CN104582132A - 用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器。所述无闪烁电能转换器包含一闭环直流转直流转换单元、一开关及一闭环交流转直流转换单元。所述闭环直流转直流转换单元是用以根据一直流电压，产生一驱动电流驱动至少一发光二极管串，以及产生一开关控制信号。所述开关是用以接收所述开关控制信号，以及根据所述开关控制信号开启与关闭。所述闭环交流转直流转换单元电连接于所述开关的源极端，用以根据一交流电压，产生所述直流电压。所述闭环交流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元分别执行一功率因素校正以及一直流转直流转换。相较于现有技术，所述无闪烁电能转换器具有高功率因素、无棘波和无闪烁等优点。

Description

用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器
技术领域
本发明涉及用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器。
背景技术
请参照图1，图1是说明作为脱机发光二极管驱动器的传统直流转直流转换器100的示意图。在直流转直流转换器100的运作中，时钟发生器A3在固定频率下，开启(enable)R/S触发器A1以驱动开关M1。比较器A4通过第二电阻R2侦测流经开关M1的电流以重置R/S触发器A1。前沿消隐(leading-edge blanking)A2暂时关闭反馈信号一段预定时间以防止开关M1的开启棘波(turn-on spikes)过早重置R/S触发器A1，其中开启棘波(也就是流经开关M1的瞬间大电流)通常是由第五二极管D5的寄生电容和开关M1所造成。
如图1所示，开环侦测最大切换电流(也就是流经开关M1的最大电流)以开启开关M1(开关M1的开启区间)，以及利用开关M1的开启区间估计在时钟发生器A3所产生的固定频率下流经发光二极管串D6的电流。
如图1所示，第一电容C1是一稳压电容，其中第一电容C1是用以通过第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4所构成的桥式整流器储存足够的能量以在直流转直流转换器100的两次线性放电中继续正常的操作。第五二极管D5是一反激二极管(flyback diode)用以当开关M1关闭(开关M1的关闭区间)时，提供电流路径给电感T1以继续供电给第二电容C2和发光二极管串D6。
第二电容C2和发光二极管串D6可和第五二极管D5串联。如图1所示，电感T1是用以储存能量以在开关M1的关闭区间对第二电容C2再充电。
第一电阻R1提供直流转直流转换器100的启动能力。电感T2是用以磁耦合电感T1以提供一供电电压给第三电容C3，以及二极管D8是用以防止第一电阻R1被电感T2短路。齐纳(Zener)二极管D11是用以调整供电电压。
直流转直流转换器100原本在直流转直流转换应用时可良好地运作。然而，在市场产品逐渐追求高功率因素(power factor,PF)所代表的更高电力质素下，若直接以直流转直流转换器100执行交流转直流(ac-dc)转换应用，第一电容C1将被缩小尺寸以追踪交流电压VAC，以及参考电压VREF将被正弦波调变以调整开关M1的开启区间，以因应第一电容C1所产生的正弦波供电电压。
然而，如果开关M1被视为采样定理的采样器，则全波整流的正弦波的频谱将会在采样速率的所有谐波处不断复制。也就是说直流转直流转换器的第一纹波频率等于开关M1的切换频率(例如40KHz)时，但交流转直流转换器的第一纹波频率会是交流电源正弦波的两倍(例如120Hz)，也就是说交流转直流转换器的第一纹波频率比起直流转直流转换器的第一纹波频率降低百倍以上。因此原适用直流转直流转换器的微小第二电容C2完全不符合交流转直流转换器的需求(也就是滤除交流转直流转换器的第一纹波频率的需求)。
因此，交流转直流转换器必须使用一个大的第二电容C2(电解电容)以抵销上述问题，然而大的电解电容C2将增加开关M1的开启延迟以及增加交流转直流转换器的成本、尺寸与寿命等等因素互相牵制，因此无法有效解决交流电源正弦波的纹波。
更糟的是，因为发光二极管串D6具有电流对电压的指数特性，所以即使是很小的电压纹波都将造成流经发光二极管串D6的电流大的波动，造成发光二极管串D6的闪烁。
另外，因为任何开关M1、二极管D5或电感T1的变异都可能改变开启棘波的特性，导致难以设计一个广泛通用的前沿消隐A2。
发明内容
本发明的一实施例公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器。所述无闪烁电能转换器包含一闭环直流转直流转换单元、一一开关和一闭环交流转直流转换单元。所述闭环直流转直流转换单元是用以根据一直流电压，产生一驱动电流驱动至少一发光二极管串，以及产生一开关控制信号。所述开关是用以接收所述开关控制信号，以及根据所述开关控制信号开启与关闭。所述闭环交流转直流转换单元电连接于所述开关的源极端，其中所述闭环交流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元共享所述开关，且根据一交流电压，产生所述直流电压。所述闭环交流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元分别执行一功率因素校正(power factor correction,PFC)以及一直流转直流转换。
