CN104617896A - 一种宽带高效率的连续逆f类功率放大器及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种连续逆F类高效率功率放大器及其设计方法，该功率放大器包括五段高低阻抗传输线式输入匹配电路，六段高低阻抗传输线式输出匹配电路，可调节式输入馈电网络，宽带输出馈电网络。本发明基于改进的具有谐波控制的简易实频技术匹配算法，对功率放大器的输入输出阻抗进行宽带匹配，实现宽带连续逆F类高效率工作。该设计方法在提高效率的同时避免了一般的低通滤波器原型设计方法中的基板材料介电常数受限的缺点，实现了可以应用于更高介电常数板材的连续逆F类功率放大器。本发明在高效率宽带功率放大器应用背景下，针对综合的宽带高效率设计方法需求，具有结构简单、体积紧凑、适用性更加广泛的优点。

Description

一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器及其设计方法

技术领域

本发明涉及一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器及其设计方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

随着新一代无线通信***的快速发展，更高速率的数据传输和更丰富的业务内容等需求使得基带信号的带宽变得越来越宽，甚至4G中的LTE-Advanced通信中的基带信号已经高达100MHz；此外，多种通信模式的兼容和多频带工作的需求更是对无线通信***的带宽提出了更高的要求。作为无线通信***中的重要组成部分，高功率放大器的宽带特性成为衡量功率放大器性能的重要指标。

另一方面，面对内容更丰富的业务需求，更高速率的数据传输和更高效的频谱调制技术的使用让传输信号的峰均比在带宽增加的同时也在不断提高。面对带有更高峰均比的传输信号，功率放大器为了避免信号压缩和信息损失，不得不回退到低功率状态进行工作。而作为无线通信***中功耗最大的模块，功率放大器的能源耗费可以占到整个***的50％甚至更高，由功率回退带来的效率低下会导致整个无线通信***效率大大降低，造成能源的极大浪费。因此，宽带高效率功率放大器的研究成为当今功率放大器领域的热点课题。

目前常用的宽带高效率综合设计方法，主要是采用低通滤波器原型综合设计方法，首先根据负载牵引所得的基波阻抗实部与50Ω的比值确定阻抗转换比，依据匹配所需带宽与中心频率的百分比带宽来确定滤波器的阶数；从低通滤波器参数表中得到对应的集总参数低通滤波器电路；再对得到的集总参数电路结构进行微调，实现实数阻抗到复数阻抗的匹配电路；最后将得到的集总参数匹配电路依据集总原件和传输线之间的等效转换公式，实现集总参数电路到分布式传输线匹配电路的变换。

然而，发明人在研究中发现，这种从集总原件到传输线之间的等效变换需要在一定的前提下，那就是转换之后的传输线电长度≤π/4。根据等效转换关系：

其中L和C表示集总参数电路中的电感和电容值，Z_h和Z_l分别表示为转换后的传输线的最高和最低特性阻抗。βl表示转换之后的传输线电长度。一般情况下，为了确保转换之后的传输线电长度≤π/4，要求传输线最高和最低特性阻抗的比值要越大越好。

但是，如果转换之前的集总原件值过大，转换后的传输线电长度大于π/4，转换关系就会不等效，从而使得整个匹配电路发生失配。一般采取的保证等效转换的方法都是设计时尽量选取介电常数较低的板材(≤2.2)，来提高传输线最高特性阻抗(最窄宽度)的数值。这样，在保证有足够宽度的传输线支撑输出电流的情况下，可以提供足够窄小的传输线来产生高的特性阻抗。但是，这样虽然可以保证一定程度上等效变换的正确性，但是却限定了低通滤波器原型设计方法只能应用在较低的介电常数板材中。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器及其设计方法，

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器，包括功率放大器5、高低阻抗传输线式输入匹配网络1、高低阻抗传输线式输出匹配网络2，可调式输入馈电网络3以及宽带输出馈电网络4；高低阻抗传输线式输入匹配网络1中包括第一传输线；高低阻抗传输线式输出匹配网络2包括第二传输线；

所述高低阻抗传输线式输入匹配网络1包括第一传输线中顺序连接的第二高阻抗传输线14、第二低阻抗传输线13、第一高阻抗传输线12、第一低阻抗传输线11；第一开路枝节线15与第一传输线的输入端并联；其中，第二高阻抗传输线14作为第一传输线的输入端，第一低阻抗传输线11作为第一传输线的输出端；第一传输线的输出端与功率放大器5的输入端连接；

所述高低阻抗传输线式输出匹配网络2包括第二传输线中顺序连接的第三高阻抗传输线21、第三低阻抗传输线22、第四高阻抗传输线23、第四低阻抗传输线24和第五高阻抗传输线25；第二开路枝节线26与第二传输线的输出端并联；其中，第三高阻抗传输线21作为第二传输线的输入端，第五高阻抗传输线25作为第二传输线的输出端；第二传输线的输入端与功率放大器5的输出端连接；

所述可调式输入馈电网络包括电阻31、第一扼流电感32、可调节长度传输线33以及N个旁路电容；电阻31的一端与第一传输线的输出端连接；电阻31的另一端通过第一扼流电感32与可调节长度传输线33的一端连接；可调节长度传输线33的另一端分别与N个旁路电容的一端连接，其N个旁路电容的另一端均接地，N≥4，且N为正整数；所述可调节长度传输线33包括相互平行的输出线331和输入线333，在输出线331和输入线333之间设置有a条相互平行的传输线332，并且传输线332与输出线331垂直；其中a为≥2，并且a为正整数；

