ip下降并过零点，is1电流极性未变，导致Cr成为过渡电源并持续放电，uCr不断减小并过零。当uCr小于ucd1后，逐渐减小；
在t6到t7时刻，在t6时刻，ucr减小过零时达到-uCr＝-ucd1，且逐渐|uCr|＞|ucd1|，则导致is1下降过零点，is经TXs副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2is，并在Uins正极处分流后形成主桥臂DT1、DT2充电与DT3，DT4放电的换流过程及辅助臂DT5、DT6充电与DT7，DT8放电的换流过程。ucd将随着换流过程的进行由Uins逐渐下降，则ucd1也将由kUins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出iins与is关系，如下述公式所示
由公式二的④、⑤、⑥、⑦可得iDT5＝iDT8＝iDT1＝iDT4＝is/2，代入公式二的③中，可得iins＝is；
在t7到t8时刻，在t7时刻，换流过程结束，is从d流入，经TXs副边绕组、O口、C1s、RL、DT3与DT4回流至c流出。耦合电流经过TXs原边绕组、C2s、DT7与DT8回流至h口流出。可得iins＝is，且uho、uco均被C2s钳位至-Uins/2,则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins。
本发明提出了一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，与现有的技术相比，具有如下优点，
(1)由于其电路对称的结构，能够保证变换器双向功率传输特性一致。
(2)在相同输出功率下，由于三电平结构且在ZVS的情况下，保证了效率且令开关管电压应力降至输入电压的一半。
(3)通过变压器电压耦合叠加效应形成独特的多电平有源桥结构，并结合LCL-T谐振腔恒流输出特性，灵活简便地输出一倍流、二倍流模式。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
附图1是1为双向三电平倍流LCL-T谐振变换器的电路拓扑示意图；
附图2是双向三电平倍流LCL-T谐振变换器的交流等效运算电路示意图；
附图3是理想的一倍流模式关键波形示意图；
附图4是理想的二倍流模式关键波形示意图；
附图5是一倍流模式下的输入120V样机实验波形示意图；
附图6是二倍流模式下的输入120V样机实验波形示意图。
具体实施方式
如图所示，一种新型双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，所述变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL-T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源Uinp/Uins、分压电容C1p～C2s、有源桥与隔离模块组成；
所述变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器TXp/TXs、其中Q1～Q4、T1～T4为主桥臂开关管，Q5～Q8、T5～T8为辅助辅助臂开关管，D1～D8、DT1～DT8为开关管体二极管，C1～C8、CT1～CT8为开关管寄生电容，Cf1～Cf4为飞跨电容，D11～D42为箝位二极管；
所述隔离模块由谐振电感Lr、谐振电容Cr、漏感Lk构成的LCL-T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成。
所述变换器电路输入侧Uinp正极接分压电容C1p的阳极端、开关管Q5、Q1的漏极端，开关管Q5的源极端接开关管Q6的漏极端、箝位二极管D21的阴极端和飞跨电容Cf2的阳极端，箝位二极管D21的阳极端接箝位二极管D22的阴极端，箝位二极管D22的阳极端接飞跨电容Cf2的阴极端，开关管Q7的源极端和开关管Q8的漏极端，开关管Q7的漏极端接开关管Q6的源极端和耦合变压器TXp原边绕组的同名端；
