CN107370386A - 电流型双向dc‑dc变换器的最优占空比电压不匹配控制方法 - Google Patents

电流型双向dc‑dc变换器的最优占空比电压不匹配控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开电流型双向DC‑DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，属于电力电子领域。本发明采用最优占空比电压不匹配控制；通过同时调节占空比及高、低压侧电压之间的移相角，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时降低电流峰值，减小功率器件应力；另外，通过最优占空比策略限定占空比，减小环流阶段时间，同时通过电压不匹配控制，使得变压器电压不匹配，在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，进一步降低电路损耗。本发明能够减小电压应力和环流损耗以及实现电路输入电流的低纹波运行，降低器件耐压等级，减小器件导通损耗，提高变换效率，降低成本，实现全负载范围软开关。

Description

电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法
技术领域
本发明涉及一种电流源型双向DC-DC变换器及用于电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
技术背景
电流源型DAB由于其电流源侧的电流脉动较小，对电池来说充放电电流比较温和，所以适用于类似的场合。下面以燃料电池汽车的应用为例，介绍一该类变换器的在这种应用背景下的应用。
燃料电池是一种电化学的装置，能将燃料的化学能直接转化为电能而不经过中间过程，所以可以避免中间的转换的损失，达到很高的发电效率。同时，其还有低污染、低噪声的优点。燃料电池在航空航天，潜艇等方面已经得到了应用[6]，而电动汽车领域也将会成为燃料电池应用的一个主要方向，目前市场已有多种采用燃料电池发电的自动车出现[7]。在燃料电池的应用***中，双向 DC-DC变换器起到着重要的作用。
相比传统的电压源型DAB，电流源型DAB在电流源侧拥有更小的电流脉动，而且可以通过引入的钳位电容实现变压器原副边电压的实时匹配，这些优点使其适用于在低压侧需求低电流脉动和宽电压范围的场合。
一种带有源钳位电路的电流源型半桥DAB拓扑(current-fed DAB,CF-DAB) 在IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】于2008年发表的“AZVSBidirectionalDC-DCConverterWithPhase-ShiftPlusPWMControlScheme”【一种零电压开通的双向直流-直流变换器及其移相加PWM控制策略】一文中被提出。该拓扑使用了移相加PWM控制方法，通过原边进行PWM调制，可以使钳位电容上的电压与输出电压相匹配，这样就可以让漏感电流在功率传输阶段的斜率为零，而不受输入电压的影响。该拓扑可以在宽输入范围内实现所有开关管的软开关，而且其交错的结构可以减小输入电力的纹波，适用于低压大电流且需要双向功率流的场合。但是，这种控制方法会使漏感电流在轻载的时候出现一个较高的尖峰，不仅降低了变换器的效率，对器件的可靠性也会有影响。
一种电流源型双有源桥双向DC-DC变换器在IEEE Transactions on PowerElectronics【电力电子期刊】于2017年发表的“High-Efficiency Current-Fed DualActive BridgeDC-DC Converter With ZVS AchievementThroughout Full Range ofLoad UsingOptimized Switching Patterns”【采用优化开关模式在全负载范围内实现ZVS的高效率电流源型双有源桥直流-直流变换器】一文中被提出。该拓扑将副边的半桥结构改为了全桥结构，同时采用原副边等效占空比加移相控制，解决了电流源型半桥DAB存在的在环流阶段漏感电流较大，存在较大的环流损耗，以及漏感电流有一个峰值尖刺，会导致流过开关器件的电流峰值较大，影响开关管的可靠性，这两个问题。但是其存在电压应力较高，和环流阶段较长的问题。
发明内容
