TWI664801B - 開關電源、控制裝置及控制方法 - Google Patents

開關電源、控制裝置及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI664801B
TWI664801B TW106127166A TW106127166A TWI664801B TW I664801 B TWI664801 B TW I664801B TW 106127166 A TW106127166 A TW 106127166A TW 106127166 A TW106127166 A TW 106127166A TW I664801 B TWI664801 B TW I664801B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
flyback converter
negative
patent application
item
output voltage
Prior art date
Application number
TW106127166A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201838309A (zh
Inventor
宋海斌
章進法
許道飛
Original Assignee
台達電子企業管理（上海）有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 台達電子企業管理（上海）有限公司 filed Critical 台達電子企業管理（上海）有限公司
Publication of TW201838309A publication Critical patent/TW201838309A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI664801B publication Critical patent/TWI664801B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本案係關於一種控制裝置及控制方法，應用於返馳式變換器，返馳式變換器包含輔助開關，該控制裝置包括：輸出電壓積分單元，用於通過對返馳式變換器的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器中的激磁負電流的幅值；以及比較控制單元，用於將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較，並根據比較結果控制輔助開關的關斷。本案能夠實現返馳式變換器的初級側開關管在不同輸出電壓下的零電壓開通。

Description

開關電源、控制裝置及控制方法
本案係關於電力電子技術領域，尤指一種應用於返馳式變換器的控制裝置及控制方法。
目前，準諧振返馳式變換器是應用於小功率開關電源的最流行的電路拓撲結構。準諧振返馳式變換器在低壓輸入(Vbus<nVo，其中：Vbus為輸入電壓；n為變壓器初次級側線圈匝數比；Vo為輸出電壓)時可以實現初級側功率開關管的零電壓開通(ZVS)，在高壓輸入(Vbus>nVo)時可以實現初級側功率開關管的谷底開通，因而可以顯著減小開關損耗。然而，隨著高頻化發展，儘管準諧振返馳式變換器在高壓輸入時可以實現谷底開通，但開通損耗還是變得越來越大，嚴重影響變換器的效率。為了解決準諧振返馳式變換器在高壓輸入時不能完全實現初級側功率開關管的零電壓開通(ZVS)這個問題，習知技術提出了次級側同步整流管延遲導通等新控制方法，以及有源鉗位返馳式變換器等新電路拓撲結構。
然而，習知技術僅適用于輸出電壓恒定的情況，在可變輸出電壓的應用情況下無法保證所有工作條件下均能實現初級側功率開關管的零電壓開通。
因此，如何發展一種可改善上述習知技術缺失之控制裝置及控制方法，實為目前迫切之需求。
本案之目的在於提供一種控制裝置及控制方法，進而至少在一定程度上克服由於相關技術的限制和缺陷而導致的一個或者多個問題。
本案之一實施態樣提供了一種控制裝置，應用於返馳式變換器，返馳式變換器包含輔助開關，控制裝置包括：輸出電壓積分單元，用於通過對返馳式變換器的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器中的激磁負電流的幅值；以及比較控制單元，用於將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較，並根據比較結果控制輔助開關的關斷。
其中，輔助開關為同步整流管、鉗位管、並聯在返馳式變換器的次級側整流單元上的開關、或串聯於返馳式變換器的輔助繞組的開關。
其中，返馳式變換器的工作模式為斷續模式或臨界連續模式。
其中，對返馳式變換器的輸出電壓進行積分包括：通過使能信號啟動輸出電壓積分單元，以及通過復位信號對輸出電壓積分單元進行復位。
其中，在斷續模式下，通過檢測輔助開關的開通信號得到使能信號；以及在臨界連續模式下，通過檢測激磁負電流的過零點得到使能信號。
其中，檢測激磁負電流的過零點包括：通過電流互感器、取樣電阻或者輔助開關的自身內阻來檢測激磁負電流的過零點。
其中，通過檢測輔助開關的關斷信號得到復位信號。
其中，比較控制單元用以於激磁負電流的幅值大於或等於激磁負電流基準值時，控制輔助開關的關斷。
其中，返馳式變換器為RCD鉗位返馳式變換器或有源鉗位返馳式變換器。
其中，控制裝置還包括：第一激磁負電流基準設定單元，用於基於返馳式變換器的輸入電壓設定激磁負電流基準值。
其中，控制裝置還包括：第二激磁負電流基準設定單元，用於基於返馳式變換器的輸入電壓和輸出電壓設定激磁負電流基準值。
其中，返馳式變換器的輸出電壓可變。
其中，返馳式變換器的輸出電壓為5V、9V、15V或20V。
本案之另一實施態樣提供了一種開關電源，包括根據上述任意一項所述的控制裝置。
本案之再一實施態樣提供一種控制方法，應用於返馳式變換器，返馳式變換器包含輔助開關，控制方法包括：通過對返馳式變換器的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器中的激磁負電流的幅值； 將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較；以及根據比較結果控制輔助開關的關斷以實現返馳式變換器的初級側功率開關管的零電壓開通。