耦合变压器TXp原边绕组的异名端接分压电容C1p的阴极端、分压电容C2p的阳极端和主桥臂箝位二极管D12的阴极端、箝位二极管D11的阳极端和耦合变压器TXp副边绕组的同名端，分压电容C2p的阴极端接电路输入侧Uinp负极和开关管Q8、Q4的源极端，开关管Q1的源极端接飞跨电容Cf1的阳极端、开关管Q2的漏极端和箝位二极管D11的阴极端，开关管Q2的源极端接谐振电感Lr的正极端和开关管Q3的漏极端，谐振电感Lr的负极端接谐振电容Cr的阳极端和漏感Lk的阳极端，漏感Lk的阴极端接隔离变压器TX原边绕组的同名端；
隔离变压器TX原边绕组的异名端接谐振电容Cr的阴极端和耦合变压器TXp副边绕组的异名端，开关管Q3的源极端接箝位二极管D12的阳极端、开关管Q4的漏极端和飞跨电容Cf1的阴极端，电路输出侧Uins正极接分压电容C1s的阳极端、开关管T5、T1的漏极端，开关管T5的源极端接开关管T6的漏极端、箝位二极管D41的阴极端和飞跨电容Cf4的阳极端，箝位二极管D41的阳极端接箝位二极管D42的阴极端，箝位二极管D42的阳极端接飞跨电容Cf4的阴极端，开关管T7的源极端和开关管T8的漏极端，开关管T7的漏极端接开关管T6的源极端和耦合变压器TXS原边绕组的同名端；
耦合变压器TXS原边绕组的异名端接分压电容C1s的阴极端、分压电容C2s的阳极端和主桥臂箝位二极管D32的阴极端、箝位二极管D31的阳极端和耦合变压器TXS副边绕组的同名端，分压电容C2s的阴极端接电路输入侧Uins负极和开关管T8、T4的源极端，开关管T1的源极端接飞跨电容Cf3的阳极端、开关管T2的漏极端和箝位二极管D31的阴极端，开关管T2的源极端接隔离变压器TX的副边同名端和开关管T3的漏极端；
隔离变压器TX副边绕组的异名端接耦合变压器TXs副边绕组的异名端，开关管T3的源极端接箝位二极管D32的阳极端、开关管T4的漏极端和飞跨电容Cf3的阴极端。
当变换器电路工况为一倍流模式时，右侧有源桥主辅桥臂开关管常关，左侧有源桥辅助臂开关管Q5与Q8常关、Q6与Q7常开，短路耦合变压器TXp，即短路TXp原副边绕组，使umo＝-ubo＝0，则谐振腔输入电压uab＝uao-ubo＝uao，右侧有源桥输出iins＝is且uho、uco均被C2s钳位至-Uins/2则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins；在ZVS工况下，主桥臂采用固定最小移相角α([t1,t4])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q1、Q4与滞后管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流ip通过飞跨电容Cf1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成uab三电平输出。
当变换器电路工况为一倍流模式时，基于二极管的钳位特性，使开关管承受电压应力降低至输入电压的一半。
当变换器电路工况为一倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t0到t8时刻的变化特征为：
在t0到t1时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q1、Q2导通，由于TXp原边短路，副边等效直通，对Cr充电，使得uCr大于ucd1将导致is1不断上升。uao被C1p钳位至Uinp/2，uab＝Uinp/2。谐振腔输出电流is由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成is，此时DT5、DT6导通，uho、uco均被C1s钳位至Uins/2，通过TXs耦合作用，使uho＝-udo，则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝Uins，谐振腔输出电压ucd1＝kUins；
在t1到t2时刻，在t1时刻关断Q1，C1充电，C4通过Cf1、C2p回路放电，ip逐渐由C1p换流至C2p。换流过程中，uao由Uinp/2逐渐降为0，导致uab也逐渐降为0，且因死区时间较短，ip近似不变，is1近似不变；
在t2到t4时刻，C1充电至Uinp/2，被D11钳位，C4放电至耐压为0，D4导通，换流过程结束。在t3时刻导通Q4实现ZVS，ip经过C2p、D4、Cf1与Q2续流，并对Cr充电，维持uCr大于ucd1，ip将持续减小，uab维持0电平。由于持续时间很短，is1近似不变；