为了克服上述的变换器和控制方法存在下述技术问题：(1)电流尖刺高；(2) 环流损耗大；(3)电压应力高，影响变换器可靠性；(4)影响变换器效率；(5) 器件所需耐压值高，成本高。本发明公开的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法要解决的技术问题是：实现对电流源型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制，能够减小电压应力和环流损耗以及实现电路输入电流的低纹波运行，降低器件耐压等级，减小器件导通损耗，提高变换效率，降低成本，实现全负载范围软开关。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，变换器由主电路和控制电路组成。主电路主要由高压侧和低压侧构成，控制电路主要由控制器和驱动电路构成。采用最优占空比电压不匹配控制，通过同时调节占空比及高压侧和低压侧电压之间的移相角，减小在功率不传递的阶段漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时降低电流峰值，减小功率器件应力，另外，通过最优占空比策略限定占空比在40～60％，减小环流阶段时间，同时通过电压不匹配控制，使得变压器漏感两端电压形状相同而幅值不同，造成电压不匹配，使得在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，实现全负载范围软开关，进一步降低电路损耗。同时，电压不匹配使得低压侧钳位电压降低，所以低压侧能够使用耐压等级较低的器件，器件的成本和导通损耗均被降低。同时为保证软开关实现条件，钳位电压将会根据功率的变化而自动调整。至此，完成电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制。
所述的最优占空比策略指通过设定钳位电压的给定值，使得漏感低压侧电压占空比限定在40～60％，能够以减小变换器环流时间，减小环流损耗，提高效率。
所述的限定占空比在40～60％优选限定在50％。
本发明公开的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，所述的电流源型双向DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成；主电路主要由高压侧和低压侧构成，所述的低压侧包括直流电感(L1、L2)和由开关管(Q1、Q2、Q1a、Q2a)和箝位电容(Cd1、Cd2)组成的箝位电路，高压侧由有源全桥和输出电容(Co)组成，有源全桥包括开关管(S1，S2，S3、S4)。
低压侧的直流电感L1和L2的一端同时和低压电源正极相连，直流电感L1和直流电感L2的另一端分别与升压半桥的中点a和b相连，同时a点分别与开关管Q1a的源极、Q1的漏极、电感Lr一端相连，开关管Q1a的漏极与箝位电容 Cd1一端连接，开关管Q2a的漏极连接到箝位电容Cd2一端，开关管Q1的源极、开关管Q2的源极、箝位电容Cd1与箝位电容Cd2的一端连接到输入电源负极，电感Lr的另一端与变压器T原边一端连接，变压器T原边另一端连接到b点；低压侧与高压侧通过变压器T产生电气连接；变压器T副边的两端分别连接到有源全桥的中点c和d，c点与开关管S1的S极和开关管S3的漏极相连，d点与 S2的源极和开关管S4的漏极相连，开关管S1和S2的漏极、输出电容Co的一端都连接到输出负载的一端，开关管S3、开关管S4的阴极、Co的一端同时与负载的另一端相连。
控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压电流采样信号进行转换，并依据所述的用于电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法产生PWM驱动信号，实现对电流源型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制。驱动电路用来接受来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路开关管(Q1、 Q2、Q1a、Q2a、S1，S2，S3、S4)提供驱动电压。
本发明公开的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，包括PWM占空比控制环和移相控制环，控制量分别为占空比D和移相角包括如下步骤：
步骤一：通过低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环的调节，使低压侧电压vab波形超前或滞后于高压侧电压vcd相位角当功率为低压侧流向高压侧时，即BOOST模式，低压侧电压vab超前于高压侧电压vcd，此时相位角为正；当功率为高压侧流向低压侧时，即BUCK模式，低压侧电压vab滞后于高压侧电压vcd。通过调节低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的相位角此时相位角为负，使输出电压达到给定值Vref，同时使开关管Q1、Q2交错导通，使直流电感L1、L2上电流有180°相位差，直流电感电流叠加能够降低输入电流纹波。
所述的步骤一的具体实现方法为：