其中，輔助開關為同步整流管、鉗位管、並聯在返馳式變換器的次級側整流單元上的開關、或串聯於返馳式變換器的輔助繞組的開關。
其中，返馳式變換器的工作模式為斷續模式或臨界連續模式。
其中，對返馳式變換器的輸出電壓進行積分包括：響應於使能信號通過積分線路開始對返馳式變換器的輸出電壓進行積分，以及響應於復位信號對積分線路進行復位。
其中，在斷續模式下，通過檢測輔助開關的開通信號得到使能信號；以及在臨界連續模式下，通過檢測激磁負電流的過零點得到使能信號。
其中，通過電流互感器、取樣電阻或者輔助開關的自身內阻來檢測激磁負電流的過零點。
其中，通過輔助開關的關斷信號得到復位信號。
其中，實現返馳式變換器的初級側功率開關管的零電壓開通包括：通過返馳式變換器中的激磁電感與寄生電容的諧振來實現返馳式變換器的初級側功率開關管的零電壓開通。
其中，根據比較結果控制輔助開關的關斷來實現返馳式變換器的初級側功率開關管的零電壓開通還包含： 於激磁負電流的幅值大於或等於激磁負電流基準值時，控制輔助開關的關斷。
其中，返馳式變換器為RCD鉗位返馳式變換器或有源鉗位返馳式變換器。
其中，控制方法還包括：基於返馳式變換器的輸入電壓設定激磁負電流基準值。
其中，基於返馳式變換器的輸入電壓設定激磁負電流基準值包括：基於返馳式變換器的輸入電壓的最大值設定激磁負電流基準值。
其中，控制方法還包括：基於返馳式變換器的輸入電壓和輸出電壓設定激磁負電流基準值。
其中，返馳式變換器的輸出電壓可變。
其中，返馳式變換器的輸出電壓為5V、9V、15V或20V。
根據本案實施態樣之控制裝置及控制方法，通過對返馳式變換器的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器中的激磁負電流的幅值，將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較，根據比較結果控制輔助開關的關斷。一方面，通過對返馳式變換器的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器中的激磁負電流的幅值，可以實時地獲得不同輸出電壓下的激磁負電流的幅值；另一方面，將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較，根據比較結果控制輔助開關的關斷，可以通過合理地設定激磁負電流基準值來實現初級側開關管在不同輸出電壓下的零電壓開通。
應當理解的是，以上的一般描述和後文的細節描述僅是示例性和解釋性的，並不能限制本案。
S1‧‧‧開關管
S2‧‧‧鉗位管
t、t0、t1、t2、t3、t4、t5‧‧‧時刻
SR‧‧‧同步整流管
Lm‧‧‧激磁電感
Im_n‧‧‧激磁負電流
n‧‧‧匝數比
Vo‧‧‧輸出電壓
Im_n(t)‧‧‧激磁負電流的幅值
600、1100、1200、1300、1400‧‧‧控制裝置
610、1110、1210‧‧‧返馳式變換器
620、1120、1220、1320、1420‧‧‧輸出電壓積分單元
630、1130、1230、1330、1430‧‧‧比較控制單元
640、1140、1240、1340、1440‧‧‧激磁負電流基準設定單元
1360、1460‧‧‧輸入電壓檢測單元
Im_N‧‧‧基準值
CEQ‧‧‧寄生電容
T‧‧‧變壓器
D1‧‧‧二極管
Saux、Saux_VCC‧‧‧開關
Waux‧‧‧輔助繞組
R1、R2、R3、R4、Rsense‧‧‧電阻
Isense‧‧‧電流信號
Csense‧‧‧電容
Vsense‧‧‧電壓積分信號
Co‧‧‧輸出電容
Vbus‧‧‧輸入電壓
Vbus_max‧‧‧輸入電壓最大值
S1510、S1520、S1530‧‧‧步驟
第1圖係為一種技術方案中的有源鉗位返馳式變換器的電路圖；第2圖係為一種技術方案中的有源鉗位返馳式變換器的斷續模式控制波形圖；第3圖係為一種技術方案中的RCD鉗位返馳式變換器的電路圖；第4圖係為一種技術方案中的RCD鉗位返馳式變換器的臨界連續模式控制波形圖；第5圖係為另一種技術方案中的RCD鉗位返馳式變換器的電路圖；第6圖係為本案一較佳實施例的控制裝置的控制原理示意圖；第7圖係為本案另一較佳實施例的控制裝置的控制原理示意圖；第8圖係為本案又一較佳實施例的電壓積分電路圖；第9圖係為本案再一較佳實施例的RCD鉗位返馳式變換器的斷續模式控制波形圖；第10圖係為本案又一較佳實施例的有源鉗位返馳式變換器的臨界連續模式控制波形圖；第11圖係為本案又一較佳實施例的RCD鉗位返馳式變換器的電壓積分檢測控制法的一個具體實施例；第12圖係為本案又一較佳實施例的有源鉗位返馳式變換器的導通時間檢測控制法的一個具體實施例； 第13圖係為本案又一較佳實施例的RCD鉗位返馳式變換器的基準值隨輸入電壓變化的設定方法的一個具體實施例。
第14圖係為本案又一較佳實施例的有源鉗位返馳式變換器的基準值隨輸入電壓變化的設定方法的一個具體實施例；以及第15圖係為本案又一較佳實施例的控制方法的流程圖。
體現本案特徵與優點的典型實施例將在後段的說明中結合圖式詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上當作說明之用，而非架構於限制本案。
此外，本案圖式僅為示意圖，並非一定是按比例繪製。圖式中相同的註記表示相同或類似的部分，因而將省略對其重複描述。圖式中所示的一些方框圖是功能實體，不一定必須與物理或邏輯上獨立的實體相對應。可以運用軟體來實現這些功能實體，或在一個或多個硬體模組或積體電路中實現這些功能實體，或在不同網絡和/或處理器裝置和/或微控制器裝置中實現這些功能實體。
第1圖係為一種技術方案中的有源鉗位返馳式變換器的電路圖。有源鉗位返馳式變換器可以實現初級側功率開關管S1的零電壓開通(ZVS)，習知的控制方法為：控制鉗位管S2僅在初級側功率開關管S1導通前導通一設定時間，如第2圖所示的控制波形圖中的t2-t3。
