CN114430234B - 一种dab变换器的软开关及电流应力优化方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种DAB变换器的软开关及电流应力优化方法，是DAB变换器工作在输入输出电压不匹配工作条件下，通过控制桥间移相比和桥内移相比的关系，使得变换器的全部开关管工作在零电压开通(ZVS)条件下，以降低***的开关损耗，并以变换器全部开关管工作在零电压开通条件下作为优化前提，对电流应力作进一步的优化，使得变换器的导通损耗降低，提高***整机效率。本发明对DAB变换器的电压传输比在1～2范围内变化时，实现全功率范围内开关管的零电压开通，DAB变换器的电压传输比在0.5～1范围内变化时，其实现全部开关管零电压开通的功率范围要比单移相控制要大，且电流应力较小。
Description
技术领域
本发明属新能源应用领域，具体包含储能、电动汽车、直流微网等需要实现功率双向流动的领域，涉及一种双有源桥DCDC变换器软开关及电流应力优化方法。
背景技术
随着“碳中和，碳达峰”双碳战略目标的提出，推动了新能源技术的快速发展。在储能***中，储能***能够有效抑制可再生能源的出力波动，促进了可再生能源的消纳。在电动汽车领域，随着新能源电动轿车、电动客车、电动货车的保有量大幅增加，相关学者提出了V2G，V2V等概念，同时用户对电动汽车实现功率双向流动的需求也越来多。在直流微网领域，需要高功率、高效率直流变换器来连接中、低压直流母线，实现功率的双向流动。而DAB变换器因其具有功率密度高、体积小、原副边隔离、易于实现功率的双向流动等优点，广泛应用于储能、电动汽车、直流微网***中。
传统单移相(SPS)控制因其控制方式简单，在DAB变换器的控制中得到了广泛地应用。但是当输入输出电压不匹配时，SPS控制会造成其电流应力增大，ZVS运行功率范围减小，轻载时开关管进行硬开通等弊端。因此，在输入输出电压不匹配运行场景中DAB变换器的运行效率较低。而SPS控制只有一个控制自由度，在进行优化控制时有很大的局限性，为此相关学者提出了扩展相移(EPS)、双移相(DPS)、和三重移相(TPS)控制等高自由度的控制方式来对***进行效率优化。在提升***效率方面主要有两种方式：第一种以优化***电流应力减小***导通损耗为主；第二种以实现开关管的ZVS降低开关损耗为主。
然而，现有的DAB变换器整机效率优化有一定的缺陷和不足，主要集中在：
1、在第一类DAB变换器***优化方案中仅对***导通损耗做了优化，但对于高频DAB变换器，其损耗主要来自于开关损耗，因此，高频DAB变换器***应以***的开关损耗为主。
2、在第二类DAB变换器***优化方案中以实现全部开关管ZVS为优化目标，但现有文献存在以下问题：文献多分析降压模式下的软开关优化问题，而对于变换器的运行条件来说也存在升压运行模式；实现软开关的功率范围较小；实现DAB变换器全部开关管的ZVS，但增大了***电流应力。
发明内容
本发明为克服现有技术存在的不足之处，提出一种DAB变换器的软开关及电流应力优化方法，以期能以扩展DAB变换器的软开关功率范围，减小***电流应力，从而提升变换器整机运行效率。
本发明为达到上述发明目的，采用如下技术方案：
本发明一种DAB变换器的软开关及电流应力优化方法的特点在于，是按照以下步骤进行：
步骤1：当所述DAB变换器工作在输入输出电压不匹配工作条件时，利用式(1)得到EPS控制模式下和SPS控制模式下对应的零电压开通约束电感电流标幺值；
式(1)中，iL(t0)为t0时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，iL(t1)为t1时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，iL(t2)为t2时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，k表示电压传输比，且k＝Vi/(nVo)，Vi为DAB变换器的输入电压，Vo为DAB变换器的输出电压，n为高频变压器变比；D1为桥内移相比，D2为桥间移相比，EPSL1为桥内移相比D1在逆变桥侧，且桥间移相比D2大于桥内移相比D1的移相控制模式，EPSL2为桥内移相比D1在逆变桥侧，且桥间移相比D2小于桥内移相比D1的移相控制模式，EPSR为桥内移相比D1在整流桥侧的移相控制模式，SPS为单移相控制模式；由EPSL1、EPSL2和EPSR组成扩展相移控制模式，记为EPS；
步骤2：利用式(2)得到EPS控制模式下和SPS控制模式下的传输功率标幺值p；