通过低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环的调节，使低压侧电压vab波形超前或滞后于输出侧电压vcd相角低压侧电压vab和高压侧电压 vcd之间的移相控制环通过电压传感器采样输出侧电压Vo的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值Vref与Vo的差值作为移相控制环第一电压数字PI 调节器的输入，第一电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器的给定；通过电流传感器采样低压侧电流iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与iin的差值作为电流数字PI 调节器的输入，电流数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为高压侧开关管载波与基准载波的移相角当高压侧开关管载波与基准载波的移相角为正时，变换器工作在BOOST模式，当高压侧开关管载波与基准载波的移相角Φ为负时，变换器工作在BUCK模式；以低压侧超前桥臂的载波Vtr1为基准载波，经载波移相控制器移相180°得到低压侧滞后桥臂载波Vtr2，使开关管Q1、Q2交错导通，使直流电感L1、L2上电流有180°相位差，直流电感电流叠加能够降低输入电流纹波。基准载波Vtr1经载波移相控制器相移角叠加后得到相位为的高压侧超前桥臂载波Vtr3，将载波Vtr3移相(2D-1)T/2后得到输出侧滞后桥臂载波Vtr4，其中占空比D为PWM占空比控制环的输出，T为开关周期。
步骤二：通过低压侧PWM占空比控制环的调节，调节低压侧开关管的占空比D，使占空比D限定在40～60％，使钳位电容Cd2两端电压保持稳定，同时为保证软开关实现条件，钳位电压将会根据功率的变化而自动调整；并由低压侧PWM占空比控制环输出量计算出高压侧两桥臂相位差，所述的高压侧开关管驱动PWM波占空比固定为50％，使漏感两侧产生波形相同、但幅值不同的电压波形，使得在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，实现全负载范围软开关，进一步降低电路损耗。至此，完成电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制。
所述的步骤二的具体实现方法为：
通过电压传感器采样输入侧钳位电容Cd1和Cd2上的电压Vc，通过公式Vref/n- ΔV+kVinIin计算出钳位电压给定来调节低压侧开关管的占空比D，使占空比D 限定在40～60％，其中：Vref为高压电压的给定值，即移相控制环的给定值，Δ V为实现电压不匹配加入的偏置量，kVinIin为钳位电压随功率变化而添加的补偿量，用于保证软开关实现，即为保证软开关实现条件。钳位电压将会根据功率的变化而自动调整。对钳位电压给定和钳位电压反馈进行求差后作为PWM控制环的第二电压数字PI调节器的输入，将PWM控制环第二电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后得到第二电压数字调节器输出Vm，将Vm与载波Vtr1、Vtr2比较，分别得到开关管Q1、Q2的PWM驱动信号，将开关管Q1和Q2的驱动信号反向后分别作为开关管Q1a和Q2a的PWM驱动信号；将载波幅值一半的直流量与Vtr3、Vtr4比较，分别得到开关管S1和S4的PWM驱动信号。将开关管S1和S4的驱动信号反向后分别作为开关管S3和S2的PWM驱动信号。通过上述驱动逻辑关系使漏感两侧产生波形相同、但幅值不同的电压波形，使得在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，实现全负载范围软开关，进一步降低电路损耗。至此，完成电流型双向 DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制。
所述的偏置量ΔV大小由实验确定，实验时通过保证高压侧开关管ZVS的最小值而确定。
作为优选，步骤2所述的限定占空D比在40～60％优选限定在50％。
作为优选，所述开关管(Q1、Q2、Q1a、Q2a、S1，S2，S3、S4)为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
有益效果：
1、本发明公开的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，通过调节低压侧占空比和高压侧两桥臂之间的相位差以及漏感两侧电压移相角，通过控制占空比在最优范围内，能够降低器件电压应力，降低成本，同时还能减小***环流阶段时间，降低导通损耗，提高效率。
2、本发明公开的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，使得变压器漏感两端电压形状相同而幅值不同，利用电压不匹配，使得在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，进一步降低电路损耗。
附图说明
图1为本发明实施例隔离式双向DC-DC变换器电路结构示意图；
图2为本发明实施例的最优占空比电压不匹配控制方法框图；
图3a)为本发明实例主要波形图(Boost--LightLoad--D>0.5)；
