CN108306497A - 一种多相交错并联控制器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多相交错并联控制器及其控制方法，可包括采集模块，用于采集所述功率因数校正电路的状态信号；所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流；控制模块，用于根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流，得到相应的控制信号；驱动模块，用于根据所述控制信号，向所述功率因数校正电路发送驱动信号。从而解决了现有的多相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

Description

一种多相交错并联控制器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电源变换技术领域，尤其涉及一种多相交错并联控制器及其控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，人们对电源产品的要求越来越高，如要求电源产品具有高可靠性、高效率性以及高功率密度性等。为了满足以上需求，现有的电源产品中的PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)拓扑已经普遍不采用有桥PFC，而是无桥PFC，如双BOOST无桥PFC拓扑，H桥PFC拓扑，以及Totem Pole(图腾柱式)PFC拓扑等。然而，如果仅从拓扑结构上消除整流桥所带来的压降、且采用MOS管代替整流二极管来提升电源产品的高效性还是远远不够的，还要在控制上想办法。

目前，由Kolar教授提出的能够实现ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)的TCM(Triangular Current Mode，三角波电流模式)控制方案能够使得Totem Pole PFC拓扑具有更高的效率。具体地，在TCM控制方案中，PFC电感电流的工作波形呈三角形、且具有一定的负电流，因而可以实现MOS管的ZVS导通，进而降低了MOS管的开关损耗，提高了电源产品的效率。可是，在TCM控制的Totem Pole PFC拓扑中，电感电流的纹波比传统的电感电流(如CCM，Continuous Conduction Mode，连续导通模式)的纹波大很多。这就可能会导致输入EMI(Electro Magnetic Interference，电磁干扰)滤波器的设计更为复杂、对电网的谐波影响更大的问题。因此，TCM控制的Totem Pole PFC拓扑大都采用多相设计，采用多相交错并联控制来减小电流纹波。

但是，对于TCM控制方式而言，由于其工作频率在一个工频周期内是变化的，如果仍然沿用现有技术中的交错并联控制方式(即直接计算导通时间Ton、关断时间Toff、负电流时间Tr来实现MOS管的ZVS)，就无法在输入电压发生畸变时进行很好的控制，进而使得整个控制方案的电网适应性很差，且无法对整个控制流程进行闭环调节。

也就是说，现有的多相交错并联控制器存在电流纹波较大、电网适应性较差以及无法闭环调节的问题。

发明内容

本发明实施例提供了一种多相交错并联控制器及其控制方法，用以解决现有的多相交错并联控制器所存在的电流波纹较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

本发明实施例提供了一种多相交错并联控制器，包括功率因数校正电路、采集模块、控制模块以及驱动模块，其中：

所述采集模块，用于采集所述功率因数校正电路的状态信号，并将所述状态信号发送至所述控制模块；所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流；

所述控制模块，用于根据接收到的所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流，得到相应的控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块；

所述驱动模块，用于根据接收到的所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并将所述驱动信号发送至所述功率因数校正电路中的各开关器件的控制端，以控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断。

相应地，本发明实施例还提供了一种多相交错并联控制方法，包括：

采集所述功率因数校正电路的状态信号；

根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流，得到相应的控制信号；

根据所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并根据所述驱动信号控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断；

其中，所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流。

本发明有益效果如下：

本发明实施例提供了一种多相交错并联控制器及其控制方法，可包括功率因数校正电路、采集模块、控制模块以及驱动模块。其中：所述采集模块，用于采集所述功率因数校正电路的状态信号，并将所述状态信号发送至所述控制模块；所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流；所述控制模块，用于根据接收到的所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块；所述驱动模块，用于根据接收到的所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并将所述驱动信号发送至所述功率因数校正电路中的各开关器件的控制端，以控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断。相比于现有技术，本发明实施例中提供的多相交错并联控制器能够根据所述状态信号中的第一电流以及第二电流的相位信息，计算得到用于对峰值电流进行调节的峰值电流调节值，因而在输入电压发生畸变时，能够通过闭环调节进行有效地控制，解决了现有的多相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1所示为本发明实施例一中提供的多相交错并联控制器的结构示意图；