在t4到t5时刻，在t4时刻关断Q2，C2充电，原ip续流回路换流给C3放电，uao由0降为-Uinp/2，uab＝Uinp/2。相较于t1到t2时刻具备比较大的ip，本模态受ip减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时ip继续对Cr充电，维持uCr大于ucd1，这使得ip在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，is1近似不变；
在t5到t6时刻，在t5时刻导通Q3实现ZVS，uao被C2p钳位为-Uinp/2，uab维持-Uinp/2电平，ip下降并过零点，is1电流极性未变，导致Cr成为过渡电源并持续放电，uCr不断减小并过零。当uCr小于ucd1后，逐渐减小；
在t6到t7时刻，在t6时刻，ucr减小过零时达到-uCr＝-ucd1，且逐渐|uCr|＞|ucd1|，则导致is1下降过零点，is经TXs副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2is，并在Uins正极处分流后形成主桥臂DT1、DT2充电与DT3，DT4放电的换流过程及辅助臂DT5、DT6充电与DT7，DT8放电的换流过程。ucd将随着换流过程的进行由Uins逐渐下降，则ucd1也将由kUins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出iins与is关系，如下述公式所示。
由公式一的④、⑤、⑥、⑦可得iDT5＝iDT8＝iDT1＝iDT4＝is/2，代入公式一的③中，可得iins＝is。
在t7到t8时刻，在t7时刻，换流过程结束，is从d流入，经TXs副边绕组、O口、C1s、RL、DT3与DT4回流至c流出。耦合电流经过TXs原边绕组、C2s、DT7与DT8回流至h口流出。可得iins＝is，且uho、uco均被C2s钳位至-Uins/2,则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins。
当变换器电路工况为二倍流模式时，左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关，通过TXp耦合作用，umo＝-ubo，而umo、uao同时被C1s、C2s钳位至Uinp/2、-Uinp/2，则uab＝uao-ubo＝2umo＝2uao＝Uinp或-Uinp，右侧有源桥依然保持iins＝is、ucd1＝kUins或-kUins，使电路形成二倍流模式。
当换器电路工况为二倍流模式时，所述左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，即Q1、Q5同时开通和关断，Q2、Q6同时开通和关断，Q3、Q7同时开通和关断，Q4、Q8同时开通和关断，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关；在ZVS工况时，主桥臂采用固定最小移相角α([t1,t4])的移相调制控制方式，使主桥臂超前管Q1、Q4与滞后管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流ip通过飞跨电容Cf1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成uab三电平输出。
当变换器电路工况为二倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t0到t8时刻的变化特征为：
在t0到t1时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q1、Q5、Q2、Q6导通，通过TXp耦合作用，umo＝-ubo，而umo、uao同时被C1s、C2s钳位至Uinp/2，则uab＝uao-ubo＝2umo＝2uao＝Uinp。对Cr充电，使得uCr大于ucd1将导致is1不断上升。谐振腔输出电流is由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成is，此时DT5、DT6导通，uho、uco均被C1s钳位至Uins/2，通过TXs耦合作用，使uho＝-udo，则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝Uins，谐振腔输出电压ucd1＝kUins。