本发明的另一实施例公开一种无闪烁电能转换器。所述无闪烁电能转换器包含一闭环直流转直流转换单元。所述闭环直流转直流转换单元是用以产生一驱动电流或一驱动电压。所述直流转直流转换单元包含一第一电感、一开关和一第一二极管。所述第一电阻和所述第一电感是串联设置在所述开关的源极端为得到一无棘波侦测电压。
本发明公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器。相较于现有技术，所述无闪烁电能转换器利用电连接于一开关的源极端的闭环交流转直流转换单元执行一功率因素校正，以及利用一无棘波的闭环直流转直流转换单元执行一直流转直流转换。因此，所述无闪烁电能转换器具有高功率因素、无棘波和无闪烁等优点。另外，相较于现有技术，因为本发明所公开的闭环直流转直流转换单元是利用一第一电感在本质上可压抑本身电流因电压突然的变化，所以本发明并不需要现有技术所公开的前沿消隐(leading-edgeblanking)，导致本发明所公开的闭环直流转直流转换单元具有相对简单的架构。
附图说明
图1是说明作为脱机发光二极管驱动器的传统直流转直流转换器的示意图。
图2是本发明一第一实施例公开一种用以驱动发光二极管的无棘波电能转换器的示意图。
图3A是本发明一第一实施例公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器的示意图。
图3B是说明在闭环直流转直流转换单元和闭环交流转直流转换单元的反激过程，对应于第一电感和第二电感的闭环电流续流路径的示意图。
图4是本发明一第二实施例公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器的示意图。
图5是本发明一第三实施例公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器的示意图。
其中，附图标记说明如下：
100                            直流转直流转换器
200                            无棘波电能转换器
300、400、500                  无闪烁电能转换器
202、402                       闭环直流转直流转换单元
204                            桥式整流器
302                            闭环交流转直流转换单元
A1                             R/S触发器
A2                             前沿消隐
A3                             时钟发生器
A4、U1                         比较器
C1                             第一电容
C2                           第二电容
C3                           第三电容
D1                           第一二极管
D2                           第二二极管
D3                           第三二极管
D4                           第四五二极管
D5                           第五二极管
D6                           发光二极管串
D8                           二极管
D11、ZD                      齐纳二极管
ILED                         驱动电流
L1                           第一电感
L2                           第二电感
LD                           发光二极管
M1                           开关
R1                           第一电阻
R2                           第二电阻
RSU                          启动电阻
SCS                          开关控制信号
SC                           稳压电容