图2所示为本发明实施例一中提供的第一种功率因数校正电路的电路结构图；

图3所示为本发明实施例一种提供的第一种功率因数校正电路的电感电流的波形示意图；

图4所示为现有技术中提供的一相功率因数校正电路的电路结构图；

图5所示为现有技术中提供的一相功率因数校正电路的电感电流的正半周波形示意图；

图6所示为本发明实施例一中提供的第二种功率因数校正电路的电路结构图；

图7所示为本发明实施例一中提供的控制模块的结构示意图；

图8所示为本发明实施例一中提供的峰值电流基准值确定子模块的结构示意图；

图9所示为本发明实施例一中提供的两相功率因数校正电路的第一电流以及第二电流的波形示意图；

图10所示为本发明实施例一中提供的峰值电流调节值的计算步骤的流程示意图；

图11所示为本发明实施例一中提供的相位差的计算步骤的流程示意图；

图12所示为本发明实施例一中提供的相位差以及峰值电流调节值的表征示意图；

图13所示为本发明实施例一中提供的控制信号确定子模块的结构示意图；

图14所示为本发明实施例一中提供的控制模块的实际结构示意图；

图15所示为本发明实施例一中提供的实例中的第一电流以及第二电流的波形示意图；

图16所示为本发明实施例二中提供的多相交错并联控制方法的流程示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一：

为了解决现有的多相交错并联控制器所存在的电流波纹较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题，本发明实施例提供了一种多相交错并联控制器，如图1所示，其为本发明实施例中所述的多相交错并联控制器的结构示意图。具体地，由图1可知，所述多相交错并联控制器可包括功率因数校正电路11、采集模块12、控制模块13以及驱动模块14，其中：

所述采集模块12，可用于采集所述功率因数校正电路11的状态信号，并将所述状态信号发送至所述控制模块13；所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流(需要说明的是，所述状态信号还可包括其它信号，只要能够表征所述功率因数校正电路的当前状态即可，对此不作任何限定)；

所述控制模块13，可用于根据接收到的所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流，得到相应的控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块14；

所述驱动模块14，可用于根据接收到的所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并将所述驱动信号发送至所述功率因数校正电路11中的各开关器件的控制端，以控制所述功率因数校正电路11中的各开关器件的通断。

也就是说，本发明实施例中所述的多相交错并联控制器，可包括功率因数校正电路、采集模块、控制模块以及驱动模块。其中：所述采集模块，用于采集所述功率因数校正电路的状态信号，并将所述状态信号发送至所述控制模块；所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流；所述控制模块，用于根据接收到的所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块；所述驱动模块，用于根据接收到的所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并将所述驱动信号发送至所述功率因数校正电路中的各开关器件的控制端，以控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断。相比于现有技术，本发明实施例中提供的多相交错并联控制器能够根据所述状态信号中的第一电流以及第二电流的相位信息，计算得到用于对峰值电流进行调节的峰值电流调节值，因而在输入电压发生畸变时，能够通过闭环调节进行有效地控制，解决了现有的多相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

其中，需要说明的是，所述预设给定信号通常可包括所述功率因数校正电路的输出电压基准值(即后文中的U_{out_set})等，当然，所述预设给定信号还可包括其它信号；且，通常情况下，所述预设给定信号可保存在所述控制模块13中的存储器(如ROM或者RAM等)中，当然，所述预设给定信号还可保存在所述采集模块12中，在使用时随着相应的状态信号发送至所述控制模块13，本发明实施例对此不作任何限定。

可选地，本发明实施例中所述的功率因数校正电路中的开关器件可为晶体管，如可为三极管(如N型三极管、P型三极管等)、场效应管(如P-MOS管、N-MOS管)等。当然，需要说明的是，所述开关器件还可为其它硬件开关器件，如可为单刀双掷开关、双刀双掷开关等，只要能够根据相应的驱动信号导通不同的电路通路即可，本发明实施例对此不作赘述。

再者，需要说明的是，本发明实施例中所述的功率因数校正电路的拓扑结构通常可为PFC拓扑结构，如可为双BOOST无桥PFC拓扑结构、H桥PFC拓扑结构以及Totem Pole(图腾柱式)PFC拓扑结构等，本发明实施例对此也不作任何限定。

由于双BOOST无桥PFC拓扑结构中的每个电感只工作半个周期，另半个周期只做回流支路，流过少量的工频电流，因而存在电感的利用率比较低的问题；而H桥PFC拓扑结构在每个阶段也都只通过两个半导体器件，因而也会存在效率较低的问题。因此，在本发明实施例中，可选择效率较高的Totem Pole PFC拓扑结构。

进一步地，需要说明的是，本发明实施例中所述功率因数校正电路通常可为多相功率因数校正电路，如可为两相功率因数校正电路、三相功率因数校正电路以及四相功率因数校正电路等，本发明实施例对此不作任何限定。