在t1到t2时刻，在t1时刻关断Q1和Q5，C1和C5充电，C4通过Cf1、C2p回路放电，C8通过Cf2、C2p回路放电，ip逐渐由C1p换流至C2p。换流过程中，uab也逐渐降为0，且因死区时间较短，ip近似不变，is1近似不变。
在t2到t4时刻，C1和C5充电至Uinp/2，被D11钳位，C4和C8放电至耐压为0，D4和D8导通，换流过程结束。在t3时刻导通Q4和Q8实现ZVS，ip经C2p、D4、Cf1、Q2和C2p、D8、Cf2、Q6两条路径续流，并对Cr充电，维持uCr大于ucd1，ip将持续减小，uab维持0电平。由于持续时间很短，is1近似不变。
在t4到t5时刻，在t4时刻关断Q2和Q6，C2和C6充电，原ip续流回路换流给C3和C7放电，uab由0降为-Uinp。相较于t1到t2时刻具备比较大的ip，本模态受ip减小的影响导致换流所需时间更长，实现ZVS的过程将更加困难，同时ip继续对Cr充电，维持uCr大于ucd1，这使得ip在这个过程死区内将快速下降。由于持续时间很短，is1近似不变。
在t5到t6时刻，在t5时刻导通Q3和Q7实现ZVS，uab被钳位为-Uinp，ip下降并过零点，is1电流极性未变，导致Cr成为过渡电源并持续放电，uCr不断减小并过零。当uCr小于ucd1后，逐渐减小；
在t6到t7时刻，在t6时刻，ucr减小过零时达到-uCr＝-ucd1，且逐渐|uCr|＞|ucd1|，则导致is1下降过零点，is经TXs副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2is，并在Uins正极处分流后形成主桥臂DT1、DT2充电与DT3，DT4放电的换流过程及辅助臂DT5、DT6充电与DT7，DT8放电的换流过程。ucd将随着换流过程的进行由Uins逐渐下降，则ucd1也将由kUins逐渐下降。此外，利用节点电流法可得出iins与is关系，如下述公式所示
由公式二的④、⑤、⑥、⑦可得iDT5＝iDT8＝iDT1＝iDT4＝is/2，代入公式二的③中，可得iins＝is；
在t7到t8时刻，在t7时刻，换流过程结束，is从d流入，经TXs副边绕组、O口、C1s、RL、DT3与DT4回流至c流出。耦合电流经过TXs原边绕组、C2s、DT7与DT8回流至h口流出。可得iins＝is，且uho、uco均被C2s钳位至-Uins/2,则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins。

Claims (7)

1.一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：所述变换器电路包括以变压器耦合叠加效应形成的多电平有源桥结构，其结合LCL-T谐振腔的恒流输出特性形成变换器电路工况的一倍流模式和二倍流模式；所述变换器电路由两侧的输入源Uinp/Uins、分压电容C1p、C2p、C1s、C2s、有源桥与隔离模块组成；
所述变换器电路两侧的有源桥结构一致，均分别包括带飞跨电容式NPC主桥臂、辅助臂及匝比固定为1的耦合变压器TXp、TXs、其中Q1～Q4、T1～T4为主桥臂开关管，Q5～Q8、T5～T8为辅助臂开关管，D1～D8、DT1～DT8为开关管体二极管，C1～C8、CT1～CT8为开关管寄生电容，Cf1～Cf4为飞跨电容，D11、D12、D21、D22、D31、D32、D41、D42为箝位二极管；
所述隔离模块由谐振电感Lr、谐振电容Cr、漏感Lk构成的LCL-T谐振腔与匝比为k的隔离变压器TX构成；
所述变换器电路输入侧Uinp正极接分压电容C1p的阳极端、辅助臂开关管Q5、主桥臂开关管Q1的漏极端，辅助臂开关管Q5的源极端接辅助臂开关管Q6的漏极端、箝位二极管D21的阴极端和飞跨电容Cf2的阳极端，箝位二极管D21的阳极端接箝位二极管D22的阴极端，箝位二极管D22的阳极端接飞跨电容Cf2的阴极端，辅助臂开关管Q7的源极端和辅助臂开关管Q8的漏极端，辅助臂开关管Q7的漏极端接辅助臂开关管Q6的源极端和耦合变压器TXp原边绕组的同名端；
