CN112615549B - 一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法，所有载波信号保持同步，所述通用四移相调制方法通过改变每个载波中比较寄存器的参数来调节相应的移相角。本发明所提出的控制方法是基于传统移相控制方法，仅需测量输入输出电压，不需要添加辅助电路。相对于其他控制方法，本发明所提出方法动态响应瞬间完成，不需要过渡过程，也不需要检测电感电流，并且整个控制过程与电感值无关。本发明所提方法降低了成本和计算复杂度，实现电路快速动态响应和消除响应过程中电感电流的直流偏置，同时本发明所提方法可以适用于硬开关、软开关、单向功率传输、双向功率传输等所有应用场景，同时也适用于单移相调制、三移相调制等所有控制方法。

Description

一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法

技术领域

本发明涉及一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制策略，涉及到双有源桥直流变换器，属于电力电子技术领域。

背景技术

随着电力电子技术的不断发展以及应用场景的多样化，越来越多的应用场景需要实现电能的双向传输。双向隔离DC/DC变换器得到了越来越广泛的应用。双有源桥电路因其控制简单、易于实现软开关、高效率等特点而被广泛应用。图1是传统双有源桥电路拓扑，原副边分别由四个MOSFET组成的全桥结构，每个全桥可以分为两个桥臂，则共有四个桥臂L₁-L₄，每个桥臂由互补信号驱动的上下管组成。通过一个变压器连接，利用电感进行双向功率传输，该拓扑在中大功率应用场景中被广泛使用。

而在一些应用场景中，时常会有传输功率大小和方向变化的情况，传统的移相调制策略主要是通过调节不同桥臂之间的移相角来匹配所需负载变化。然而，伴随移相角的突变，该传统方法由于占空比突变会出现电感的暂态偏置电流。这会导致动态响应速度慢、电流应力增大、增加损耗。同时，该偏置电流也可能会造成电感的饱和，进而导致变换器功能丧失或电路损坏等严重后果。

申请号为CN201410678003.0、名词为《一种用于双主动全桥直流变换器的暂态移相控制方法》的中国发明专利提出了一种针对单移相控制的消除偏置电流的方法，但在多移相调制策略中无法实现暂态直流偏置抑制能力。

申请号为CN202010365209.3、名词为《用于双有源桥直流变换器暂态直流偏置通用移相控制方法》的中国发明专利提出了一种针对多移相控制的消除偏置电流的方法，但控制过程较为复杂，同时需要暂态过渡过程影响了响应速度。

综上，在基于传统单移相调制策略的双有源桥负载动态变化的过程中，极易产生电感电流的直流偏置，这会严重影响变换器的动态响应和可靠性。现存方案都有一定的局限性。因此，使用更加简单通用的方案来提高***动态性能具有重要的现实意义。

发明内容

本发明的目的是：使用更加简单通用的方案来提高双有源桥***动态性能。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法，所述双有源桥电路拓扑的原边及副边分别为由四个开关管组成的全桥结构，原边全桥结构分为桥臂L₁及桥臂L₂，副边全桥结构分为桥臂L₃及桥臂L₄，每个桥臂由互补信号驱动的上开关管及下开关管组成，原边全桥结构与副边全桥结构通过一个变压器连接，利用电感进行双向功率传输，八个开关管的驱动信号在稳态运行时均为占空比为50％的方波，在控制器中通过计数产生周期计数的锯齿形载波产生方波，每个载波产生一个桥臂所需要的一对互补方波，每个载波对应两个比较寄存器并保持半个周期的距离以实现50％占空比，当计数器计数到比较寄存器的值时产生驱动信号的上升或者下降动作，将第n个载波的两个比较寄存器记为CMP(2n-1)和CMP(2n)，其特征在于，所有载波信号保持同步，所述通用四移相调制方法通过改变每个载波中比较寄存器的参数来调节相应的移相角，具体包括以下步骤：

步骤1：根据所需传输功率，输入电压V₁、输出电压V₂以及调制方式计算所需移相角D₁、D₂、D₃，其中：调制方式包括单移相调制、双移相调制、扩展移相调制、三重移相调制；D₁T_s为原边的移相角，T_s为计数周期，通过改变比较寄存器CMP1与比较寄存器CMP3之间的距离调节原边的移相角D₁T_s；D₃T_s为副边的移相角，通过改变比较寄存器CMP5与比较寄存器CMP7之间的距离调节副边的移相角D₃T_s；D₂T_s为原边与副边之间的移相角，通过改变比较寄存器CMP1与比较寄存器CMP5之间的距离调节原边与副边之间的移相角D₂T_s；