下面，以本发明实施例中所述的功率因数校正电路为两相功率因数校正电路(即两相Totem Pole PFC)为例，对本发明实施例中所述的功率因数校正电路的工作原理进行详细地介绍：

具体地，如图2所示，其为本发明实施例中所述的两相功率因数校正电路的拓扑结构示意图(开关器件为MOS管为例)。由图2可知，所述功率因数校正电路通常可包括输入电源(如图2中所示的U_in)、主电感L₁、同步电感L₂、第一开关(如图2中所示的S1)、第二开关(如图2中所示的S2)、第三开关(如图2中所示的S3)、第四开关(如图2中所示的S4)、第五开关(如图2中所示的S5)、第六开关(如图2中所示的S6)以及电容(如图2中所示的C)等元器件。

进一步地，假设所述两相功率因数校正电路的控制方式为TCM控制方式，则流过所述主电感L₁的第一电流i_L1以及流过所述同步电感L₂的第二电流i_L2的波形图可如图3所示。由图3可知，所述第一电流i_L1以及所述第二电流i_L2的相位差可为ΔT，为了实现错相控制，就需要将所述相位差减小(越小越好)。

需要说明的是，由于所述两相功率因数校正电路实际上可看作是两个一相功率因数书校正电路的并联结构，因而，为了详细说明针对所述两相功率因数校正电路的错相控制，可首先对现有技术中的一相功率因数校正电路(以Totem Pole PFC拓扑结构为例)的电感电流进行分析。

例如，假设所述一相Totem Pole PFC拓扑结构中的开关器件均可为MOS管，则所述一相Totem Pole PFC拓扑结构的具体结构可如图4所示，其为现有技术中提供的一相TotemPole PFC拓扑结构示意图。具体地，由图4可知，所述一相Totem Pole PFC拓扑结构具体可包括输入电源(如图4中所示的U_in)、电感L、第一开关(如图4中所示的S1)、第二开关(如图4中所示的S2)以及电容(如图4中所示的C)。

具体地，所述一相Totem Pole PFC拓扑结构的电感电流的波形示意图可如图5所示，其为现有技术中所述的一相Totem Pole PFC拓扑结构的电感电流的正半周波形图(仍以TCM为例)。由图5可知，在一个开关周期(即AC正半周)内，所述电感电流的波形图可以分为五个部分：

第一部分，即在t_ON期间，此时，所述第一开关S1导通，所述第二开关S2关断，使得流过所述电感的电流逐渐上升为峰值i_S(即所述电感进行储能)；

第二部分，即在t_S1期间(还可称为第一换流阶段)，由于在所述第一开关S1关断后，所述第二开关S2的驱动信号还没来，因而使得原来流过所述第一开关S1(具体为所述第一开关S1的本体MOS管)的电流，换流到所述第二开关S2的体二极管上，进而可使得所述第二开关S2的漏源极电压下降到0，进而可使得所述第一开关S1的漏源极电压上升至U_out；

第三部分，即在t_OFF期间，此时，所述第一开关S1关断，所述第二开关S2导通，使得流过所述电感的电流从峰值i_S下降到0(即所述电感释放能量)；需要说明的是，此时，所述电感通过所述第二开关S2向所述电容C充电；

第四部分，即在t_R期间，此时，所述第二开关S2继续导通，所述第一开关S1继续关断，使得流过所述电感的电流从零下降到谷值i_R(即所述电容放电，导致有反向电流流过所述电感)；需要说明的是，此时，由于负电流的存在，使得电感电流反向，实现第一开关S1的ZVS，对此不作赘述。

第五部分，即在t_S2期间(还可称为第二换流阶段)，此时，所述第一开关S1和所述第二开关S2均关断，由于在所述第二开关S2关断后，所述第一开关S1的驱动信号还没来，因而使得原来流过所述第二开关S2(具体可为所述第二开关S2的本体MOS管)的电流(即，第四部分中确定出的反相电流)，换流到所述第一开关S1的体二极管上，进而可使得所述第一开关S1的漏源极电压下降到0，进而可使得所述第二开关S2的漏源极电压上升至母线U_out。

其中，需要说明的是，所述t_ON、所述t_OFF以及所述t_R可通过以下三个公式得到：

其中，所述i_S可表示流过所述电感的峰值电流，所述i_R可表示流过所述电感的谷值电流，所述L可表示所述电感的电感量，所述U_in可表示所述一相Totem Pole PFC拓扑结构的输入电压，所述U_out可表示一相Totem Pole PFC拓扑结构的输出电压。