第3圖示出了一種技術方案中的RCD鉗位返馳式變換器的電路圖。RCD鉗位返馳式變換器通過延遲導通準諧振返馳式變換器的 次級側同步整流管SR來實現初級側功率開關管S1的零電壓開通(ZVS)，習知的次級側同步整流管SR的延遲導通控制方法為：控制同步整流管SR在次級側電流is降到零之後繼續導通一設定時間，如第4圖所示的控制波形圖中的t1-t2。
以上兩種實現初級側功率開關管S1零電壓開通(ZVS)的方法，都是通過控制同步整流管SR或鉗位管S2開通一設定時間來實現的，這對於固定輸出電壓的應用情形是適用的。
然而，隨著電源供應器的發展，尤其是USB-PD Type-C的推廣和普及，可變輸出電壓的應用變得越來越流行。對於可變輸出電壓的應用情形，上述控制方式將不再適用，這是因為：無論是RCD鉗位返馳式變換器，還是有源鉗位返馳式變換器，其實現初級側功率開關管零電壓開通(ZVS)的基本原理如下：在初級側功率開關管S1開通之前，使得變壓器的激磁電感Lm上產生一激磁負電流Im_n，通過激磁負電流Im_n的幫助以實現初級側功率開關管S1的零電壓開通(ZVS)，且激磁負電流的大小由如下公式決定：
其中：Lm是變壓器的激磁電感值，n是變壓器的匝數比，Vo是變換器的輸出電壓值，Im_n(t)是激磁負電流的幅值，t是輔助開關的導通時間(對於準諧振返馳式變換器的同步整流管來說指的是延遲導通時間，對於有源鉗位返馳式變換器的鉗位管來說指的是導通時間)。
由上述公式可以看出，對於一個固定的設計，激磁電感值Lm和匝數比n是固定的。如果輸出電壓Vo是固定的，由公式(1)可知， 固定的導通時間t意味著固定的激磁負電流幅值，因此，通過控制同步整流管SR或鉗位管S2開通一設定時間t，對於固定輸出電壓的應用情形是適用的。如果輸出電壓是可變的，固定的導通時間意味著激磁負電流幅值會隨輸出電壓的變化而改變。以USB-PD Type-C的應用為例，其最小輸出電壓為5V，最大輸出電壓為20V，如果採用固定導通時間的控制方法，會造成以下兩個結果中的一個：
A：如果設定的導通時間恰好可以滿足輸出電壓為5V時的初級側功率開關管零電壓開通(ZVS)的條件，那麼當輸出電壓為20V時，產生的激磁負電流幅值將是輸出電壓為5V時的4倍。過大的激磁負電流會引入額外損耗，影響變換器的效率。
B：如果設定的導通時間恰好可以滿足輸出電壓為20V時的初級側功率開關管零電壓開通(ZVS)的條件，那麼當輸出電壓為5V時，產生的激磁負電流幅值將只有輸出電壓為20V時的1/4，過小的激磁負電流幅值會造成初級側功率開關管不能實現零電壓開通。
基於上述內容，在本案之一較佳實施例中，首先提供了一種控制裝置，控制裝置600用於控制返馳式變換器610，其中返馳式變換器610包含一輔助開關。如第6圖所示，該控制裝置600可以包括：輸出電壓積分單元620以及比較控制單元630。其中：輸出電壓積分單元620用於通過對返馳式變換器610的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器610中的激磁負電流的幅值；以及比較控制單元630用於將所獲得的激磁負電流的幅值與一激磁負電流基準值進行比較，並根據比較結果控制輔助開關的關斷。
根據此實施例的控制裝置600，一方面，通過對返馳式變換器610的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器610中的激磁負電流的幅值，可以實時地獲得不同輸出電壓下的激磁負電流的幅值；另一方面，將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較，根據比較結果控制輔助開關的關斷，可以通過合理地設定激磁負電流基準值來實現初級側開關管在不同輸出電壓下的零電壓開通。
在此實施例中，返馳式變換器610還包括初級側開關單元、次級側整流單元、變壓器和輸出電容(未圖示)，其中，初級側開關單元包含初級側功率開關管，次級側整流單元包括第一端與第二端，第一端和第二端分別與變壓器和輸出電容電氣連接。為適用可變輸出電壓的應用情形，實現全輸入電壓範圍內(例如90~264Vac)，不同輸出電壓下的全負載範圍內的初級側功率開關管的零電壓開通(ZVS)，需要控制激磁負電流的幅值達一設定值。根據以下公式(2)：
可知，通過檢測輸出電壓Vo和時間t的乘積即可間接檢測激磁負電流的幅值，而輸出電壓Vo和時間t的乘積的物理意義是輸出電壓Vo對時間t進行積分。因此，本案的基本原理在於：在初級側功率開關管開通之前，通過控制輔助開關的開通和關斷，使得返馳式變換器610中產生一激磁負電流。通過檢測輸出電壓，並對輸出電壓進行積分控制，以得到激磁負電流幅值的信息Im_n(t)。設定激磁負電流的基準值Im_N，當激磁負電流的幅值大於或等於該 基準值時，比較控制單元630輸出控制信號用以關斷輔助開關。 然後，以此激磁負電流為初始值，通過激磁電感Lm與原邊線路的寄生電容CEQ的諧振來實現初級側功率開關管的零電壓開通(ZVS)。通過合理設置激磁負電流的基準值，可在全輸入電壓範圍，不同輸出電壓的全負載範圍內實現初級側功率開關管的零電壓開通(ZVS)。於本實施例中，該寄生電容CEQ由初級側功率開關管S1的寄生電容和變壓器T的初級側線圈的寄生電容構成。
需要說明的是，在此實施例中，返馳式變換器610的輸出電壓可變，例如返馳式變換器610的輸出電壓可以為5V、9V、15V或20V等，本案對此不進行特殊限定。
此外，如第7圖所示，在本案之較佳實施例中，為了合理地設定激磁負電流基準值，控制裝置600還可以包括激磁負電流基準設定單元640，用於基於返馳式變換器610的輸入電壓或/和輸出電壓設定所述激磁負電流基準值。
此外，在某些實施例中，返馳式變換器610可以為如第1圖所示的有源鉗位返馳式變換器或如第3圖和第5圖所示的RCD鉗位返馳式變換器，但是本案較佳實施例中的返馳式變換器不限於此。
進一步地，在某些實施例中，返馳式變換器610的輔助開關可以為如第1圖所示的鉗位管S2或如第3圖所示的同步整流管SR，但是本案之較佳實施例中的輔助開關不限於此，例如如第5圖所示的副邊為二極管整流的RCD鉗位返馳式變換器，其輔助開關可以為並聯於二極管D1的開關Saux，或其輔助開關可以為串聯於輔助繞組Waux的開關Saux_VCC。需要說明的是，在本案較佳實施例中，控 制裝置600可以適用於不同的工作模式，包括斷續模式和臨界連續模式，本案對此不進行特殊限定。