步骤2：根据所需移相角以及输入电压V₁、输出电压V₂判断电路工作状态进而计算电感电流过零时刻所对应的α值，其中，α为基于载波的控制变量，αT_s是桥臂L₁的上开关管驱动信号的下降沿与控制器载波周期计数结束时刻的距离，即为比较寄存器CMP2与控制器载波周期计数结束时刻的距离，看作桥臂L₁的驱动信号相对于载波的移相角；

步骤3：根据计算出的α值确定第1个载波的比较寄存器CMP1及比较寄存器CMP2的值，并对比较寄存器CMP1及比较寄存器CMP2进行更新；

步骤4：根据计算出的移相角D₁、D₂、D₃和第1个载波的比较寄存器的值确定其他载波的比较寄存器的值，即比较寄存器CMP3至比较寄存器CMP8的值，并对比较寄存器CMP3至比较寄存器CMP8进行更新。

优选地，步骤1中，若调制方式为单移相调制，则：

D₁＝D₃＝0，D₂控制电路传输功率的大小和方向；

步骤2中，α值采用下式计算得到：

上式中：k代表传输电压比，k＝nV₂/V₁，n表示变压器的变比；

状态一表示双有源桥正向未实现零电压开通；状态二表示双有源桥正向实现零电压开通；状态三表示双有源桥反向未实现零电压开通；状态四表示双有源桥反向实现零电压开通。

优选地，双有源桥能否实现零电压开通与移相角D₂有关，有：

上式中，non-ZVS表示双有源桥未实现零电压开通，ZVS表示双有源桥实现零电压开通。

优选地，步骤1中，若调制方式为三重移相调制，则：

移相角D₁、D₂、D₃控制电路传输功率的大小和方向；

步骤2中，α值采用下式计算得到：

上式中：k代表传输电压比，k＝nV₂/V₁，n表示变压器的变比；

buck模式正向功率传输中，不同功率大小的最优移相角分为模态一及模态二，模态一表示轻载状态，模态二表示重载状态。

与现有技术方案相比，本发明具有如下优点：

本发明所提出的控制方法是基于传统移相控制方法，仅需测量输入输出电压，不需要添加辅助电路。相对于其他控制方法，本发明所提出方法动态响应瞬间完成，不需要过渡过程，也不需要检测电感电流，并且整个控制过程与电感值无关。本发明所提方法降低了成本和计算复杂度，实现电路快速动态响应和消除响应过程中电感电流的直流偏置，同时本发明所提方法可以适用于硬开关、软开关、单向功率传输、双向功率传输等所有应用场景，同时也适用于单移相调制、三移相调制等所有控制方法。

附图说明

图1为双有源桥电路拓扑及控制实现框图；

图2为方波的产生机理示意；

图3展示了本发明所提出方法在单移相调制策略下的关键波形；

图4展示了本发明所提出方法在三重移相调制策略下的关键波形；

图5为本发明的计算流程示意图；

图6为在单移相调制策略下从正向未实现ZVS到正向实现ZVS再回到正向未实现ZVS的切换过程；

图7为单移相调制下变换器功率传输方向双向切换的过程；

图8为从TPS轻载切换到TPS重载再到SPS再回到TPS重载，TPS轻载的切换过程。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

在双有源桥的分析过程中，通常认为单移相(SPS)、双移相(DPS)、或扩展移相(EPS)，是三重移相(TPS)的特殊形式。因此，本发明仅以单移相和三重移相为例对所提出的控制方法进行分析。另外，由于双有源桥对称的结构，本发明仅对降压模式进行分析，升压模式可以使用相似的方法分析。