SU                           施密特触发比较器
T1、T2                       电感
T                            时间区间
U2                           延迟器
VS                           电压源
VIN                          直流电压
VHC         供电电压
V1          侦测电压
VAC         交流电压
VREF        参考电压
具体实施方式
请参照图2，图2是本发明一第一实施例公开一种用以驱动发光二极管的无棘波电能转换器200的示意图。如图2所示，无棘波电能转换器200包含一闭环直流转直流(dc-dc)转换单元202、一开关M1(功率开关)、一第一电感L1(功率电感)及一第一二极管D1(反激二极管)。闭环直流转直流转换单元202是用以根据一直流电压VIN，产生驱动至少一发光二极管串的驱动电流ILED，以及产生一开关控制信号SCS至开关M1，其中所述至少一发光二极管串包含至少一发光二极管(例如发光二极管LD)。另外，直流电压VIN是由一桥式整流器204所产生，其中桥式整流器204转换一交流电压VAC为直流电压VIN。如图2所示，开关M1接收直流电压VIN和开关控制信号SCS，以及开关M1根据开关控制信号SCS开启与关闭。另外，当无棘波电能转换器200是处于反激过程中时，第一二极管D1串联第一电感L1和发光二极管LD。另外，第一电感L1和第一二极管D1是耦接于一稳压电容SC，其中稳压电容SC是接地。
如图2所示，闭环直流转直流转换单元200包含一比较器U1、一延迟器U2、一第一电阻R1(侦测电阻)、一第二电阻R2(总线电阻)、一第一电容C1(负载电容)及一第二二极管D2(总线二极管)。另外，无棘波电能转换器200另包含一第二电容C2(总线电容)和一齐纳二极管ZD。如图2所示，第二电容C2根据第一电容C1的电压，储存给比较器U1、延迟器U2和第二电阻R2的一供电电压VHC；齐纳二极管ZD并联于第二电容C2，用以调整供电电压VHC。
比较器U1和延迟器U2根据一参考电压VREF和一侦测电压V1，产生开关控制信号SCS，其中参考电压VREF是由一电压源VS所产生。第一电阻R1耦接开关M1的源极端、第一电感L1和第二电容C2，其中第一电阻R1是用以产生侦测电压V1。比较器U1的输出是传送至延迟器U2，其中比较器U1的输出正常都是逻辑高电平，延迟器U2的输出正常也是逻辑高电平。因此开关M1正常下是开启，但第一电感L1缓步增加流经第一电阻R1的电流直到比较器U1的第二输入端的侦测电压V1超过参考电压VREF。此时比较器U1输出逻辑低电平，触发延迟器U2，导致开关M1关闭一时间区间T，其中时间区间T是由延迟器U2所设定。
如图2所示，因为大量较小体积的发光二极管可提供较好的热散布和光散射，所以发光二极管LD和第一电容C1是被设置串联第一二极管D1(反激二极管)以增加第一电感L1的工作电压范围(也就是第一电感L1、第一二极管D1和开关M1作为一降压/升压转换器(buck/boost converter))。
因为第一电感L1在本质上可压抑本身电流因电压突然的变化而引起的异动，所以流经串连的第一电阻R1的电流自然避免产生自开关M1的开启棘波。因此，产生自开关M1的开启棘波将绕道经过开关M1、第一电容C1和第一二极管D1。
在开关M1的关闭区间中(也就是闭环直流转直流转换单元202的反激过程)，延迟器U2将在延迟时间T的结束时开启开关M1。
如图2所示，有两个操作状态可以满足反馈标准。第一操作状态是在连续模拟反馈下的静态直流操作。第二操作状态是牵涉到开关控制信号SCS的产生路径。在第一电感L1的缓步上升/下降的电流过程中，由于延迟器U2所产生的时间间隔中断反馈，所以无棘波电能转换器200将被锁在第二操作状态。
另外，如图2所示，第二二极管D2阻断流经第二电阻R2的电流以在无棘波电能转换器200的启动过程中减少流经启动电阻RSU的电流，所以可降低启动电阻RSU在稳定状态中的功耗。无棘波电能转换器200的另一设计特点是当发光二极管LD的直流电压是够高时，第二电阻R2可提高阻值，在启动过程中提供足够的隔离效果。此时，第二二极管D2甚至可被省略。另外，第二电阻R2是用以平衡第二电容C2和第一电容C1之间的电压差。
相较于图1，无棘波电能转换器200不仅可利用比较器U1和延迟器U2取代如图1所示的时钟发生器A3和R/S触发器A1，也可消除前沿消隐(leading-edge blanking)的需要。再者，无棘波电能转换器200因为闭环反馈而更准确。
具有自我驱动和闭环反馈的特征的无棘波电能转换器200是优于现有技术所公开的其他侦测被外部时钟驱动的最大切换电流的方法，以及利用电感电流的上升率，参考电压和延迟器时间T下估计开环中流经至少一发光二极管串的驱动电流ILED。