图3b)为本发明实例主要波形图(Buck--LightLoad--D＜0.5)。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明。
实施例1：
如图1所示，本实施例公开的电流源型双向DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成；主电路主要由高压侧和低压侧构成，所述的低压侧包括直流电感(L1、L2)和由开关管(Q1、Q2、Q1a、Q2a)和箝位电容(Cd1、Cd2)组成的箝位电路，高压侧由有源全桥和输出电容(Co)组成，有源全桥包括开关管 (S1，S2，S3、S4)。连接关系是：输入侧的直流电感L1和L2的一端同时和输入电源正极相连，直流电感L1和直流电感L2的另一端分别与升压半桥的中点a和 b相连，同时a点分别与开关管Q1a的源极、Q1的漏极、电感Lr一端相连，开关管Q1a的漏极与箝位电容Cd1一端连接，开关管Q2a的漏极连接到箝位电容Cd2一端，开关管Q1的源极、开关管Q2的源极、箝位电容Cd1与箝位电容Cd2的一端连接到输入电源负极，电感Lr的另一端与变压器T原边一端连接，变压器T 原边另一端连接到b点；输入侧与输出侧通过变压器T产生电气连接；变压器 T副边的两端分别连接到有源全桥的中点c和d，c点与开关管S1的S极和开关管S3的漏极相连，d点与S2的源极和开关管S4的漏极相连，开关管S1和S2的漏极、输出电容Co的一端都连接到输出负载的一端，开关管S3、开关管S4的阴极、Co的一端同时与负载的另一端相连。
如图2所示，隔离式双向DC-DC变换器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压电流采样信号进行转换，并依据最优占空比电压不匹配控制方法产生PWM驱动信号，调节低压侧占空比和高压侧两桥臂之间的相位差以及漏感两侧电压移相角，通过控制占空比在最优范围内，可以降低器件电压应力，降低成本，同时还能减小***环流阶段时间，降低导通损耗，提高效率。利用电压不匹配，创造更大的输入电流脉动，实现软开关，进一步降低电路损耗。驱动电路用来接受来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路开关管(Q1、Q2、Q1a、 Q2a、S1，S2，S3、S4)提供驱动电压。
所述开关管(Q1、Q2、Q1a、Q2a、S1，S2，S3、S4)为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
如图1所示，V1为低压侧电压，由于低压侧往往连接蓄电池，应该允许其电压有一个波动范围，这里讨论的范围为18V-28V；i1为低压侧电流；低压侧有两个直流电感L1和L2，电感上的电流分别为iL1和iL2(因为L1和L2在电路中是对称的，为了表述方便，下文中有些地方统一以L代指L1、L2，以iL代指iL1、 iL2)；Lr为等效至变压器原边的漏感，iLr为漏感电流；Cd1和Cd2是两个钳位电容，由于电路的对称性，这两个电容上的电压也基本相同，而Vc即为稳态时钳位电容上的电压。在高压侧，Lm为等效至变压器副边的激磁电感，iLm为激磁电感上的激磁电流；V2为高压母线电压。变压器原边电压为a、b两点之间的电压vab，变压器副边电压为c、d两点之间的电压vcd。S1、S2、S3、S4、Q1、Q1a、Q2、Q2a分别代表对应MOS管的门极信号。
用于对电流源型双向DC-DC变换器控制的最优占空比电压不匹配控制方法，包括PWM占空比控制环和移相控制环，控制量分别为占空比D和移相角具体的控制方法包括如下步骤：
步骤一：通过低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环的调节，使低压侧电压vab波形超前或滞后于输出侧电压vcd相角当功率为低压侧流向高压侧时(BOOST模式)，vab超前于vcd；当功率为高压侧流向低压侧时(BUCK 模式)，vab滞后于vcd。
输入侧电压vab和输出侧电压vcd之间的移相控制环通过电压传感器采样输出侧电压Vo的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值Vref与Vo的差值作为移相控制环第一电压数字PI调节器的输入，第一电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器的给定；通过电流传感器采样低压侧电流iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与iin的差值作为电流数字PI调节器的输入，电流数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为高压侧开关管载波与基准载波的移相角Φ；基准载波Vtr1经载波移相控制器移相180°得到输入侧滞后桥臂载波Vtr2，基准载波Vtr1经载波移相控制器相移角叠加后得到相位为的载波Vtr3，将Vtr3移相(2D-1)T/2后得到输出侧滞后桥臂载波Vtr4，其中D为PWM占空比控制环的输出，T为开关周期。