也就是说，当所述功率因数校正电路为两相功率因数校正电路时，可首先将所述两相功率因数校正电路分为两个一相功率因数校正电路，如仅包括主电感的第一一相功率因数校正电路以及仅包括同步电感的第二一相功率因数校正电路，并可针对每一个一相功率因数校正电路，确定该功率因数校正电路的电感电流，如流过主电感的第一电流以及流过同步电感的第二电流。然后可对流过同步电感的第二电流进行调节，如可将所述同步电感的峰值电流调节到主电感的峰值电流处，从而不仅减小了电流纹波，还提升了电网实用性，也保证了闭环调节控制，此处暂不作赘述。

需要说明的是，通常情况下，由于所述主电感以及所述同步电感的电感量(可根据实际需求灵活设定)相同，因而，可将所述两相功率因数校正电路中的任一电感作为所述主电感，将所述两相功率因数校正电路中的不同于所述主电感的另一电感作为所述同步电感，如还可将图2中的L₁作为同步电感，将图2中的L₂作为主电感等，对此不作赘述。

另外，需要说明的是，如果所述功率因数校正电路为两相功率因数校正电路，则所述第一开关S1以及所述第三开关S3的控制端(如所述S1、S2、S3以及S4为MOS管，则所述控制端可为所述MOS管的栅极；如所述S1、S2、S3以及S4为三极管，则所述控制端可为所述三极管的基极)的驱动信号的相位差可为180°、所述第二开关S2以及所述第四开关S4的控制端的驱动信号的相位差也可均为180°，对此不作赘述。

在需要对所述两相功率因数校正电路进行错相控制时，可首先确定所述两相功率因数校正电路的状态信号，即所述两相功率因数校正电路的输入电压、输出电压、主电感(如可为L₁)、同步电感(如可为L₂)、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流，然后可基于所述状态信号以及所述预设给定信号确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，最后可基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流得到用于控制所述同步电感上的电流的控制信号，以控制驱动模块14驱动所述两相功率因数校正电路中的开关器件。相比于现有技术，在本发明实施例中，所述控制信号是基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流得到的，而非根据所述峰值电流基准值以及所述第二电流得到，从而在输入电压发生畸变时，仍能保持控制的准确性，解决了现有的两相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

可选地，当所述功率因数校正电路为三相功率因数校正电路时，则所述三相功率因数校正电路的电路结构通常可如图6所示，其为本发明实施例中所述的三相功率因数校正电路的电路结构图。由图6可知，所述三相功率因数校正电路通常可包括输入电源(如图6中所示的U_in)、主电感L₁、同步电感(即第一同步电感L₂以及第二同步电感L₃)、第一开关(如图6中所示的S1)、第二开关(如图6中所示的S2)、第三开关(如图6中所示的S3)、第四开关(如图6中所示的S4)、第五开关(如图6中所示的S5)、第六开关(如图6中所示的S6)、第七开关(如图6中所示的S7)、第八开关(如图6中所示的S8)以及电容(如图6中所示的C)等元器件。

由于通常情况下，所述主电感、所述第一同步电感以及所述第二同步电感的电感量(可根据实际需求灵活设定)相同，因而，可将所述三相功率因数校正电路中的任一电感作为所述主电感，将所述两相功率因数校正电路中的不同于所述主电感的另外两个电感分别作为所述第一同步电感以及所述第二同步电感，如可将图6中的L₁作为主电感，将图6中的L₂作为第一同步电感，将图6中的L₃作为第二同步电感等，对此不作赘述

再有，在本发明实施例中，为了实现错相控制，可将各同步电感(如第一同步电感以及第二同步电感)的峰值电流分别调节到主电感的峰值电流处，从而不仅减小了电流纹波，还提升了电网实用性，也保证了闭环调节控制，此处暂不作赘述。

另外，需要说明的是，如果所述功率因数校正电路为三相功率因数校正电路，则所述第一开关S1、所述第三开关S3以及所述第五开关S5的控制端(如所述S1、S2、S3、S4、S5以及S6为MOS管，则所述控制端可为所述MOS管的栅极；如所述S1、S2、S3、S4、S5以及S6为三极管，则所述控制端可为所述三极管的基极)的驱动信号的相位差可为120°，所述第二开关S2、所述第四开关S4以及所述第六开关S6的控制端的驱动信号的相位差也可为120°，对此不作赘述。