耦合变压器TXp原边绕组的异名端接分压电容C1p的阴极端、分压电容C2p的阳极端和主桥臂箝位二极管D12的阴极端、箝位二极管D11的阳极端和耦合变压器TXp副边绕组的同名端，分压电容C2p的阴极端接电路输入侧Uinp负极和辅助臂开关管Q8、主桥臂开关管Q4的源极端，主桥臂开关管Q1的源极端接飞跨电容Cf1的阳极端、主桥臂开关管Q2的漏极端和箝位二极管D11的阴极端，主桥臂开关管Q2的源极端接谐振电感Lr的正极端和主桥臂开关管Q3的漏极端，谐振电感Lr的负极端接谐振电容Cr的阳极端和漏感Lk的阳极端，漏感Lk的阴极端接隔离变压器TX原边绕组的同名端；
隔离变压器TX原边绕组的异名端接谐振电容Cr的阴极端和耦合变压器TXp副边绕组的异名端，主桥臂开关管Q3的源极端接箝位二极管D12的阳极端、主桥臂开关管Q4的漏极端和飞跨电容Cf1的阴极端，电路输出侧Uins正极接分压电容C1s的阳极端、辅助臂开关管T5、主桥臂开关管T1的漏极端，辅助臂开关管T5的源极端接辅助臂开关管T6的漏极端、箝位二极管D41的阴极端和飞跨电容Cf4的阳极端，箝位二极管D41的阳极端接箝位二极管D42的阴极端，箝位二极管D42的阳极端接飞跨电容Cf4的阴极端，辅助臂开关管T7的源极端和辅助臂开关管T8的漏极端，辅助臂开关管T7的漏极端接辅助臂开关管T6的源极端和耦合变压器TXS原边绕组的同名端；
耦合变压器TXS原边绕组的异名端接分压电容C1s的阴极端、分压电容C2s的阳极端和主桥臂箝位二极管D32的阴极端、箝位二极管D31的阳极端和耦合变压器TXS副边绕组的同名端，分压电容C2s的阴极端接电路输入侧Uins负极和辅助臂开关管T8、主桥臂开关管T4的源极端，主桥臂开关管T1的源极端接飞跨电容Cf3的阳极端、主桥臂开关管T2的漏极端和箝位二极管D31的阴极端，主桥臂开关管T2的源极端接隔离变压器TX的副边同名端和主桥臂开关管T3的漏极端；
隔离变压器TX副边绕组的异名端接耦合变压器TXs副边绕组的异名端，主桥臂开关管T3的源极端接箝位二极管D32的阳极端、主桥臂开关管T4的漏极端和飞跨电容Cf3的阴极端。
2.根据权利要求1所述的一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为一倍流模式时，右侧有源桥主辅桥臂开关管常关，左侧有源桥辅助臂开关管Q5与辅助臂开关管Q8常关、辅助臂开关管Q6与辅助臂开关管Q7常开，短路耦合变压器TXp原副边绕组，使umo＝-ubo＝0，则谐振腔输入电压uab＝uao-ubo＝uao，右侧有源桥输出iins＝is且uho、uco均被分压电容C2s钳位至-Uins/2则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins；在ZVS工况下，主桥臂采用固定最小移相角α([t1,t4])的移相调制控制方式，使作为超前管的主桥臂开关管Q1、主桥臂开关管Q4与作为滞后管的主桥臂开关管Q2、主桥臂开关管Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流ip通过飞跨电容Cf1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成uab三电平输出。
3.根据权利要求2所述的一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为一倍流模式时，基于二极管的钳位特性，使开关管承受电压应力降低至输入电压的一半。
4.根据权利要求2所述的一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为一倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t0到t8时刻的变化特征为：
在t0到t1时刻，左侧有源桥主桥臂开关管Q1、主桥臂开关管Q2导通，由于耦合变压器TXp原边短路，副边等效直通，对谐振电容Cr充电，使得uCr大于ucd1将导致is1不断上升，uao被分压电容C1p钳位至Uinp/2，uab＝Uinp/2，谐振腔输出电流is由左至右逐渐增大，经隔离变压器TX折到副边形成is，此时开关管体二极管DT5、开关管体二极管DT6导通，uho、uco均被分压电容C1s钳位至Uins/2，通过耦合变压器TXs耦合作用，使uho＝-udo，则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝Uins，谐振腔输出电压ucd1＝kUins；