步骤二：通过低压侧PWM占空比控制环的调节，调节低压侧开关管的占空比，使其始终处于40％～60％，使钳位电容Cd2两端电压保持稳定；并由该环输出量计算出高压侧两桥臂相位差(高压侧开关管占空比固定为50％)，使两侧产生波形相同，但幅值不同的电压波形，实现不匹配效果，以此来实现软开关。同时使开关管Q1、Q2交错导通，直流电感L1、L2上电流有180°相位差，耦合电感电流叠加可以降低输入电流纹波。
通过电压传感器采样输入侧钳位电容Cd1和Cd2上的电压Vc，与经过计算出来的电压给定(Vref/n-ΔV+kVinIin)(Vref为输出电压的给定值，即移相控制环的给定值，ΔV为实现电压不匹配加入的偏置量，kVinIin为钳位电压随功率变化而添加的补偿量，用于保证软开关实现)进行求差后作为PWM控制环的第二电压数字PI调节器的输入，将PWM控制环第二电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后得到调节器输出Vm，将Vm与载波载波Vtr1、Vtr2比较，分别得到开关管Q1、Q2的PWM驱动信号，将开关管Q1和Q2的驱动信号反向后分别作为开关管Q1a和Q2a的PWM驱动信号；将载波幅值一半的直流量与Vtr3、Vtr4比较，分别得到开关管S1和S4的PWM驱动信号。将开关管S1和S4的驱动信号反向后分别作为开关管S3和S2的PWM驱动信号。
本实施例及其电路拓扑工作过程如下：
变换器上电开始工作后，对于移相控制环，数字运算控制器通过传感器采样输入侧电流iin和输出电压Vo作为反馈。Vref为输出电压给定，计算电压给定值Vref与Vo的差值，该差值作为移相控制环第一电压数字PI调节器的输入，第一电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器的给定；通过电流传感器采样低压侧电流iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与iin的差值作为电流数字PI调节器的输入，电流数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为高压侧开关管载波与基准载波的移相角基准载波Vtr1经载波移相控制器移相180°得到输入侧滞后桥臂载波Vtr2，基准载波Vtr1经载波移相控制器相移角叠加后得到相位为Φ的载波Vtr3，将Vtr3移相(2D-1)T/2后得到输出侧滞后桥臂载波Vtr4，其中D为PWM占空比控制环的输出，T为开关周期。
通过电压传感器采样输入侧钳位电容Cd1和Cd2上的电压Vc，与经过计算出来的电压给定(Vref/n-ΔV+kVinIin)(Vref为输出电压的给定值，即移相控制环的给定值，ΔV为实现电压不匹配加入的偏置量，kVinIin为钳位电压随功率变化而添加的补偿量，用于保证软开关实现)进行求差后作为PWM控制环的第二电压数字PI调节器，将PWM控制环第二电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后得到调节器输出Vm，将Vm与载波载波Vtr1、Vtr2比较，分别得到开关管Q1、 Q2的PWM驱动信号，将开关管Q1和Q2的驱动信号反向后分别作为开关管Q1a和Q2a的PWM驱动信号；将载波幅值一半的直流量与Vtr3、Vtr4比较，分别得到开关管S1和S4的PWM驱动信号。将开关管S1和S4的驱动信号反向后分别作为开关管S3和S2的PWM驱动信号。
PWM控制环的具体控制信号变化过程如下：当Vc>(Vref/n-ΔV+kVinIin)时，即输入侧箝位电容电压Vc高于输入侧箝位电容电压给定(Vref/n-ΔV+kVinIin)，此时为了使得变压器低压侧电压跟随其给定，调节器输出值变小，低压侧开关的占空比降低，使得箝位电容电压Vc减小，也就是使得变压器低压侧电压vab的幅值减小(变压器输入侧电压vab幅值为输入侧箝位电容电压Vc)。同理，当 Vc＜(Vref/n-ΔV+kVinIin)时，此时变压器低压侧箝位电容电压Vc低于给定，这时调节器就会增大MOS管的占空比D，使得变压器输入侧电压vab增大，从而使钳位电压稳定。
如图3所示，当电路工作在BOOST模式下，以Q1a为例说明低压侧上管软开关实现过程。t4-t5之间为Q1a开通前的死区。可以认为iL1在死区之间近似不变，维持为iLmax。而死区内漏感电流应该先谐振完成结电容的充放电，然后以恒定斜率上升。当C1a完成放电后，Q1a体二极管导通，实现Q1a的ZVS条件，而Q2a与Q1a相同。对于低压侧下管以Q1为例，在其开通前的死区t8-t9间漏感电流iLr和直流电感电流iL1的差值为结电容放电。当C1电压为0时，Q1体二极管导通，实现Q1a的ZVS条件。而高压侧四个开关管都是靠漏感电流峰值为结电容放电实现ZVS的，因此，电压不匹配造就的电流峰值对于副边实现软开关是十分有利的。