请参照图3A，图3A是本发明一第一实施例公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器300的示意图。如图3A所示，无闪烁电能转换器300和无棘波电能转换器200的差别在于无闪烁电能转换器300另包含一闭环交流转直流转换单元302。闭环交流转直流转换单元302包含一第三电容C3(解耦电容)、一第三二极管D3(隔离二极管)、一第四二极管D4(功率因素修正(power factor correction,PFC)反激二极管)、一第五二极管D5(启动二极管)及一第二电感L2(功率因素修正功率电感)。如此，因为无闪烁电能转换器300另包含闭环交流转直流转换单元302，所以无闪烁电能转换器300变成一嵌套式交流转直流转换器，其中闭环直流转直流转换单元202和闭环交流转直流转换单元302共享开关M1，闭环交流转直流转换单元302和闭环直流转直流转换单元202分别执行由第一功率因素校正阶段以及第二直流转直流转换阶段所组成相等的两阶段交流转直流转换。尽管架构共享开关M1，但无闪烁电能转换器300还是可真正地无闪烁完成交流转直流转换。
如图3A所示，第三电容C3、第二电感L2、第三二极管D3、第四二极管D4和开关M1形成一升压转换器以对具有高功率因素的稳压电容SC充电。第一电感L1、第一二极管D1和开关M1作为一降压/升压转换器以符合发光二极管LD的直流电压。
第五二极管D5仅在无闪烁电能转换器300的启动过程中对稳压电容SC充电以初始化流经第一电感L1和第二电感L2的电流。如此，第五二极管D5可防止未经检测的第二电感L2的电流(因为第二电感L2的电流绕过第一电阻R1)损毁开关M1以避免对应交流电压VAC的第二电感L2的谐波在发光二极管LD上造成闪烁。
在开关M1关闭期间(也就是在闭环直流转直流转换单元202和闭环交流转直流转换单元302的反激过程)，第三二极管D3隔离对应于第一电感L1和第二电感L2的闭环电流续流路径(如图3B所示)，也就是因为第三二极管D3的阳极端和阴极端在闭环直流转直流转换单元202和闭环交流转直流转换单元302的反激过程是反向偏置，所以第三二极管D3可防止第一电感L1和第四二极管D4在反激过程中形成一环。第四二极管D4是升压转换器的反激二极管。第二电阻R2和第一电阻R1执行如图2所示的相同功能。因此，当开关M1由升压转换器和降压/升压转换器共享时，开关M1的切换动作是只由无闪烁电能转换器300内的闭环直流转直流转换单元202控制。
另外，第二电容C2、齐纳二极管ZD和第二二极管D2的操作原理和图2中的第二电容C2、齐纳二极管ZD和第二二极管D2的操作原理相同，所以在此不再赘述。
因为高工作周期会增加升压转换器输出电压以及高直流电压VIN会降低降压/升压转换器的占空比(duty cycle)，所以上述冲突可使闭环交流转直流转换器302运作在开关M1的开启区间内的一个窄的范围以改善直流电压VIN的调整，其中仅有因为开关M1被分享才能调整直流电压VIN。
在开关M1操作在窄的开启区间后，第二电感L2上的平均交流电流将类似一正弦波以为了高功率因素校正(也就是闭环交流转直流转换单元302执行第一功率因素校正阶段)，但稳压电容SC上的电压的第一纹波频率会是交流电压VAC频率的两倍。然后，闭环直流转直流转换单元200所执行的第二直流转直流转换阶段将会消除稳压电容SC上的电压的第一纹波频率。如此，无闪烁电能转换器300便可真正地无闪烁完成交流转直流转换。
请参照图4，图4是本发明一第二实施例公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器400的示意图。如图4所示，无闪烁电能转换器400和无闪烁电能转换器300的差别在于一闭环直流转直流转换单元402和闭环直流转直流转换单元202不同。有些特定时候，闭环直流转直流转换单元402选择一些高功率发光二极管以得到较佳成本和较小的形成因素，所以由于在开关M1的开启区间中在第一电容C1上的额外所累积的电荷，闭环直流转直流转换单元402内的发光二极管LD和第一电容C1可串联第一电感L1(如图4所示)以减少第一电感L1的尺寸。另外，值得注意的是第一二极管D1和第二二极管D2可拉抬第二电容C2的电压至第一电容C1的电压，以及第二电阻R2是用以平衡第二电容C2和第一电容C1之间的电压差。另外，无闪烁电能转换器400的其余操作原理都和无闪烁电能转换器300相同，在此不再赘述。
请参照图5，图5是本发明一第三实施例公开一种用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器500的示意图。如图5所示，图3A的延迟器U2嵌入至比较器U1，成为一施密特触发比较器(Schmitt trigger)SU。
施密特触发比较器SU可根据一参考电压VREF和一侦测电压V1产生开关控制信号SCS。当开关M1开启时，施密特触发比较器SU会比较参考电压VREF和一滞后电压ΔV的总和和侦测电压V1，但开关M1关闭时，施密特触发比较器SU将比较参考电压VREF和侦测电压V1以延迟下一周期的启动，功能犹如之前的延迟器。开关M1开启时，第一电感L1缓步增加流经发光二极管的驱动电流ILED直到施密特触发比较器SU的第二输入端的侦测电压V1超过参考电压VREF和滞后电压ΔV的总和。此时，开关M1关闭。