在t1到t2时刻，在t1时刻关断主桥臂开关管Q1，开关管寄生电容C1充电，开关管寄生电容C4通过飞跨电容Cf1、C2p回路放电，ip逐渐由分压电容C1p换流至分压电容C2p；换流过程中，uao由Uinp/2逐渐降为0，导致uab也逐渐降为0，ip不变，is1不变；
在t2到t4时刻，开关管寄生电容C1充电至Uinp/2，被箝位二极管D11钳位，开关管寄生电容C4放电至耐压为0，开关管体二极管D4导通，换流过程结束，在t3时刻导通主桥臂开关管Q4实现ZVS，ip经过分压电容C2p、开关管体二极管D4、飞跨电容Cf1与主桥臂开关管Q2续流，并对谐振电容Cr充电，维持uCr大于ucd1，ip将持续减小，uab维持0电平，is1不变；
在t4到t5时刻，在t4时刻关断主桥臂开关管Q2，开关管寄生电容C2充电，原ip续流回路换流给开关管寄生电容C3放电，uao由0降为-Uinp/2，uab＝Uinp/2，相较于t1到t2时刻具备比较大的ip，同时ip继续对谐振电容Cr充电，维持uCr大于ucd1，is1不变；
在t5到t6时刻，在t5时刻导通主桥臂开关管Q3实现ZVS，uao被分压电容C2p钳位为-Uinp/2，uab维持-Uinp/2电平，ip下降并过零点，is1电流极性未变，导致谐振电容Cr成为过渡电源并持续放电，uCr不断减小并过零，当uCr小于ucd1后，逐渐减小；
在t6到t7时刻，在t6时刻，ucr减小过零时达到-uCr＝-ucd1，且逐渐
|uCr|＞|ucd1|，则导致is1下降过零点，is经耦合变压器TXs副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2is，并在Uins正极处分流后形成主桥臂的开关管体二极管DT1、开关管体二极管DT2充电与开关管体二极管DT3、开关管体二极管DT4放电的换流过程及形成辅助臂的开关管体二极管DT5、开关管体二极管DT6充电与开关管体二极管DT7、开关管体二极管DT8放电的换流过程，ucd将随着换流过程的进行由Uins逐渐下降，则ucd1也将由kUins逐渐下降，此外，利用节点电流法可得出iins与is关系，如下述公式所示：
由公式一的④、⑤、⑥、⑦可得iDT5＝iDT8＝iDT1＝iDT4＝is/2，代入公式一的③中，可得iins＝is，
在t7到t8时刻，在t7时刻，换流过程结束，is从d流入，经耦合变压器TXs副边绕组、O口、分压电容C1s、RL、开关管体二极管DT3与开关管体二极管DT4回流至c流出，耦合电流经过耦合变压器TXs原边绕组、分压电容C2s、开关管体二极管DT7与开关管体二极管DT8回流至h口流出，可得iins＝is，且uho、uco均被分压电容C2s钳位至-Uins/2,则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins。
5.根据权利要求2所述的一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为二倍流模式时，左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关，通过耦合变压器TXp耦合作用，umo＝-ubo，而umo、uao同时被分压电容C1s、分压电容C2s钳位至Uinp/2、-Uinp/2，则uab＝uao-ubo＝2umo＝2uao＝Uinp或-Uinp，右侧有源桥依然保持iins＝is、ucd1＝kUins或-kUins，使电路形成二倍流模式。
6.根据权利要求5所述的一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当换器电路工况为二倍流模式时，所述左侧有源桥辅助臂开关管开关时序与主桥臂开关管开关时序保持一致，即主桥臂开关管Q1、辅助臂开关管Q5同时开通和关断，主桥臂开关管Q2、辅助臂开关管Q6同时开通和关断，主桥臂开关管Q3、辅助臂开关管Q7同时开通和关断，主桥臂开关管Q4、辅助臂开关管Q8同时开通和关断，右侧有源桥主辅桥臂开关管依旧保持常关；在ZVS工况时，主桥臂采用固定最小移相角α([t1,t4])的移相调制控制方式，使作为超前管的主桥臂开关管Q1、Q4与作为滞后管的主桥臂开关管Q2、Q3间开关时序错位，在死区时间内，谐振腔输入电流ip通过飞跨电容Cf1路径，对超前管/滞后管间寄生电容充放电，实现ZVS，得到0电平，继而形成uab三电平输出。