在需要对所述三相功率因数校正电路进行错相控制时，可首先确定所述三相功率因数校正电路的状态信号，即所述三相功率因数校正电路的输入电压、输出电压、主电感(如可为L₁)、同步电感(如包括第一同步电感L₂以及第二同步电感L₃)、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流(如包括流过所述第一同步电感的子电流1以及流过所述第二同步电感的子电流2)，然后可基于所述状态信号以及所述预设给定信号确定相应的峰值电流基准值(如可包括所述第一同步电感的第一峰值电流基准值i_{S1_set}以及所述第二同步电感的第二峰值电流基准值i_{S2_set})以及峰值电流调节值(如可包括所述第一同步电感的第一峰值电流调节值ΔI₁以及所述第二同步电感的第二峰值电流调节值ΔI₂)，最后可基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流(如包括子电流1以及子电流2)得到用于控制所述同步电感(如包括所述第一同步电感以及所述第二同步电感)上的电流的控制信号，以控制驱动模块14驱动所述三相功率因数校正电路中的开关器件。相比于现有技术，在本发明实施例中，所述控制信号是基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流得到的，而非根据所述峰值电流基准值以及所述第二电流得到，从而在输入电压发生畸变时，仍能保持控制的准确性，因而解决了现有的两相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

再有，需要说明的是，如果所述功率因数校正电路为四相功率因数校正电路，则每一个桥臂上的四个开关(如可为S1、S3、S5以及S7，或者S2、S4、S6以及S8)的控制端的驱动信号的相位差可为90°(其它多相功率因数校正电路，如N相交错并联控制器，其每一个桥臂上的各开关上的驱动信号的相位差可以此类推，如可为360°/N等)，本发明实施例对此不作赘述。

进一步地，如图7所示，所述控制模块13，可具体包括峰值电流基准值确定子模块71、峰值电流调节值确定子模块72以及控制信号确定子模块73，其中：

所述峰值电流基准值确定子模块71，可用于根据所述输入电压、所述输出电压以及预设的输出电压基准值，计算所述峰值电流基准值，并将所述峰值电流基准值发送至所述控制信号确定子模块；

所述峰值电流调节值确定子模块72，可用于根据所述输入电压、输出电压、同步电感(由于所述主电感以及所述同步电感具有相同的电感量，因而此处还可为所述主电感)、所述第一电流的相位信息以及所述第二电流的相位信息，计算所述峰值电流调节值，并将所述峰值电流调节值发送至所述控制信号确定子模块；

所述控制信号确定子模块73，用于根据所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流的幅值信息，确定所述控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块。

也就是说，相比于现有技术，本发明实施例中所述的控制模块13除了可包括峰值电流基准值确定子模块71以及控制信号确定子模块73之外，还可包括峰值电流调节值确定子模块72，因而，能够把相位调节信息转换为峰值电流调节值，通过调节所述峰值电流调节值，就可以很好的实现多相交错并联控制。从而在输入电压发生畸变时，仍能保持控制的准确性，解决了现有的两相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

具体地，如图8所示，所述峰值电流基准值确定子模块71具体可包括第一加法器81、电压环控制器82以及乘法器83，其中：

所述第一加法器81，可用于接收所述输出电压基准值以及所述输出电压，并计算所述输出电压基准值以及所述输出电压之间的差值，并将所述差值输出至所述电压环控制器82；

所述电压环控制器82，可用于根据所述差值，计算所述电压调节信号，并将所述电压调节信号发送至所述乘法器83；

所述乘法器83，用于计算所述电压调节信号以及所述输入电压的乘积，并将所述乘积作为所述峰值电流基准值，以及将所述峰值电流基准值发送至所述控制信号确定子模块73。

其中，需要说明的是，所述电压环控制器通常可为PFC电压环控制器，对此不作赘述。

接下来，以所述功率因数校正电路为两相功率因数校正电路为例，对本发明实施例中所述的峰值电流调节值确定子模块72的工作原理进行详细地介绍：

具体地，如图9所示，其为本发明实施例中所述的两相功率因数校正电路的第一电流以及第二电流的波形示意图。假设通过所述采样模块12得到的状态信号可包括输入电压U_in，输出电压U_out，电感瞬时电流i_L(如图9中所示的i_L1以及i_L2)，以及输入电压过零检测信号sign(U_in)，电感电流过零检测信号sign(i_L)，则在接收到所述采样模块12发送的所述状态信号后，所述峰值电流调节值确定子模块72可根据以下步骤计算得到所述峰值电流调节值(如图10所示)：