式(2)中，P为所述DAB变换器的传输功率，PN为所述DAB变换器的额定传输功率，EPSL1控制模式的约束条件为0≤D1≤D2≤1，EPSL2控制模式的约束条件为0≤D2≤D1≤1，EPSR控制模式的约束条件为0≤D1+D2≤1,SPS控制模式的约束条件为0≤D2≤1；
步骤3：利用式(3)得到DAB变换器在下升压和降压两种工作条件下，采用EPS控制模式和SPS控制模式各个移相模式对应的软开关区域内的传输功率范围；
式(3)中，k＞1表示降压工作条件，k＜1表示升压工作条件；
步骤4：当DAB变换器输入输出电压在降压工作条件时，若DAB变换器重载运行，则选择EPSL1作为移相控制方式，若DAB变换器轻载运行，则选择EPSL2作为移相控制方式；
当DAB变换器输入输出电压在升压工作条件时，选择EPSR作为移相控制方式；
步骤5：利用式(4)得到对应模式下DAB变换器的电流应力标幺值；
式(4)中，iP-EPSL1为EPSL1控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-EPSL2为EPSL2控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-EPSR为EPSR控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-SPS为SPS控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值；
步骤6：利用式(5)建立软开关约束条件下最小电流应力的数学模型，并采用卡鲁什库恩塔克法进行求解，从而在软开关区域内寻找移相比的组合使得电流应力最小；
式(5)中，L(D1,D2,λ,μ)为拉格朗日函数；其中，λ表示等式约束系数，μ表示不等式约束系数，f(D1,D2)为目标函数，即为电流应力；hj(D1,D2)为第j个等式约束条件，λj是对应的第j个约束系数，m表示DAB变换器的等式约束个数，gl(D1,D2)为第l个不等式约束，μl为对应的第l个约束系数，l表示DAB变换器的不等式约束个数；
在降压工作条件下，若DAB变换器重载运行，则利用式(6)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值；
利用式(7)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值，但此时该解为软开关边界约束条件，
在降压工作条件下，若DAB变换器轻载运行，则利用式(7)得到全部开关管工作在零电压开通条件下，所述DAB变换器的电流应力的优化路径；
式(7)中，A为桥内移相比和桥间移相比的比例系数，B为桥内移相比和桥间移相比的叠加系数，w为软开关调节系数；
在升运行条件下，则利用式(8)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值；
步骤7：依据所述DAB变换器工作在输入输出电压的不同工作条件以及DAB变换器的运行情况，利用步骤6得到的控制结论选择不同的移相比组合对所述DAB变换器进行闭环控制，从而使得DAB变换器全部开关管工作在零电压开通条件下，以实现对DAB变换器电流应力的优化。
与已有技术相比，本发明的有益效果是：
1、当DAB变换器输入输出电压在降压工作条件时，本发明通过对电感电流条件进行约束，结合EPSL1控制模式和EPSL2控制模式在实现全部开关管零电压开通方面的控制优势，实现了DAB变换器电压传输比在1～2范围内变化时全功率范围内开关管的零电压开通，并在DAB变换器实现零电压开通的功率区域内对电流应力进行优化，和传统单移相控制(SPS)相比能减小DAB变换器的电流应力；
2、当DAB变换器输入输出电压在升压工作条件时，本发明采用EPSR控制模式扩展了DAB变换器的电压传输比在0.5～1范围内变化时的零电压开通功率范围，在该功率范围内实现了DAB变换器全部开关管的零电压开通，并在DAB变换器实现零电压开通的功率区域内对电流应力进行优化，和传统单移相控制相比能减小DAB变换器的电流应力。
附图说明
图1是本发明实施例中的DAB变换器拓扑图；
图2是本发明DAB变换器在EPS控制和SPS控制下的电压电流理论波形图；
图3a是本发明电压传输比k>1时，DAB变换器在EPS控制和SPS控制下软开关约束区域内的传输功率波形图；
图3b是本发明电压传输比k>1时，DAB变换器在EPS控制和SPS控制下软开关约束区域内的传输功率波形图；
图4a是本发明DAB变换器在降压工作环境下的电流应力优化对比图；
图4b是本发明DAB变换器在升压工作环境下的电流应力优化对比图；
图5a是本发明k＝1.75、P＝400W时DAB变换器的实验波形图；