在本某些實施例中，電壓積分功能的實現可以有多種方式，例如可以採用數字電路，也可以採用模擬線路。在此以模擬線路舉例說明如下。如第8圖所示的電壓積分電路包含放大器和電阻R1-R4至Rsense，但不限於此。由電路原理可知，只要滿足下式：
亦即，R1=R2，R3=R4，即可得：
由於Rsense為已知固定值，因此公式(4)即將電壓信號Vo轉化為電流信號Isense。用電流信號Isense給一電容Csense充電，電容Csense上的電壓即體現為輸出電壓Vo的積分信號
可得：
由於Csense和Rsense是已知參數，因此通過檢測輸出電壓Vo即可得到輸出電壓積分信號Vsense。
第8圖係為本案又一較佳實施例的電壓積分電路圖。如第8圖所示：使能信號作用于開關管S1，且被設置為低電平有效：當使能信號為高電平時，開關管S1閉合，此時積分線路不工作；當使能信號為低電平時，開關管S1斷開，積分線路開始工作。復位信號作用于開關管S2，且被設置為高電平有效：當復位信號為低電平時，開關管S2斷開，電容Csense被充電，以檢測電壓積分信號Vsense，積分線路保持工作狀態；當復位信號為高電平時，開關管S2閉合，電容Csense被充分放電，此時電壓積分信號Vsense為0，積分線路復位，積分電路停止工作。於另一實施例中，積分信號的有效電平信號亦可為高電平，復位信號的有效電平信號亦可為低電平，在此不做限制。於另一實施例中，亦可不必設置開關管S1和使能信號，同樣可控制積分線路的工作狀態。
需要說明的是，在某些實施例中，對於斷續工作模式來說，積分單元的使能信號可以通過輔助開關的開通信號來獲得。如第2圖所示，在t2時刻S2驅動信號的上升沿跳變信號為輔助開關的開通信號，如第9圖所示，在t2時刻的SR驅動信號的上升沿跳變信號為輔助開關的開通信號，可以通過檢測這個上升沿跳變信號來得到使能信號。需要說明的是，使能信號也可以和這個上升沿跳變信號同步，也可以是由該上升沿跳變信號做一定延遲得到。
進一步地，在某些實施例中，對於臨界連續模式來說，積分電路的使能信號可以通過檢測激磁負電流的過零點(如第4圖，t1時刻；如第10圖，t1時刻)來獲得。具體而言，可以通過電流互感器，取樣電阻或者功率器件內阻如輔助開關的自身內阻來實現激磁負電流過零點的檢測。
需要說明的是，在某些實施例中，積分單元的復位信號可以通過輔助開關的關斷信號(如第2圖的t3時刻S2驅動信號的下降沿跳變信號，如第4圖的t2時刻SR驅動信號的下降沿跳變信號，如第9圖的t3時刻SR驅動信號的下降沿跳變信號，如第10圖的t2時刻S2驅動信號的下降沿跳變信號)來獲得，例如可以和輔助開關的關斷信號同步，或者對該關斷信號進行一定延遲得到。
第11圖係為一種控制裝置的一個具體實施例。如第11圖所示，控制裝置1100用於控制返馳式變換器1110，其中控制裝置1100包括：輸出電壓積分單元1120、比較控制單元1130和激磁負電流基準設定單元1140。返馳式變換器1110為RCD鉗位返馳式變換器，包含初級側開關單元、次級側整流單元、變壓器T和輸出電容Co，其中，初級側開關單元包含初級側功率開關管S1，次級側整流單元包含同步整流管SR，且次級側整流單元分別與變壓器T和輸出電容Co電氣連接。於本實施例中，返馳式變換器1110工作于斷續模式。
在此實施例中，控制裝置1100通過同步整流管SR的第二次導通開通信號，如第9圖所示的t2時刻的SR驅動信號，以獲得使能信號，通過使能信號使能輸出電壓積分單元1120；輸出電壓積分單元1120根據接收的輸出電壓信號Vo進行積分，根據公式(2)以得到初級側線圈激磁負電流的幅值Im_n，並將其輸送到比較控制單元1130；比較控制單元1130通過比較激磁負電流幅值Im_n與激磁負電流基準設定單元1140的基準值Im_N，待Im_n達到基準值Im_N時，即Im_n大於或等於基準值Im_N時，比較控制單元1130輸出控制 信號以關斷同步整流管SR。同時，比較控制單元1130根據同步整流管SR的關斷信號輸出復位信號以復位輸出電壓積分單元1120。
第12圖係為一種控制裝置的另一個具體實施例。如第12圖所示，該控制裝置1200用於控制返馳式變換器1210，該控制裝置1200包括：輸出電壓積分單元1220、比較控制單元1230和激磁負電流基準設定單元1240。返馳式變換器1210為有源鉗位返馳式變換器，包含初級側開關單元、次級側整流單元、變壓器T和輸出電容Co，其中，初級側開關單元包含初級側功率開關管S1和鉗位管S2，次級側整流單元包含同步整流管SR，且次級側整流單元分別與變壓器T和輸出電容Co電氣連接。於本實施例中，返馳式變換器工作于斷續模式。
在此實施例中，控制裝置1200由鉗位管S2的開通信號，如第2圖的t2時刻的S2的開通信號，來獲得積分單元使能信號，使能信號用於使能輸出電壓積分單元1220；輸出電壓信號Vo輸送到輸出電壓積分單元1220；輸出電壓積分單元1220根據輸出電壓信號Vo進行積分，以得到初級側線圈激磁負電流的幅值Im_n，並將其輸送到比較控制單元1230；比較控制單元1230通過比較激磁負電流幅值Im_n與激磁負電流基準設定單元1240的基準值Im_N，待Im_n達到基準值Im_N時，比較控制單元1230輸出控制信號以關斷鉗位管S2。同時比較控制單元1230根據鉗位管S2的關斷信號輸出積分單元復位信號以復位輸出電壓積分單元1220。
針對激磁負電流基準值的設定，經研究可知：在低壓輸入(Vbus<nVo)時，無需激磁負電流的幫助，即可實現初級側功率管的零電壓開通(ZVS)；在高壓輸入(Vbus>nVo)時，為了實 現初級側功率管的零電壓開通(ZVS)，激磁負電流的最小幅值需滿足：
根據上述公式(7)，對於一個特定電路設計來說，變壓器的匝數比n、激磁電感感量Lm以及寄生電容容值CEQ是固定的，為了實現初級側功率管的零電壓開通(ZVS)，激磁負電流的基準值Im_N與輸入電壓Vbus和輸出電壓VO有關。由此，激磁負電流基準設定單元可基於返馳式變換器的輸入電壓Vbus和輸出電壓VO實時調整激磁負電流基準值Im_N。