步骤S11，计算所述输出电压U_out和输出电压基准值U_{out_set}之间的差值；

步骤S12，将所述差值输入至相应的电压环控制器(即PFC电压环控制器)中，得到相应的电压调节信号U_ch；

步骤S13，将所述电压调节信号U_ch以及所述输入电压U_in输入至乘法器，以计算所述电压调节信号以及所述输入电压的乘积；

步骤S14，根据所述输入电压U_in、输出电压U_out、主电感(或同步电感)的电感量(如L₁或者L₂)以及所述第一电流i_L1以及所述第二电流i_L2之间的相位差，计算得到所述峰值电流调节值(如ΔI)。

具体地，所述第一电流以及所述第二电流之间的相位差还可根据以下步骤得到(如图11所示)：

S21，确定第一电流以及第二电流的周期信息。

例如，可通过计时器(计数器)Conter1和Conter2来分别记录第一电流以及第二电流的周期信息。

S22、确定第一电流以及第二电流之间的相位差。

需要说明的是，在确定所述第一电流以及所述第二电流的周期信息之后，可根据读取到的所述Conter1和Conter2的值，确定所述第一电流以及所述第二电流之间的相位差。

需要说明的是，理论上，在错相控制完成的情况下，所述第二电流i_L2应该处于中间电流i_{L2_1}的位置，且在任何时刻下，Conter2_1和Conter1的值之间可满足如下公式4所示的关系：

Conter21＝0.5*Conter1； 公式4

而在错相控制未完成的情况下，所述第二电流i_L2以及所述第一电流i_L1之间的相位差ΔT可通过下述公式5计算得到：

ΔT＝Conter2_1-Conter2＝0.5*Conterl-Conter2； 公式5

进一步地，结合前面所述的Totem Pole PFC拓扑的原理图以及公式1～公式3，所述ΔT还进一步表示为公式6：

其中，所述ΔI表示所述峰值电流调节值，所述ΔT表示所述第一电流以及所述第二电流的相位差，所述U_in表示所述输入电压，所述U_out表示所述输出电压；所述L表示所述主电感或所述同步电感的电感量。

从而可由所述公式6进一步得到本发明实施例中所述的峰值电流调节值的计算公式，即下述公式7。也就是说，所述峰值电流调节值确定子模块62具体可用于通过以下的公式7确定所述峰值电流调节值：

如图12所示，在确定了所述峰值电流调节值之后，可进一步将所述峰值电流调节值ΔI叠加到通过所述峰值电流基准值i_{SA_set}(如图12中的A点)上，从而可得到新的峰值电流基准值i_{SB_set}(如图12中的B点)，因而电流的峰值位置从A点变成了B点。这样一来，在C点以后，第一电流i_L1就和中间电流i_{L1_2}重合了。也就是说，实现了错相控制。

进一步地，如图13所示，所述控制信号确定子模块73，具体可包括第二加法器131以及比较器132，其中：

所述第二加法器131，可用于计算所述峰值基准电流以及所述峰值调节电流的和值，并将所述和值发送至所述比较器132；

所述比较器132，可用于比较所述和值以及所述第二电流的幅值的大小，并根据比较结果确定所述控制信号。

例如，若确定所述和值小于所述第二电流的幅值，则可发出第一控制信号，如高电平，若确定和值不小于所述第二电流的幅值，则可发出第二控制信号，如低电平等，对此不作赘述。

由上述内容可知，在本发明实施例中提供了一种多相交错并联控制器，相比于现有技术，本发明实施例中所述的多相交错并联控制器的控制模块13除了可包括相应的峰值电流基准值确定子模块71(由第一加法器81、电压环控制器82以及乘法器83组成的)以及控制信号确定子模块73(由比较器132组成)之外，还可包括峰值电流调节值确定子模块72，如图14所示，其为本发明实施例中所述的控制模块13的实际结构示意图。

也就是说，本发明实施例中所述的控制模块13除了可直接根据同步电感的峰值电流基准值以及所述同步电感的电流的幅值确定相应的控制信号，以控制驱动模块14基于所述控制信号驱动功率因数校正电路中的开关器件的通断之外，还可根据所述功率因数校正电路的状态信号以及预设给定信号，计算出相应的峰值电流调节值，以对计算得到的峰值电流基准值进行校正，从而在输入电压发生畸变时，能够通过闭环调节进行有效地控制，解决了现有的多相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。在不到一个周期的时间内，一拍就能完成错相控制，响应速度快，带有实时闭环调节的效果。