在开关M1的关闭区间中，第一电容C1对发光二极管LD放电直到侦测电压V1是低于参考电压VREF以触发施密特触发比较器SU开启开关M1。
如图5所示，有两个操作状态可以满足反馈标准。第一操作状态是在连续模拟反馈下的静态直流操作。第二操作状态是牵涉到开关控制信号SCS的产生路径。在第一电感L1的缓步上升/下降的电流过程中，由于施密特触发比较器SU滞后所产生的时间间隔中断反馈，所以无闪烁电能转换器500将被锁在第二操作状态。
综上所述，相较于现有技术，本发明所公开的用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器利用电连接于所述开关的源极端的闭环交流转直流转换单元执行功率因素校正，以及利用无棘波的闭环直流转直流转换单元执行直流转直流转换。因此，本发明所公开的用以驱动发光二极管的无闪烁电能转换器具有高功率因素、无棘波和无闪烁等优点。另外，相较于现有技术，因为本发明所公开的闭环直流转直流转换单元是利用第一电感在本质上可压抑本身电流因电压突然的变化，所以本发明并不需要现有技术所公开的前沿消隐(leading-edge blanking)，导致本发明所公开的闭环直流转直流转换单元具有相对简单的架构。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种用以驱动发光二极管的无闪频电能转换器，其特征在于，包含：
一闭环直流转直流转换单元，用以根据一直流电压，产生一驱动电流驱动至少一发光二极管串，以及产生一开关控制信号；
一开关，用以接收所述开关控制信号，以及根据所述开关控制信号开启与关闭；及
一闭环交流转直流转换单元，连接于所述开关的源极端，其中所述闭环交流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元共享所述开关，且根据一交流电压，产生所述直流电压；
其中所述闭环交流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元分别执行一功率因素校正以及一直流转直流转换。
2.如权利要求1所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述闭环直流转直流转换单元包含：
一施密特触发比较器，用以根据一参考电压和一滞后电压，阻断所述开关的连续模拟反馈的静态直流操作以产生所述开关控制信号至所述开关。
3.如权利要求1所述的无闪频电能转换器，其特征在于，另包含：
一第一二极管，串联所述至少一发光二极管串与并联一第一电容；及
一第一电感，耦接于一稳压电容和一第二电容，其中所述第一电感、所述第一二极管和所述开关作为一降压/升压转换器以修改所述直流电压；
其中所述闭环直流转直流转换单元包含一第一电阻，耦接于所述开关的源极端、所述第一电感和所述第二电容；其中所述第一二极管另耦接于所述稳压电容和所述第一电感，以及所述至少一发光二极管串另耦接于所述开关的源极端。
4.如权利要求3所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述第一电阻是用以产生一无棘波侦测电压。
5.如权利要求3所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述闭环直流转直流转换单元另包含：
所述第一电容，并联所述至少一发光二极管串以及串联所述第一二极管，用以在所述闭环直流转直流转换单元的反激过程中接收电荷，其中所述第二电容根据所述第一电容的电压，储存一供电电压给一比较器和一延迟器；
一第二电阻，耦接于所述比较器、所述延迟器和一启动电阻，其中所述第二电阻是用以平衡所述第一电容和所述第二电容之间的电压差；及
一第二二极管，串联所述第二电阻，用以阻断流经所述第二电阻的电流以在所述闭环直流转直流转换单元的启动过程中减少流经所述启动电阻的电流，其中当所述第二电阻的电阻值足以在所述闭环直流转直流转换单元的启动过程中提供良好的隔离时，所述第二二极管省略。
6.如权利要求3所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述闭环交流转直流转换单元包含
一第二电感，耦接于一地端；
一第三电容，耦接于所述地端、所述稳压电容和所述开关，用以解耦所述第二电感和所述地端；
一第三二极管，耦接于所述开关的源极端和所述第二电感之间；
一第四二极管，耦接于所述稳压电容、所述第二电感和所述第三二极管，其中所述第二电感、所述第三二极管、所述第四二极管和所述开关形成一升压转换器以对具有高功率因素的稳压电容充电；及
一第五二极管，耦接于所述地端和所述稳压电容，用以在所述无闪频电能转换器的启动过程中对所述稳压电容充电。
7.如权利要求6所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述第三二极管在所述闭环直流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元的反激过程中隔离所述升压转换器和所述降压/升压转换器的闭环电流续流路径。