本发明提供的一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法采取的技术手段如下：

双有源桥变换器中原副边八个开关管的驱动信号S1-S8在稳态运行时均为占空比为50％的方波，而方波的产生机理是在控制器中通过计数产生周期计数的锯齿形载波如图2所示，每个载波可以产生一个桥臂所需要的一对互补方波。载波计数范围0-TBPRD决定了计数周期T_s和开关频率f_s。TBPRD是控制器中时基周期寄存器的值。每个载波对应两个比较寄存器(CMPA、CMPB)并保持半个周期的距离以实现50％占空比，当计数器计数到比较寄存器的值时产生驱动信号的上升或者下降动作，为方便区分，将第n个载波的两个比较寄存器记为CMP(2n-1)和CMP(2n)。传统方法通常使用控制器每个载波中的相位寄存器(TBPHS)调节载波之间的相移。本发明中，不使能所有相位寄存器，所有载波信号保持同步，通过改变每个载波中比较寄存器的参数来调节相应的移相角。在周期影子寄存器模式下，可以设置当计数器计数到设定的最大值之后，计数清零同时产生同步信号，将所有寄存器的值更新。由于所提出双有源桥移相调制方法保持开关频率不变。因此，仅需更新所有比较寄存器的参数即可。

在实际电路控制中，通过改变CMP1与CMP3之间的距离调节原边的移相角D₁T_s，通过改变CMP5与CMP7之间的距离调节副边的移相角D₃T_s，改变CMP1与CMP5之间的距离调节原边与副边之间的移相角D₂T_s。本发明中，增加一个基于载波的控制变量α，αT_s是桥臂L₁上管驱动信号的下降沿(CMP2)与控制器载波周期计数结束时刻的距离，可以看作桥臂L₁的驱动信号相对于载波的移相角，通过计算电流过零时刻改变CMP2的值来调节α的大小，因而可以将所提出的方法称为四移相(QPS)调制策略。如图5所示，计算过程可以按照如下顺序：

(1)根据所需传输功率，输入输出电压以及调制方式计算所需移相角D₁、D₂、D₃。

(2)根据所需移相角以及输入输出电压判断电路工作状态进而计算电感电流过零时刻所对应的α值。

(3)根据计算出的α值确定PWM1的比较寄存器CMP1、CMP2的值，并更新比较寄存器CMP1、CMP2。

(4)根据计算出的D₁、D₂、D₃和PWM1的比较寄存器CMP1、CMP2的值确定其他载波的比较寄存器CMP3-CMP8的值，并更新比较寄存器CMP3-CMP8。

图3展示了所提出方法在单移相调制策略下的关键波形，D₁＝D₃＝0。D₂控制电路传输功率的大小和方向。通过调节变量α使得电感电流在每个载波周期结束的时候电流为零。由于电路能否实现零电压开通(以下简称为ZVS)状况与电感电流过零的时刻相关，所以可以将其分成四个模态：

状态一，正向未实现ZVS，

状态二，正向实现ZVS，

状态三，反向未实现ZVS，

状态四，反向实现ZVS。

则对应的变量α计算公式如下：

上式中，k代表传输电压比，k＝nV₂/V₁，V₂表示输出电压，V₁表示输入电压，n表示变压器的变比。

电路能否实现ZVS又与移相角D₂有关，有：

上式中，non-ZVS表示双有源桥未实现零电压开通，ZVS表示双有源桥实现零电压开通。

因而仅需测量输入输出电压以及根据需要的传输功率算出移相角D₂即可计算出对应的α。并且α的计算与电路内部参数如电感值等无关。根据图3可以看出，在每个周期开始和结束时刻，电感电流都是零。因此，当下一个周期开始时刻，各寄存器参数值更新之后，新的周期电感电流将会从零开始进入新的稳态，这也意味着整个动态响应过程瞬间完成。同时也能消除电流的直流偏置。

三重移相调制策略下移相角D₁、D₂、D₃控制电路传输功率的大小和方向。以buck模式正向功率传输为例，不同功率大小的最优移相角可以分为：模态一，轻载状态；模态二，重载状态，两种模态。图4展示了所提出方法在三重移相(TPS)调制策略下的关键波形，对应的变量α计算公式如下：

可以看出，本发明所提出的控制方法在TPS调制模式下每个载波周期结束的时候电感电流也为零。如果在新的载波周期开始时更新寄存器参数，所提出方法在轻载状态和重载状态均能实现很好的动态响应过程。

实例具体电路结构见图1，其中，输入电压设为300V，输出电压为200-280V，开关频率设为100kHz。电感值为86uH。控制逻辑见图5。采样电路检测输入输出电压并根据传输功率和调制方式计算D₁-D₃和变量α值，进而计算出比较寄存器CMP1-CMP8产生相应的驱动信号，使得电感电流在每个载波周期结束时电感电流为零。当所需负载变化时，电路根据所需输出功率和输入输出电压更新所需移相角，进而根据新的移相角和当前输入输出电压计算出新的α值。并在下个周期开始时更新各比较寄存器，使得电路立刻工作在新的状态，达到动态响应瞬间完成并消除电感电流直流偏置的目的。图6是在单移相调制策略下从正向未实现ZVS到正向实现ZVS再回到正向未实现ZVS的过程。图7是单移相调制下变换器功率传输方向双向切换的过程，图8是从TPS轻载切换到TPS重载再到SPS再回到TPS重载，TPS轻载的切换过程。实验结果均验证了所提出方法的可行性。