图5b是本发明k＝1.75、P＝3000W时DAB变换器的实验波形图；
图5c是本发明k＝0.75、P＝950W时DAB变换器的实验波形图；
图6是本发明开关管进行零电压开通时的驱动波形和结电容电压波形图；
图7是本发明所提优化策略与传统SPS控制策略下的***效率对比曲线图。
具体实施方式
本实施例中，如图1所示的一种双有源桥DC-DC变换器拓扑图。输入电压为Vi，输出电压为Vo；原边侧逆变全桥由开关管S1～S4构成，输出交流电压值为Vab；副边侧整流全桥由开关管S5～S8构成，输入交流电压值为Vcd；原、副边全桥通过高频变压器相连，其变比为n:1；L为变压器漏感和辅助电感之和，流过电感电流为iL；Ci为输入侧支撑电容；Co为输出侧滤波电容；负载为R。为了分析简便，假设***在稳定工作状态下，即输入、输出电压恒定。设电压传输比k＝Vi/(nVo)，本实施例中，考虑电压传输比k在0.5～2的范围变化，当k<1时为升压模式，k>1时为降压模式。本方法在不失一般性的情况下，仅以功率正向流动为例，功率反向流动可进行类比即可。
基于以上DAB变换器拓扑结构，一种双有源桥DCDC变换器软开关及电流应力优化方法是通过控制桥间移相比和桥内移相比的关系，使得变换器的全部开关管工作在零电压开通(ZVS)条件下，以降低***的开关损耗，并以变换器全部开关管工作在ZVS条件下作为优化前提，对***的电流应力作进一步的优化，使得变换器的导通损耗降低，提高***整机效率，具体的说，该优化控制方法是按照以下方式进行：
步骤1：当DAB变换器工作在输入输出电压不匹配工作条件时，利用式(1)得到EPS控制模式下和SPS控制模式下对应的零电压开通约束电感电流标幺值；
式(1)中，iL(t0)为t0时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，iL(t1)为t1时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，iL(t2)为t2时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，k表示电压传输比，且k＝Vi/(nVo)，Vi为DAB变换器的输入电压，Vo为DAB变换器的输出电压，n为高频变压器变比；D1为桥内移相比，D2为桥间移相比，EPSL1为桥内移相比D1在逆变桥侧，且桥间移相比D2大于桥内移相比D1的移相控制模式，EPSL2为桥内移相比D1在逆变桥侧，且桥间移相比D2小于桥内移相比D1的移相控制模式，EPSR为桥内移相比D1在整流桥侧的移相控制模式，SPS为单移相控制模式；由EPSL1、EPSL2和EPSR组成扩展相移控制模式，记为EPS；如图2所示为EPS控制模式下和SPS控制模式下各模式的电感电压、电流波形；
步骤2：利用式(2)得到EPS控制模式下和SPS控制模式下的传输功率标幺值p；
式(2)中，P为DAB变换器的传输功率，PN为DAB变换器的额定传输功率，EPSL1控制模式的约束条件为0≤D1≤D2≤1，EPSL2控制模式的约束条件为0≤D2≤D1≤1，EPSR控制模式的约束条件为0≤D1+D2≤1,SPS控制模式的约束条件为0≤D2≤1；
步骤3：利用式(3)得到DAB变换器在下升压和降压两种工作条件下，采用EPS控制模式和SPS控制模式各个移相模式对应的软开关区域内的传输功率范围，并绘制得到升压工作条件和降压工作条件EPS控制模式和SPS控制模式各运行模式在软开关约束条件下的传输功率图，如图3a、图3b所示；
式(3)中，k＞1表示降压工作条件，k＜1表示升压工作条件；
步骤4：根据DAB变换器不同的运行条件选择不同的移相控制方式，根据步骤3得到的传输功率范围，以软开关功率范围为模式选择标准；当DAB变换器输入输出电压在降压工作条件时，若DAB变换器重载运行，则选择EPSL1作为移相控制方式，若DAB变换器轻载运行，则选择EPSL2作为移相控制方式；
当DAB变换器输入输出电压在升压工作条件时，选择EPSR作为移相控制方式；
步骤5：利用式(4)得到对应模式下DAB变换器的电流应力标幺值；
式(4)中，iP-EPSL1为EPSL1控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-EPSL2为EPSL2控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-EPSR为EPSR控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-SPS为SPS控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值；