7.根据权利要求6所述的一种双向三电平倍流LCL-T谐振变换器电路，其特征在于：当变换器电路工况为二倍流模式时，其开关管驱动信号及关键参数波形在在t0到t8时刻的变化特征为：
在t0到t1时刻，左侧有源桥主桥臂开关管主桥臂开关管Q1、辅助臂开关管Q5、主桥臂开关管Q2、辅助臂开关管Q6导通，通过TXp耦合作用，umo＝-ubo，而umo、uao同时被分压电容C1s、分压电容C2s钳位至Uinp/2，则uab＝uao-ubo＝2umo＝2uao＝Uinp，对谐振电容Cr充电，使得uCr大于ucd1将导致is1不断上升，谐振腔输出电流is由左至右逐渐增大，经TX折到副边形成is，此时开关管体二极管DT5、开关管体二极管DT6导通，uho、uco均被C1s钳位至Uins/2，通过TXs耦合作用，使uho＝-udo，则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝Uins，谐振腔输出电压ucd1＝kUins；
在t1到t2时刻，在t1时刻关断主桥臂开关管Q1和辅助臂开关管Q5，开关管寄生电容C1和开关管寄生电容C5充电，开关管寄生电容C4通过飞跨电容Cf1、分压电容C2p回路放电，开关管寄生电容C8通过飞跨电容Cf2、分压电容C2p回路放电，ip逐渐由分压电容C1p换流至分压电容C2p，换流过程中，uab也逐渐降为0，ip不变，is1不变；
在t2到t4时刻，开关管寄生电容C1和开关管寄生电容C5充电至Uinp/2，被箝位二极管D11钳位，开关管寄生电容C4和开关管寄生电容C8放电至耐压为0，开关管体二极管D4和开关管体二极管D8导通，换流过程结束，在t3时刻导通主桥臂开关管Q4和辅助臂开关管Q8实现ZVS，ip经分压电容C2p、D4、飞跨电容Cf1、主桥臂开关管Q2和分压电容C2p、开关管体二极管D8、飞跨电容Cf2、辅助臂开关管Q6两条路径续流，并对谐振电容Cr充电，维持uCr大于ucd1，ip将持续减小，uab维持0电平，is1不变；
在t4到t5时刻，在t4时刻关断主桥臂开关管Q2和辅助臂开关管Q6，开关管寄生电容C2和开关管寄生电容C6充电，原ip续流回路换流给开关管寄生电容C3和开关管寄生电容C7放电，uab由0降为-Uinp，相较于t1到t2时刻具备比较大的ip，同时ip继续对谐振电容Cr充电，维持uCr大于ucd1，这使得ip在这个过程死区内将快速下降，is1不变；
在t5到t6时刻，在t5时刻导通主桥臂开关管Q3和辅助臂开关管Q7实现ZVS，uab被钳位为-Uinp，ip下降并过零点，is1电流极性未变，导致谐振电容Cr成为过渡电源并持续放电，uCr不断减小并过零，当uCr小于ucd1后，逐渐减小；
在t6到t7时刻，在t6时刻，ucr减小过零时达到-uCr＝-ucd1，且逐渐
|uCr|＞|ucd1|，则导致is1下降过零点，is经TXs副边绕组并与原边绕组耦合电流在O点汇合形成2is，并在Uins正极处分流后形成主桥臂的开关管体二极管DT1、开关管体二极管DT2充电与开关管体二极管DT3、开关管体二极管DT4放电的换流过程及形成辅助臂的开关管体二极管DT5、开关管体二极管DT6充电与开关管体二极管DT7、开关管体二极管DT8放电的换流过程，ucd将随着换流过程的进行由Uins逐渐下降，则ucd1也将由kUins逐渐下降，此外，利用节点电流法可得出iins与is关系，如下述公式所示：
由公式二的④、⑤、⑥、⑦可得iDT5＝iDT8＝iDT1＝iDT4＝is/2，代入公式二的③中，可得iins＝is；
在t7到t8时刻，在t7时刻，换流过程结束，is从d流入，经耦合变压器TXs副边绕组、O口、分压电容C1s、RL、开关管体二极管DT3与开关管体二极管DT4回流至c流出，耦合电流经过TXs原边绕组、分压电容C2s、开关管体二极管DT7与开关管体二极管DT8回流至h口流出，可得iins＝is，且uho、uco均被分压电容C2s钳位至-Uins/2,则ucd＝uco-udo＝uco+uho＝-Uins，ucd1＝-kUins。
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