然而，採用上述方法，為了實時調整激磁負電流基準值Im_N，需要實時監控兩個變量：輸入電壓Vbus和輸出電壓VO，如此做法會增加控制的複雜性。進一步研究可知：返馳式變換器於高壓輸入(Vbus>nVo)的情況下工作時，可忽略輸出電壓對於激磁負電流基準值的影響，即激磁負電流的基準值僅僅與輸入電壓有關，從而大大簡化了激磁負電流基準值的設定。
於某些實施例中，對於激磁負電流基準值的設定，可以有如下兩種設定方法： 固定基準值設定法：為實現全輸入電壓範圍內初級側功率開關管的零電壓開通(ZVS)，激磁負電流的基準值按最大輸入電壓進行設定，即：
其中：Vbus_max為輸入電壓最大值。
對固定基準值設定法來說，當輸入電壓為最大值Vbus_max時，恰好可以滿足初級側功率開關管的零電壓開通(ZVS)；但當輸入電壓為低電壓時，該控制方法所產生的激磁負電流幅值比初級側功率管零電壓開通(ZVS)所需的激磁負電流的幅值大，由此會帶來額外的損耗，不利於效率優化。當然，在對效率要求不是很高的應用場合可以採用固定基準值設定法。
對效率要求比較高的應用場合，可以採激磁負電流基準值隨輸入電壓變化的設定方法來對變換器的效率進行優化。因此，可以將激磁負電流基準值設定為：
其中：Im_N(Vbus)為激磁負電流基準值。
對於一個特定的電路設計，激磁電感感量Lm和寄生電容容值CEQ是固定的，由上述公式(10)可知，激磁負電流基準值與輸入電壓Vbus成正比，激磁負電流基準設定單元可根據輸入電壓檢測單元檢測出的輸入電壓值Vbus，直接計算出激磁負電流基準值Im_N。
第13圖係為一種控制裝置的再一個具體實施例。第13圖與第11圖的結構類似，但第13圖更包含激磁負電流基準設定單元的一具體實例。於第13圖所示，控制裝置1300更包含輸入電壓檢測單元1360，於本實施例中，輸入電壓檢測單元1360包含第一電阻R1和第二電阻R2，並通過第一電阻R1和第二電阻R2分壓的方式來檢測輸入電壓信息Vbus。激磁負電流基準設定單元1340接收來自輸入電壓檢測單元1360的輸入電壓信息Vbus，用於設定激磁負電流基準值Im_N，該激磁負電流基準值輸送到比較控制單元1330；輸出電壓積分單元1320根據輸入的輸出電壓信號進行積分，以得到初級側線圈激磁負電流的幅值Im_n，並將其輸送到比較控制單元1330。比較控制單元1330通過比較從輸出電壓積分單元1320得到的激磁負電流幅值Im_n與激磁負電流基準設定單元1340的激磁負電流基準值Im_N，待Im_n達到激磁負電流基準值Im_N時，比較控制單元1330輸出控制信號以關斷同步整流管SR，同時輸出積分單元復位信號以復位輸出電壓積分單元1320。與此同時，通過同步整流管的二次導通開通信號(第9圖，t2時刻的SR驅動信號)獲得積分單元使能信號，通過使能信號使能輸出電壓積分單元1320。
第14圖示出了一種控制裝置的再一個具體實施例。第14圖與第11圖的結構類似，但第14圖更包含激磁負電流基準設定單元的一具體實例。於第14圖所示，控制裝置1400更包含輸入電壓檢測單元1460，於本實施例中，輸入電壓檢測單元1460包含第一電阻R1和第二電阻R2，並通過電阻分壓方式來檢測輸入電壓信息Vbus。輸入電壓檢測單元1460將輸入電壓信息Vbus輸入到激磁負電流基準設定單元1440用於設定基準值；由鉗位管S2的開通信號來獲得積 分單元使能信號，通過使能信號使能輸出電壓積分單元1420；輸出電壓信號Vo輸送到輸出電壓積分單元1420；輸出電壓積分單元1420根據輸入的輸出電壓信號進行積分，以得到初級側線圈激磁負電流的幅值Im_n，並將其輸送到比較控制單元1430；比較控制單元1430通過比較從輸出電壓積分單元1420得到的激磁負電流幅值Im_n與激磁負電流基準設定單元1440的基準值Im_N，待Im_n達到基準值Im_N時，比較控制單元1430輸出控制信號以關斷鉗位管S2，同時輸出積分單元復位信號以復位輸出電壓積分單元1420。
此外，在本案較佳實施例中，還提供了一種控制方法，該控制方法可以應用於如第6圖-第14圖所示的返馳式變換器，返馳式變換器包含一輔助開關，參照第15圖所示，控制方法可以包括以下步驟：步驟S1510：通過對返馳式變換器的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器中的激磁負電流的幅值；步驟S1520：將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較；以及步驟S1530：根據比較結果控制輔助開關的關斷以實現返馳式變換器的初級側功率開關管的零電壓開通。
根據此實施例的控制方法，一方面，通過對返馳式變換器的輸出電壓進行積分來獲得返馳式變換器中的激磁負電流的幅值，可以實時地獲得不同輸出電壓下的激磁負電流的幅值；另一方面，將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較，根據比較結果控制輔助開關的關斷，可以通過合理地設定激磁負電流 基準值，實現在全輸入電壓範圍內(例如90~264Vac)初級側開關管在不同輸出電壓下的零電壓開通。
進一步地，在某些實施例中，控制方法還可以包括：將所獲得的激磁負電流的幅值與激磁負電流基準值進行比較，於激磁負電流的幅值大於激磁負電流基準值時控制輔助開關的關斷。
進一步地，在某些實施例中，控制方法還可以包括：基於返馳式變換器的輸入電壓設定激磁負電流基準值。
進一步地，在某些實施例中，基於返馳式變換器的輸入電壓設定激磁負電流基準值可以包括：基於返馳式變換器的輸入電壓的最大值設定激磁負電流基準值。
此外，在某些實施例中，控制方法還可以包括：基於所述返馳式變換器的輸入電壓和輸出電壓設定激磁負電流基準值。
需要說明的是，在某些實施例中，返馳式變換器為RCD鉗位返馳式變換器或有源鉗位返馳式變換器。
需要說明的是，在某些實施例中，返馳式變換器的工作模式為斷續模式或臨界連續模式。
需要說明的是，在某些實施例中，輔助開關為同步整流管、鉗位管、或並聯在返馳式變換器的次級側整流單元上的開關。
進一步地，在某些實施例中，對返馳式變換器的輸出電壓進行積分包括：響應於使能信號通過積分電路開始對返馳式變換器的輸出電壓進行積分，以及響應於一復位信號對積分電路進行復位。