步骤6：利用式(5)建立软开关约束条件下最小电流应力的数学模型，并采用卡鲁什库恩塔克法进行求解，从而在软开关区域内寻找移相比的组合使得电流应力最小；
式(5)中，L(D1,D2,λ,μ)为拉格朗日函数；其中，λ表示等式约束系数，μ表示不等式约束系数，f(D1,D2)为目标函数，即为电流应力；hj(D1,D2)为第j个等式约束条件，λj是对应的第j个约束系数，m表示DAB变换器的等式约束个数，gl(D1,D2)为第l个不等式约束，μl为对应的第l个约束系数，l表示DAB变换器的不等式约束个数；
在降压工作条件下，若DAB变换器重载运行，则利用式(6)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值；
利用式(7)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值，但此时该解为软开关边界约束条件；
在降压工作条件下，若DAB变换器轻载运行，则利用式(7)得到全部开关管工作在零电压开通条件下，DAB变换器的电流应力的优化路径；
式(7)中，A为桥内移相比和桥间移相比的比例系数，B为桥内移相比和桥间移相比的叠加系数，w为软开关调节系数；
在升运行条件下，则利用式(8)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值；
将得到的软开关条件下电流应力优化解式(6)、式(7)、式(8)代入式(4)，可以得到EPS控制模式和SPS控制模式下***的电流应力值；
式(9)中，Qi(k,p)为电流应力比，其值等于对应功率范围内优化后DAB变换器的电流应力值与传统SPS模式控制下DAB变换器的电流应力值之比，从图4a和图4b中可以看出，在优化功率范围内升压和降压两种运行条件下DAB变换器电流应力都有一定程度的优化；
步骤7：依据DAB变换器工作在输入输出电压的不同工作条件以及DAB变换器的运行情况，利用步骤6得到的控制结论选择不同的移相比组合对DAB变换器进行闭环控制，从而使得DAB变换器全部开关管工作在零电压开通条件下，以实现对DAB变换器电流应力的优化。
为了进一步验证本优化方案的可行性，以TMS320F28335为主控芯片搭建了实物验证平台，平台参数如表1所示：
表1DAB变换器实验参数
图5a所示为电压传输比k＝1.75、传输功率P＝400W时电感两侧桥臂输出的电压波形以及电流波形，此时DAB变换器采用EPSL2作为移相控制方式，所有开关管动作时满足软开关条件。图5b所示为电压传输比k＝1.75、传输功率P＝3000W时电感两侧桥臂输出电压波形以及电流波形，此时控制器采用EPSL1作为移相控制方式，所有开关管均满足软开关要求。因此，当电压传输比k>1时，本方法所提优化控制算法能够实现全功率范围内全部开关管的零电压开通。如图5c所示为升压模式下电压传输比k＝0.75时电感两端电压电流波形，此时DBA变换器传输功率P＝950W，对应DBA变换器功率标幺值p＝0.4，此传输功率下DBA变换器采用EPSL1移相控制方式、EPSL2移相控制方式和SPS移相控制方式均不能实现全部开关管的零电压开通。当DBA变换器采用EPSR作为移相控制方式时，该传输功率在其软开关功率范围内，从图5c中可以看出，DBA变换器所有开关管满足软开关电感电流约束条件。因此，当电压传输比k<1时采用EPSR移相控制方式能够扩展DBA变换器的软开关功率范围。
图6为DBA变换器下桥臂开关管S2、S3、S6、S7的驱动波形VGS和结电容电压VDS波形，从图中可以看出当驱动信号来临，开关管导通之前，电感电流就已经将开关管结电容电压反向充电下降到0V，因此，当开关管导通时即为零电压开通，且由对称性可知上桥臂的四只管子同样实现了零电压开通。
图7为SPS移相控制方式下得到的DAB变换器效率曲线与本方法所提优化策略得到的DAB变换器效率曲线对比图。可以看出在低功率传输P＝200W时，SPS移相控制下DAB变换器效率很低仅为82.5％，而本方法所提策略得到的DAB变换器效率为91.2％；高功率运行时两种控制方式下的DAB变换器效率分别为92.4％和95.8％。这是由于在低功率传输时SPS移相控制下的DAB变换器开关管不能全部工作在零电压开通条件下，且较大的电流应力导致导通损耗较大，而本方法所提策略能够在降压运行条件下能够实现全功率范围内实现所有开关管工作在零电压开通条件下，且电流应力较小。随着传输功率增大，SPS移相控制下的DAB变换器开关管将全部工作在零电压开通条件下，DAB变换器效率提高，但此时的电流应力和本方法所提策略下得到的电流应力相比仍较大，对应的导通损耗大，效率仍较低。因此，本方法所提优化策略能保证DAB变换器所有开关管工作在零电压开通条件下，且有效减小了DAB变换器的电流应力，减小了开关损耗和导通损耗，提升了DAB变换器效率。