8.如权利要求3所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述开关通过所述闭环直流转直流转换单元与所述闭环交流转直流转换单元之间的反作用调整所述开关的开启区间以增强所述稳压电容的功率因素和所述直流电压的调升。
9.如权利要求1所述的无闪频电能转换器，其特征在于，另包含：
一第一电感，串联所述至少一发光二极管串与并联一第一电容；及
一第一二极管，耦接于所述第一电容和一第一电阻，其中所述第一电感、所述第一二极管和所述开关作为一降压转换器以修改所述直流电压；
其中所述闭环直流转直流转换单元包含所述第一电阻，耦接于所述开关的源极端、所述第一电感和一第二电容；其中所述第一二极管另耦接于一稳压电容和源极端，以及所述至少一发光二极管串另耦接于所述稳压电容。
10.如权利要求9所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述第一电阻是用以产生一无棘波侦测电压。
11.如权利要求9所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述闭环直流转直流转换单元另包含：
所述第一电容，并联所述至少一发光二极管串以及所述第一电感，用以在所述闭环直流转直流转换单元的正向与反激过程中都接收电荷，其中所述第二电容根据所述第一电容的电压，储存一供电电压给一比较器和一延迟器；
一第二电阻，耦接于所述比较器、所述延迟器和一启动电阻，其中所述第二电阻是用以平衡所述第一电容和所述第二电容之间的电压差；及
一第二二极管，串联所述第二电阻，用以阻断流经所述第二电阻的电流以在所述闭环直流转直流转换单元的启动过程中减少流经所述启动电阻的电流，其中当所述第二电阻的电阻值足以在所述闭环直流转直流转换单元的启动过程中提供良好的隔离时，所述第二二极管省略。
12.如权利要求9所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述闭环交流转直流转换单元包含
一第二电感，耦接于一地端；
一第三电容，耦接于所述地端、所述稳压电容和所述开关，用以解耦所述第二电感和所述地端；
一第三二极管，耦接于所述开关的源极端和所述第二电感之间；
一第四二极管，耦接于所述稳压电容、所述第二电感和所述第三二极管，其中所述第二电感、所述第三二极管、所述第四二极管和所述开关形成一升压转换器以对具有高功率因素的稳压电容充电；及
一第五二极管，耦接于所述地端和所述稳压电容，用以在所述无闪频电能转换器的启动过程中对所述稳压电容充电。
13.如权利要求12所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述第三二极管在所述闭环直流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元的反激过程中隔离所述升压转换器和所述降压转换器的闭环电流续流路径。
14.如权利要求9所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述开关通过所述闭环直流转直流转换单元与所述闭环交流转直流转换单元之间的正向与反激作用调整所述开关的开启区间以增强所述稳压电容的功率因素和所述直流电压的调升。
15.一种无闪频电能转换器，其特征在于，包含：
一闭环直流转直流转换单元，用以产生一驱动电流或一驱动电压，其中所述直流转直流转换单元包含：
一第一电感；
一开关；
一第一电阻；及
一第一二极管；
其中所述第一电阻和所述第一电感是串联设置在所述开关的源极端为得到一无棘波侦测电压。
16.如权利要求15所述的无闪频电能转换器，其特征在于，另包含：
一闭环交流转直流转换单元，包含：
一第二电感；
一第三电容；
一第三二极管；
一第四二极管；及
一第五二极管，其中所述第二电感和所述第一电感执行一功率因素校正，所述第三电容解耦所述第二电感，所述第三二极管在所述闭环交流转直流转换单元和所述闭环直流转直流转换单元的反激过程中隔离所述第一电感与所述第二电感的闭环电流续流路径，所述第四二极管是一功率因素校正反激二极管，以及所述第五二极管在一启动过程中初始化流经所述第一电感和所述第二电感的电流。
17.如权利要求16所述的无闪频电能转换器，其特征在于，另包含：
一稳压电容，其中所述第五二极管是在所述启动过程中对所述稳压电容充电以初始化流经所述第一电感和所述第二电感的电流；及
一启动电阻，用以提供所述闭环直流转直流转换单元的启动能力。
18.如权利要求17所述的无闪频电能转换器，其特征在于，所述开关通过所述直流转直流转换单元与所述闭环交流转直流转换单元之间的正向与反激作用调整所述开关的开启区间以增强所述稳压电容的功率因素和所述直流电压的调整。
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