進一步地，在某些實施例中，在斷續模式下，通過輔助開關的開通信號得到所述使能信號；以及在臨界連續模式下，通過檢測激磁負電流的過零點得到使能信號。
進一步地，在某些實施例中，通過電流互感器、取樣電阻或者輔助開關的自身內阻來檢測激磁負電流的過零點。
進一步地，在某些實施例中，通過輔助開關的關斷信號得到復位信號。
進一步地，在某些實施例中，實現返馳式變換器的初級側功率開關管的零電壓開通包括：通過返馳式變換器中的激磁電感與寄生電容的諧振來實現返馳式變換器的初級側功率開關管的零電壓開通。
本領域技術人員在考慮說明書及實踐本案之發明後，將容易想到本案的其它實施例。本申請旨在涵蓋本案的任何變型、用途或者適應性變化，這些變型、用途或者適應性變化遵循本案的一般性原理並包括本案未公開的本技術領域中之習知技術。且本案之說明書和實施例僅被視為示例性的，而本發明之範圍由所附申請專利範圍決定。
應當理解的是，本案並不局限於上面已經描述並在附圖中示出的精確結構，並且可以在不脫離其範圍進行各種修改和改變。本案的範圍僅由所附的申請專利範圍來限制。

Claims (27)

  1. 一種控制裝置，應用於一返馳式變換器，該返馳式變換器包含一輔助開關，該控制裝置包括：一輸出電壓積分單元，用於通過對該返馳式變換器的一輸出電壓進行積分來獲得該返馳式變換器中的一激磁負電流的幅值；一激磁負電流基準設定單元，用於基於該返馳式變換器的一輸入電壓設定一激磁負電流基準值；以及一比較控制單元，用於將所獲得的該激磁負電流的幅值與該激磁負電流基準值進行比較，並根據比較結果控制該輔助開關的關斷。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之控制裝置，其中該輔助開關為同步整流管、鉗位管、並聯在該返馳式變換器的一次級側整流單元上的開關、或串聯於該返馳式變換器的一輔助繞組的開關。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之控制裝置，其中該返馳式變換器的工作模式為斷續模式或臨界連續模式。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之控制裝置，其中對該返馳式變換器的該輸出電壓進行積分包括：通過一使能信號啟動該輸出電壓積分單元，以及通過一復位信號對該輸出電壓積分單元進行復位。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之控制裝置，其中在斷續模式下，通過檢測該輔助開關的一開通信號得到該使能信號；以及在臨界連續模式下，通過檢測該激磁負電流的過零點得到該使能信號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之控制裝置，其中檢測該激磁負電流的過零點包括：通過電流互感器、取樣電阻或者該輔助開關的自身內阻來檢測該激磁負電流的過零點。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之控制裝置，其中通過檢測該輔助開關的一關斷信號得到該復位信號。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之控制裝置，其中該比較控制單元，用以於該激磁負電流的幅值大於或等於該激磁負電流基準值時，控制該輔助開關的關斷。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之控制裝置，其中該返馳式變換器為RCD鉗位返馳式變換器或有源鉗位返馳式變換器。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之控制裝置，其中該激磁負電流基準設定單元基於該返馳式變換器的該輸入電壓和該輸出電壓設定該激磁負電流基準值。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之控制裝置，其中該返馳式變換器的輸出電壓可變。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之控制裝置，其中該返馳式變換器的該輸出電壓為5V、9V、15V或20V。
  13. 一種開關電源，包括申請專利範圍第1-12項中任一項所述的控制裝置。
  14. 一種控制方法，應用於一返馳式變換器，該返馳式變換器包含一輔助開關，其中該控制方法包括：通過對該返馳式變換器的一輸出電壓進行積分來獲得該返馳式變換器中的一激磁負電流的幅值；基於該返馳式變換器的一輸入電壓設定一激磁負電流基準值；將所獲得的該激磁負電流的幅值與該激磁負電流基準值進行比較；以及根據比較結果控制該輔助開關的關斷以實現該返馳式變換器的一初級側功率開關管的零電壓開通。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中該輔助開關為同步整流管、鉗位管、並聯在該返馳式變換器的一次級側整流單元上的開關、或串聯於該返馳式變換器的輔助繞組的開關。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中該返馳式變換器的工作模式為斷續模式或臨界連續模式。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之控制方法，其中該對該返馳式變換器的該輸出電壓進行積分包括：響應於一使能信號通過一積分線路開始對該返馳式變換器的該輸出電壓進行積分，以及響應於一復位信號對該積分線路進行復位。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之控制方法，其中在斷續模式下，通過檢測該輔助開關的一開通信號得到該使能信號；以及在臨界連續模式下，通過檢測該激磁負電流的過零點得到該使能信號。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之控制方法，其中通過電流互感器、取樣電阻或者該輔助開關的自身內阻來檢測該激磁負電流的過零點。
  20. 如申請專利範圍第17項所述之控制方法，其中通過該輔助開關的一關斷信號得到該復位信號。