综上，通过本发明提出的最优占空比电压不匹配控制方法，可以很好地对电流源型双向DC-DC变换器实施控制，能够降低器件电压应力，减小器件导通损耗，降低成本，减小环流阶段时间，减小环流损耗，同时实现全负载范围软开关，提高变换效率和可靠性。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：包括PWM占空比控制环和移相控制环，控制量分别为占空比D和移相角φ；包括如下步骤，
步骤一：通过低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环的调节，使低压侧电压vab波形超前或滞后于高压侧电压vcd相位角当功率为低压侧流向高压侧时，即BOOST模式，低压侧电压vab超前于高压侧电压vcd，此时相位角为正；当功率为高压侧流向低压侧时，即BUCK模式，低压侧电压vab滞后于高压侧电压vcd；通过调节低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的相位角此时相位角为负，使输出电压达到给定值Vref，同时使开关管Q1、Q2交错导通，使直流电感L1、L2上电流有180°相位差，直流电感电流叠加能够降低输入电流纹波；
步骤二：通过低压侧PWM占空比控制环的调节，调节低压侧开关管的占空比D，使占空比D限定在40％～60％，使钳位电容Cd2两端电压保持稳定，同时为保证软开关实现条件，钳位电压将会根据功率的变化而自动调整；并由低压侧PWM占空比控制环输出量计算出高压侧两桥臂相位差，所述的高压侧开关管驱动PWM波占空比固定为50％，使漏感两侧产生波形相同、但幅值不同的电压波形，使得在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，实现全负载范围软开关，进一步降低电路损耗；至此，完成电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制。
2.如权利要求1所述的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：所述的电流源型双向DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成；主电路主要由高压侧和低压侧构成，所述的低压侧包括直流电感(L1、L2)和由开关管(Q1、Q2、Q1a、Q2a)和箝位电容(Cd1、Cd2)组成的箝位电路，高压侧由有源全桥和输出电容(Co)组成，有源全桥包括开关管(S1，S2，S3、S4)；
低压侧的直流电感L1和L2的一端同时和低压电源正极相连，直流电感L1和直流电感L2的另一端分别与升压半桥的中点a和b相连，同时a点分别与开关管Q1a的源极、Q1的漏极、电感Lr一端相连，开关管Q1a的漏极与箝位电容Cd1一端连接，开关管Q2a的漏极连接到箝位电容Cd2一端，开关管Q1的源极、开关管Q2的源极、箝位电容Cd1与箝位电容Cd2的一端连接到输入电源负极，电感Lr的另一端与变压器T原边一端连接，变压器T原边另一端连接到b点；低压侧与高压侧通过变压器T产生电气连接；变压器T副边的两端分别连接到有源全桥的中点c和d，c点与开关管S1的S极和开关管S3的漏极相连，d点与S2的源极和开关管S4的漏极相连，开关管S1和S2的漏极、输出电容Co的一端都连接到输出负载的一端，开关管S3、开关管S4的阴极、Co的一端同时与负载的另一端相连；
控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压电流采样信号进行转换，并依据所述的用于电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法产生PWM驱动信号，实现对电流源型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制；驱动电路用来接受来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路开关管(Q1、Q2、Q1a、Q2a、S1，S2，S3、S4)提供驱动电压。
3.如权利要求1或2所述的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：所述的步骤一的具体实现方法为：