下面，以一个具体实例为例，对本发明实施例中的所述多相交错并联控制器的工作原理进行简单介绍：

例如，实际开发的一个输出为3kW的样机，采用Totem Pole PFC拓扑TCM控制，且所述功率因数校正电路为两相功率因数校正电路，且，所述两相功率因数校正电路中的两相电感上电流的实测波形如图15所示，具体地，第一电流的周期t1＝7.95us，第二电流的周期t2＝7.84us，则可得第一电流以及第二电流的周期差Δt＝0.11us；由于整个周期tp＝15.79us，则第一电流以及第二电流的相位差可为相对于180°的标准错相相位差，误差仅为1.38％，因而具有良好的错相控制能力。

本发明实施例提出了一种多相交错并联控制器，可包括功率因数校正电路、采集模块、控制模块以及驱动模块。其中：所述采集模块，用于采集所述功率因数校正电路的状态信号，并将所述状态信号发送至所述控制模块；所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流；所述控制模块，用于根据接收到的所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块；所述驱动模块，用于根据接收到的所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并将所述驱动信号发送至所述功率因数校正电路中的各开关器件的控制端，以控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断。相比于现有技术，本发明实施例中提供的多相交错并联控制器能够根据所述状态信号中的第一电流以及第二电流的相位信息，计算得到用于对峰值电流进行调节的峰值电流调节值，因而在输入电压发生畸变时，能够通过闭环调节进行有效地控制，解决了现有的多相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

实施例二：

基于与本发明实施例相同的发明构思，本发明实施例二提供了一种多相交错并联控制方法，如图16所示，其为本发明实施例中所述的多相交错并联控制方法的流程示意图。具体地，由图16可知，所述多相交错并联控制方法的可包括以下步骤：

步骤1601：采集所述功率因数校正电路的状态信号；

步骤1602：根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及第二电流，得到相应的控制信号；

步骤1603：根据所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并根据所述驱动信号控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断；其中，所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流。

也就是说，在本发明实施例中，所述多相交错并联控制方法可采集所述功率因数校正电路的状态信号；并可根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流，得到相应的控制信号；以及可根据所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并根据所述驱动信号控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断。相比于现有技术，本发明实施例中提供的多相交错并联控制方法能够根据所述状态信号中的第一电流以及第二电流的相位信息，计算得到用于对峰值电流进行调节的峰值电流调节值，因而在输入电压发生畸变时，能够通过闭环调节进行有效地控制，解决了现有的多相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

具体地，根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的控制信号，可包括：

根据所述输入电压、所述输出电压以及预设的输出电压基准值，计算所述峰值电流基准值；

根据所述输入电压、输出电压、同步电感、所述第一电流的相位信息以及所述第二电流的相位信息，计算所述峰值电流调节值；

根据所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流的幅值信息，确定所述控制信号。

进一步地，根据所述输入电压、所述输出电压以及预设的输出电压基准值，计算所述峰值电流基准值，可包括：

计算所述输出电压基准值以及所述输出电压之间的差值；

根据所述差值，计算所述电压调节信号；

计算所述电压调节信号以及所述输入电压的乘积，并将所述乘积作为所述峰值电流基准值。

优选地，所述峰值电流调节值是通过以下第一公式确定的：

其中，所述ΔI表示所述峰值电流调节值，所述ΔT表示所述第一电流以及所述第二电流的相位差，所述U_in表示所述输入电压，所述U_out表示所述输出电压；所述L表示所述主电感或所述同步电感的电感量。

进一步地，根据所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，可包括：

计算所述峰值基准电流以及所述峰值调节电流的和值；

比较所述和值以及所述第二电流的幅值的大小，并根据比较结果确定所述控制信号。

本发明实施例二提供了一种多相交错并联控制方法，可采集所述功率因数校正电路的状态信号；并可根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流，得到相应的控制信号；以及可根据所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并根据所述驱动信号控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断。相比于现有技术，本发明实施例中提供的多相交错并联控制方法能够根据所述状态信号中的第一电流以及第二电流的相位信息，计算得到用于对峰值电流进行调节的峰值电流调节值，因而在输入电压发生畸变时，能够通过闭环调节进行有效地控制，解决了现有的多相交错并联控制器所存在的电流纹波较大、电网实用性较差以及无法闭环调节的问题。

本领域技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、装置(设备)、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、装置(设备)和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.一种多相交错并联控制器，其特征在于，包括功率因数校正电路、采集模块、控制模块以及驱动模块，其中：

所述采集模块，用于采集所述功率因数校正电路的状态信号，并将所述状态信号发送至所述控制模块；所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流；

所述控制模块，用于根据接收到的所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流，得到相应的控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块；