  21. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中實現該返馳式變換器的該初級側功率開關管的零電壓開通包括：通過該返馳式變換器中的一激磁電感與一寄生電容的諧振來實現該返馳式變換器的該初級側功率開關管的零電壓開通。
  22. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中根據比較結果控制該輔助開關的關斷來實現該返馳式變換器的該初級側功率開關管的零電壓開通還包含：於該激磁負電流的幅值大於或等於該激磁負電流基準值時，控制該輔助開關的關斷。
  23. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中該返馳式變換器為RCD鉗位返馳式變換器或有源鉗位返馳式變換器。
  24. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中基於該返馳式變換器的該輸入電壓設定該激磁負電流基準值包括：基於該返馳式變換器的該輸入電壓的最大值設定該激磁負電流基準值。
  25. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中該控制方法還包括：基於該返馳式變換器的該輸入電壓和該輸出電壓設定該激磁負電流基準值。
  26. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中該返馳式變換器的該輸出電壓可變。
  27. 如申請專利範圍第26項所述之控制方法，其中該返馳式變換器的該輸出電壓為5V、9V、15V或20V。
TW106127166A 2017-04-10 2017-08-10 開關電源、控制裝置及控制方法 TWI664801B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710229468 2017-04-10
??201710229468.1 2017-04-10
??201710524223.1 2017-06-30
CN201710524223.1A CN108696131A (zh) 2017-04-10 2017-06-30 控制装置及控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201838309A TW201838309A (zh) 2018-10-16
TWI664801B true TWI664801B (zh) 2019-07-01

Family

ID=63843702

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW106127166A TWI664801B (zh) 2017-04-10 2017-08-10 開關電源、控制裝置及控制方法

Country Status (2)

Country Link
CN (2) CN108696131A (zh)
TW (1) TWI664801B (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110380618A (zh) * 2019-07-05 2019-10-25 西安矽力杰半导体技术有限公司 开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器
CN110531219A (zh) * 2019-09-05 2019-12-03 上海芯荃微电子科技有限公司 一种利用开关漏电的交流检测方法和电路
TWI721802B (zh) * 2019-10-24 2021-03-11 立錡科技股份有限公司 用以控制返馳式電源供應電路之切換控制電路及方法
CN110798075B (zh) * 2019-11-08 2021-04-02 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路以及应用其的开关变换器
CN112701882B (zh) * 2020-12-22 2022-08-23 杰华特微电子股份有限公司 反激式变换器的控制电路及控制方法
CN112994465B (zh) * 2021-02-08 2024-04-26 康舒科技股份有限公司 电源供应装置及其控制方法
CN113131747A (zh) * 2021-03-16 2021-07-16 广州金升阳科技有限公司 反激变换器控制方法及其控制装置
TWI798702B (zh) * 2021-05-20 2023-04-11 芯巧科技股份有限公司 同步整流控制器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200717978A (en) * 2005-10-20 2007-05-01 Delta Electronics Inc Adaptive synchronous rectification control circuit and method thereof
US20100027298A1 (en) * 2008-07-31 2010-02-04 Texas Instruments Incorporated System and method for synchronous rectifier drive that enables converters to operate in transition and discontinuous mode
TW201119170A (en) * 2009-11-30 2011-06-01 Grenergy Opto Inc Secondary side protection method and device for switching power supply