通过低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环的调节，使低压侧电压vab波形超前或滞后于输出侧电压vcd相角低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环通过电压传感器采样输出侧电压Vo的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值(Vref/n-ΔV+kVinIin与Vo)的差值作为移相控制环第一电压数字PI调节器的输入，第一电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器的给定；通过电流传感器采样低压侧电流iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与iin的差值作为电流数字PI调节器的输入，电流数字PI调节器的输出经限幅器限幅后作为高压侧开关管载波与基准载波的移相角当高压侧开关管载波与基准载波的移相角为正时，变换器工作在BOOST模式，当高压侧开关管载波与基准载波的移相角为负时，变换器工作在BUCK模式；以低压侧超前桥臂的载波Vtr1为基准载波，经载波移相控制器移相180°得到低压侧滞后桥臂载波Vtr2，使开关管Q1、Q2交错导通，使直流电感L1、L2上电流有180°相位差，直流电感电流叠加能够降低输入电流纹波；基准载波Vtr1经载波移相控制器相移角Φ叠加后得到相位为的高压侧超前桥臂载波Vtr3，将载波Vtr3移相(2D-1)T/2后得到输出侧滞后桥臂载波Vtr4，其中占空比D为PWM占空比控制环的输出，T为开关周期。
4.如权利要求3所述的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：所述的步骤二的具体实现方法为，
通过电压传感器采样输入侧钳位电容Cd1和Cd2上的电压Vc，通过公式Vref/n-ΔV+kVinIin计算出钳位电压给定来调节低压侧开关管的占空比D，使占空比D限定在40％～60％，其中：Vref为高压电压的给定值，即移相控制环的给定值，ΔV为实现电压不匹配加入的偏置量，kVinIin为钳位电压随功率变化而添加的补偿量，用于保证软开关实现，即为保证软开关实现条件；钳位电压将会根据功率的变化而自动调整；对钳位电压给定和钳位电压反馈进行求差后作为PWM控制环的第二电压数字PI调节器的输入，将PWM控制环第二电压数字PI调节器的输出经限幅器限幅后得到第二电压数字调节器输出Vm，将Vm与载波Vtr1、Vtr2比较，分别得到开关管Q1、Q2的PWM驱动信号，将开关管Q1和Q2的驱动信号反向后分别作为开关管Q1a和Q2a的PWM驱动信号；将载波幅值一半的直流量与Vtr3、Vtr4比较，分别得到开关管S1和S4的PWM驱动信号；将开关管S1和S4的驱动信号反向后分别作为开关管S3和S2的PWM驱动信号；通过上述驱动逻辑关系使漏感两侧产生波形相同、但幅值不同的电压波形，使得在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，实现全负载范围软开关，进一步降低电路损耗；至此，完成电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制。
5.如权利要求,4所述的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：步骤2所述的限定占空D比在40～60％选限定在50％。
6.如权利要求5所述的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：所述开关管(Q1、Q2、Q1a、Q2a、S1，S2，S3、S4)为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
7.电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：变换器由主电路和控制电路组成；主电路主要由高压侧和低压侧构成，控制电路主要由控制器和驱动电路构成；采用最优占空比电压不匹配控制，通过同时调节占空比及高压侧和低压侧电压之间的移相角，减小在功率不传递的阶段漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，同时降低电流峰值，减小功率器件应力，另外，通过最优占空比策略限定占空比在40％～60％，减小环流阶段时间，同时通过电压不匹配控制，使得变压器漏感两端电压形状相同而幅值不同，造成电压不匹配，使得在最难实现软开关的高压侧开关管开通前有更大的结电容充电电流，以此保证软开关的实现，实现全负载范围软开关，进一步降低电路损耗；同时，电压不匹配使得低压侧钳位电压降低，所以低压侧能够使用耐压等级较低的器件，器件的成本和导通损耗均被降低；同时为保证软开关实现条件，钳位电压将会根据功率的变化而自动调整；至此，完成电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制。
8.如权利要求7所述的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：所述的最优占空比策略指通过设定钳位电压的给定值，使得漏感低压侧电压占空比限定在40％～60％，能够以减小变换器环流时间，减小环流损耗，提高效率。
9.如权利要求8所述的电流型双向DC-DC变换器的最优占空比电压不匹配控制方法，其特征在于：所述的限定占空比在40％～60％选限定在50％。
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