所述驱动模块，用于根据接收到的所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并将所述驱动信号发送至所述功率因数校正电路中的各开关器件的控制端，以控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断。

2.如权利要求1所述的多相交错并联控制器，其特征在于，所述控制模块，具体包括峰值电流基准值确定子模块、峰值电流调节值确定子模块以及控制信号确定子模块，其中：

所述峰值电流基准值确定子模块，用于根据所述输入电压、所述输出电压以及预设的输出电压基准值，计算所述峰值电流基准值，并将所述峰值电流基准值发送至所述控制信号确定子模块；

所述峰值电流调节值确定子模块，用于根据所述输入电压、输出电压、同步电感、所述第一电流的相位信息以及所述第二电流的相位信息，计算所述峰值电流调节值，并将所述峰值电流调节值发送至所述控制信号确定子模块；

所述控制信号确定子模块，用于根据所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流的幅值信息，确定所述控制信号，并将所述控制信号发送至所述驱动模块。

3.如权利要求2所述的多相交错并联控制器，其特征在于，所述所述峰值电流基准值确定子模块具体包括第一加法器、电压环控制器以及乘法器，其中：

所述第一加法器，用于接收所述输出电压基准值以及所述输出电压，并计算所述输出电压基准值以及所述输出电压之间的差值，并将所述差值输出至所述电压环控制器；

所述电压环控制器，用于根据所述差值，计算所述电压调节信号，并将所述电压调节信号发送至所述乘法器；

所述乘法器，用于计算所述电压调节信号以及所述输入电压的乘积，并将所述乘积作为所述峰值电流基准值，以及将所述峰值电流基准值发送至所述控制信号确定子模块。

4.如权利要求2所述的多相交错并联控制器，其特征在于，所述峰值电流调节值确定子模块具体用于通过以下第一公式确定所述峰值电流调节值：

其中，所述ΔI表示所述峰值电流调节值，所述ΔT表示所述第一电流以及所述第二电流的相位差，所述U_in表示所述输入电压，所述U_out表示所述输出电压；所述L表示所述主电感或所述同步电感的电感量。

5.如权利要求2所述的多相交错并联控制器，其特征在于，所述控制信号确定子模块，具体包括第二加法器以及比较器，其中：

所述第二加法器，用于计算所述峰值基准电流以及所述峰值调节电流的和值，并将所述和值发送至所述比较器；

所述比较器，用于比较所述和值以及所述第二电流的幅值的大小，并根据比较结果确定所述控制信号。

6.一种多相交错并联控制方法，其特征在于，包括：

采集所述功率因数校正电路的状态信号；

根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的峰值电流基准值以及峰值电流调节值，并基于所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及第二电流，得到相应的控制信号；

根据所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，并根据所述驱动信号控制所述功率因数校正电路中的各开关器件的通断；

其中，所述状态信号包括输入电压、输出电压、主电感、同步电感、流过所述主电感的第一电流以及流过所述同步电感的第二电流。

7.如权利要求6所述的多相交错并联控制方法，其特征在于，根据所述状态信号以及预设给定信号，确定相应的控制信号，包括：

根据所述输入电压、所述输出电压以及预设的输出电压基准值，计算所述峰值电流基准值；

根据所述输入电压、输出电压、同步电感、所述第一电流的相位信息以及所述第二电流的相位信息，计算所述峰值电流调节值；

根据所述峰值电流基准值、所述峰值电流调节值以及所述第二电流的幅值信息，确定所述控制信号。

8.如权利要求7所述的多相交错并联控制方法，其特征在于，根据所述输入电压、所述输出电压以及预设的输出电压基准值，计算所述峰值电流基准值，包括：

计算所述输出电压基准值以及所述输出电压之间的差值；

根据所述差值，计算所述电压调节信号；

计算所述电压调节信号以及所述输入电压的乘积，并将所述乘积作为所述峰值电流基准值。

9.如权利要求7所述的多相交错并联控制方法，其特征在于，所述峰值电流调节值是通过以下第一公式确定的：

其中，所述ΔI表示所述峰值电流调节值，所述ΔT表示所述第一电流以及所述第二电流的相位差，所述U_in表示所述输入电压，所述U_out表示所述输出电压；所述L表示所述主电感或所述同步电感的电感量。

10.如权利要求6所述的多相交错并联控制方法，其特征在于，根据所述控制信号，确定与所述控制信号相对应的驱动信号，包括：

计算所述峰值基准电流以及所述峰值调节电流的和值；

比较所述和值以及所述第二电流的幅值的大小，并根据比较结果确定所述控制信号。