US20140204625A1 (en) * 2013-01-22 2014-07-24 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5757626A (en) * 1996-06-21 1998-05-26 Delta Electronics Inc. Single-stage, single-switch, islolated power-supply technique with input-current shaping and fast output-voltage regulation
CN102570891B (zh) * 2012-01-16 2014-08-13 浙江昱能光伏科技集成有限公司 采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器
CN104362856B (zh) * 2014-11-05 2016-08-24 无锡中汇汽车电子科技有限公司 一种零电压开关反激变换器的控制方法
CN104539163B (zh) * 2014-12-19 2018-01-19 广州金升阳科技有限公司 反激变换器的同步整流控制方法及其控制模块
US10116222B2 (en) * 2015-02-06 2018-10-30 Texas Instruments Incorporated Soft switching flyback converter with primary control

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200717978A (en) * 2005-10-20 2007-05-01 Delta Electronics Inc Adaptive synchronous rectification control circuit and method thereof
US20100027298A1 (en) * 2008-07-31 2010-02-04 Texas Instruments Incorporated System and method for synchronous rectifier drive that enables converters to operate in transition and discontinuous mode
TW201119170A (en) * 2009-11-30 2011-06-01 Grenergy Opto Inc Secondary side protection method and device for switching power supply
US20140204625A1 (en) * 2013-01-22 2014-07-24 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter

Also Published As

Publication number Publication date
TW201838309A (zh) 2018-10-16
CN108696131A (zh) 2018-10-23
CN113595399A (zh) 2021-11-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI664801B (zh) 開關電源、控制裝置及控制方法
TWI653810B (zh) 控制裝置及控制方法
US10333417B2 (en) Device and method for controlling flyback converter
US10333418B2 (en) Control device and control method
US10291136B2 (en) Control device and control method
TWI568166B (zh) A High Efficiency LLC Resonant Converter with Secondary Side Synchronous Rectifier Blind Control
JP4029853B2 (ja) スイッチング電源装置
CN110798075B (zh) 控制电路以及应用其的开关变换器
TW201822449A (zh) 用於返馳變換器電路之控制方法及控制裝置
CN110661427B (zh) 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
US20220416644A1 (en) Asymmetric half-bridge flyback converter and control method thereof
CN111585440B (zh) 有源钳位反激变换器的控制***及方法
CN113726165B (zh) 反激变换器及反激变换器的控制方法
TWI836980B (zh) 非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制晶片和控制方法
CN111865087B (zh) 电源转换器及其控制电路
TWI650925B (zh) 開關電源、控制裝置及控制方法
CN111585441B (zh) 一种原边调节有源钳位反激变换器的控制***及方法
CN114465486A (zh) 开关电源及其控制方法
TWI699957B (zh) 一種準諧振電源控制器
TW202410621A (zh) 應用於電源轉換器的控制器及其操作方法
TWI841989B (zh) 非對稱半橋返馳變換器電源及其控制晶片和控制方法
CN113708632B (zh) 反激变换器控制方法及其控制装置
TWI842520B (zh) 非對稱半橋返馳式變換器電源及其控制電路
EP4346074A1 (en) Asymmetric half-bridge converter with switching signal delay determination for zvs
US20240120846A1 (en) Resonant flyback power converter and switching control circuit and method thereof