Claims (4)

1.一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法，所述双有源桥电路拓扑的原边及副边分别为由四个开关管组成的全桥结构，原边全桥结构分为桥臂L₁及桥臂L₂，副边全桥结构分为桥臂L₃及桥臂L₄，每个桥臂由互补信号驱动的上开关管及下开关管组成，原边全桥结构与副边全桥结构通过一个变压器连接，利用电感进行双向功率传输，八个开关管的驱动信号在稳态运行时均为占空比为50％的方波，在控制器中通过计数产生周期计数的锯齿形载波产生方波，每个载波产生一个桥臂所需要的一对互补方波，每个载波对应两个比较寄存器并保持半个周期的距离以实现50％占空比，当计数器计数到比较寄存器的值时产生驱动信号的上升或者下降动作，将第n个载波的两个比较寄存器记为CMP(2n-1)和CMP(2n)，其特征在于，所有载波信号保持同步，所述通用四移相调制方法通过改变每个载波中比较寄存器的参数来调节相应的移相角，具体包括以下步骤：

步骤1：根据所需传输功率，输入电压V₁、输出电压V₂以及调制方式计算所需移相角D₁、D₂、D₃，其中：调制方式包括单移相调制、双移相调制、扩展移相调制、三重移相调制；D₁T_s为原边的移相角，T_s为计数周期，通过改变比较寄存器CMP1与比较寄存器CMP3之间的距离调节原边的移相角D₁T_s；D₃T_s为副边的移相角，通过改变比较寄存器CMP5与比较寄存器CMP7之间的距离调节副边的移相角D₃T_s；D₂T_s为原边与副边之间的移相角，通过改变比较寄存器CMP1与比较寄存器CMP5之间的距离调节原边与副边之间的移相角D₂T_s；

步骤2：根据所需移相角以及输入电压V₁、输出电压V₂判断电路工作状态进而计算电感电流过零时刻所对应的α值，其中，α为基于载波的控制变量，αT_s是桥臂L₁的上开关管驱动信号的下降沿与控制器载波周期计数结束时刻的距离，即为比较寄存器CMP2与控制器载波周期计数结束时刻的距离，看作桥臂L₁的驱动信号相对于载波的移相角；

步骤3：根据计算出的α值确定第1个载波的比较寄存器CMP1及比较寄存器CMP2的值，并对比较寄存器CMP1及比较寄存器CMP2进行更新；

步骤4：根据计算出的移相角D₁、D₂、D₃和第1个载波的比较寄存器的值确定其他载波的比较寄存器的值，即比较寄存器CMP3至比较寄存器CMP8的值，并对比较寄存器CMP3至比较寄存器CMP8进行更新。

2.如权利要求1所述的一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法，其特征在于，步骤1中，若调制方式为单移相调制，则：

D₁＝D₃＝0，D₂控制电路传输功率的大小和方向；

步骤2中，α值采用下式计算得到：

上式中：k代表传输电压比，k＝nV₂/V₁，n表示变压器的变比；

状态一表示双有源桥正向未实现零电压开通；状态二表示双有源桥正向实现零电压开通；状态三表示双有源桥反向未实现零电压开通；状态四表示双有源桥反向实现零电压开通。

3.如权利要求2所述的一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法，其特征在于，双有源桥能否实现零电压开通与移相角D₂有关，有：

上式中，non-ZVS表示双有源桥未实现零电压开通，ZVS表示双有源桥实现零电压开通。

4.如权利要求1所述的一种改善双有源桥动态性能的新型通用四移相调制方法，其特征在于，步骤1中，若调制方式为三重移相调制，则：

移相角D₁、D₂、D₃控制电路传输功率的大小和方向；

步骤2中，α值采用下式计算得到：

上式中：k代表传输电压比，k＝nV₂/V₁，n表示变压器的变比；

buck模式正向功率传输中，不同功率大小的最优移相角分为模态一及模态二，模态一表示轻载状态，模态二表示重载状态。

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