Claims (1)
1.一种DAB变换器的软开关及电流应力优化方法，其特征在于，是按照以下步骤进行：
步骤1：当所述DAB变换器工作在输入输出电压不匹配工作条件时，利用式(1)得到EPS控制模式下和SPS控制模式下对应的零电压开通约束电感电流标幺值；
式(1)中，iL(t0)为t0时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，iL(t1)为t1时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，iL(t2)为t2时刻DAB变换器内的开关管动作时的电感电流值，k表示电压传输比，且k＝Vi/(nVo)，Vi为DAB变换器的输入电压，Vo为DAB变换器的输出电压，n为高频变压器变比；D1为桥内移相比，D2为桥间移相比，EPSL1为桥内移相比D1在逆变桥侧，且桥间移相比D2大于桥内移相比D1的移相控制模式，EPSL2为桥内移相比D1在逆变桥侧，且桥间移相比D2小于桥内移相比D1的移相控制模式，EPSR为桥内移相比D1在整流桥侧的移相控制模式，SPS为单移相控制模式；由EPSL1、EPSL2和EPSR组成扩展相移控制模式，记为EPS；
步骤2：利用式(2)得到EPS控制模式下和SPS控制模式下的传输功率标幺值p；
式(2)中，P为所述DAB变换器的传输功率，PN为所述DAB变换器的额定传输功率，EPSL1控制模式的约束条件为0≤D1≤D2≤1，EPSL2控制模式的约束条件为0≤D2≤D1≤1，EPSR控制模式的约束条件为0≤D1+D2≤1,SPS控制模式的约束条件为0≤D2≤1；
步骤3：利用式(3)得到DAB变换器在下升压和降压两种工作条件下，采用EPS控制模式和SPS控制模式各个移相模式对应的软开关区域内的传输功率范围；
式(3)中，k＞1表示降压工作条件，k＜1表示升压工作条件；
步骤4：当DAB变换器输入输出电压在降压工作条件时，若DAB变换器重载运行，则选择EPSL1作为移相控制方式，若DAB变换器轻载运行，则选择EPSL2作为移相控制方式；
当DAB变换器输入输出电压在升压工作条件时，选择EPSR作为移相控制方式；
步骤5：利用式(4)得到对应模式下DAB变换器的电流应力标幺值；
式(4)中，iP-EPSL1为EPSL1控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-EPSL2为EPSL2控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-EPSR为EPSR控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值，iP-SPS为SPS控制模式下DAB变换器的电流应力标幺值；
步骤6：利用式(5)建立软开关约束条件下最小电流应力的数学模型，并采用卡鲁什库恩塔克法进行求解，从而在软开关区域内寻找移相比的组合使得电流应力最小；
式(5)中，L(D1,D2,λ,μ)为拉格朗日函数；其中，λ表示等式约束系数，μ表示不等式约束系数，f(D1,D2)为目标函数，即为电流应力；hj(D1,D2)为第j个等式约束条件，λj是对应的第j个约束系数，m表示DAB变换器的等式约束个数，gl(D1,D2)为第l个不等式约束，μl为对应的第l个约束系数，l表示DAB变换器的不等式约束个数；
在降压工作条件下，若DAB变换器重载运行，则利用式(6)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值；
利用式(7)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值，但此时该解为软开关边界约束条件，
在降压工作条件下，若DAB变换器轻载运行，则利用式(7)得到全部开关管工作在零电压开通条件下，所述DAB变换器的电流应力的优化路径；
式(7)中，A为桥内移相比和桥间移相比的比例系数，B为桥内移相比和桥间移相比的叠加系数，w为软开关调节系数；
在升运行条件下，则利用式(8)得到使得电流应力最小时的移相比关系以及移相比值；
步骤7：依据所述DAB变换器工作在输入输出电压的不同工作条件以及DAB变换器的运行情况，利用步骤6得到的控制结论选择不同的移相比组合对所述DAB变换器进行闭环控制，从而使得DAB变换器全部开关管工作在零电压开通条件下，以实现对DAB变换器电流应力的优化。
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