所述宽带输出馈电网络包括第二扼流电感41、以及M个旁路电容；所述第二扼流电感41的一端连接在第三高阻抗传输线21与第三低阻抗传输线22间；所述第二扼流电感41的另一端分别与M个旁路电容的一端连接，其M个旁路电容的另一端均接地，所述M≥3，且M为正整数；

所述第一传输线的输入端即为连续逆F类功率放大器的输入端，所述第二传输线的输出端即为连续逆F类功率放大器的输出端。

进一步的，所述第一传输线的输入端和第二传输线的输出端均串联一个耦合电容6。

一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器设计方法，包括以下步骤：

1)利用仿真软件中的谐波负载牵引电路，得到功率放大器5的工作频带以及在三次谐波频率以内的谐波频率处的谐波输入、输出阻抗和基波频率处的输入、输出阻抗；所述工作频带包括谐波频率和基波频率；

2)将传统简易实频技术中的截止频率参数f_e由单值改为一组由低到高的频率取值范围，从而得到改进的简易实频技术匹配算法，所述从低到高的频率取值范围中的最低值不小于功率放大器的工作频率，最高值不大于步骤1)中的三次谐波频率；

首先设置输出阻抗匹配网络在简易实频技术匹配算法中的输出优化目标值，将谐波负载牵引电路得到的工作频带的基波频率以及基波频率处的输出阻抗载入到所述的改进简易实频技术匹配算法中的目标函数，优化目标函数的参数得到满足优化目标值的基波输出阻抗目标函数Fun_T；再对基波输出阻抗目标函数Fun_T进行求解，得到若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络；

将工作频带的谐波频率以及负载牵引得到的谐波频率处的输出阻抗带入目标函数，得到谐波输出阻抗目标函数Har_T；根据所述若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络，计算所述若干个输出阻抗匹配网络分别在谐波频率处的谐波输出阻抗目标函数Har_T的值；根据谐波输出阻抗目标函数值Har_T计算谐波输出阻抗目标误差函数Har_Terr的值：

Har_Terr＝1-Har_T对比若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络所对应各自的谐波阻抗目标误差函数值的大小，挑选出谐波输出阻抗匹配误差值最小的匹配网络，该匹配网络即为高低阻抗传输线式输出匹配网络2；

3)首先设置输入阻抗匹配网络在简易实频技术匹配算法中的输入优化目标值，将步骤1)中由负载牵引得到的工作频带以及基波、谐波频率处的输入阻抗载入到所述改进简易实频技术匹配算法中的目标函数，优化目标函数的参数得到满足优化目标值的基波输入阻抗目标函数Fun_T1；再对基波输入阻抗目标函数Fun_T1进行求解，得到若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络；

将工作频带中的谐波频率及其负载牵引得到的谐波频率处的输入阻抗带入目标函数，得到谐波输入阻抗目标函数Har_T1；根据所述若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络，计算所述若干个输入阻抗匹配网络分别在谐波频率处的谐波输入阻抗目标函数Har_T1的值；根据谐波输入阻抗目标函数值Har_T1计算谐波输入阻抗目标误差函数Har_Terr1的值：

Har_Terr1＝1-Har_T1

对比若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络所对应各自的谐波阻抗目标误差函数值的大小，挑选出谐波输入阻抗匹配误差值最小的匹配网络，该匹配网络即为高低阻抗传输线式输入匹配网络1；

4)将步骤2)得到的高低阻抗传输线式输出匹配网络2与宽带输出馈电网络4连接，使得输出匹配网络能够产生开路状态；步骤3)中得到的高低阻抗传输线式输入匹配网络1与可调式输入馈电网络3连接；并且将高低阻抗传输线式输出匹配网络2、高低阻抗传输线式输入匹配网络1与功率放大器5连接，得到最终的逆F类功率放大器。

进一步的，所述功率放大器5采用氮化镓高电子迁移率管。

有益效果：本发明提供的一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器及其设计方法：

1)应用更加广泛：因为所使用的简易实频技术匹配方法是以微带传输线为基本单元的匹配网络，不需要经历一般的低通滤波器原型设计方法从集总参数原件到传输线之间的等效转换过程，所以也就不再受限于转换后的传输线电长度≤π/4的限制条件。这样在设计功率放大器的时候就不需要再考虑板材介电常数的因素，可以应用到更高的介电常数板材中。同样最高效率达到80％以上，本发明所使用的板材介电常数为3.5，高于一般低通滤波器原型设计方法使用的介电常数为2.2的板材。

2)高效率：相比原来的简易实频技术匹配方法，改进的简易实频技术在基波匹配之外加入了谐波控制，通过对输入输出谐波阻抗的控制和选择，使得功率放大器产生高效率的谐波阻抗类型，本发明通过在二次谐波产生高阻抗，三次谐波产生低阻抗使得所设计的功率放大器呈现连续逆F类型。这是一种宽带高效率的功放输出类型。使得本发明的功率放大器在1.7～2.8GHz带宽内最低饱和效率达到60％，峰值饱和效率达到80.4％。

3)宽带宽：相比较于一般的连续逆F类功率放大器，本发明所设计的功率放大器带宽更宽，频率也更高，主要是因为一般的高效率设计方法，不能控制谐波阻抗类型，不能具体设计出某一种高效率功率放大器电路，而使用Smith圆图设计的逆F类和连续逆F类，带宽无法达到更宽的带宽。

4)小型化：相比于低介电常数的板材，更高介电常数的板材，根据介质中波长计算公式，λ表示介质波长，f表示工作频率，με表示介质的磁导率和介电常数，其中的波长会越短，这也就意味着同样的电长度它的物理尺寸要更小。这样的设计方法更利于功放小型化设计。

5)设计简单：简易实频技术匹配方法不同于低通滤波器原型50Ω到实数阻抗值之间的变换，它是一种从50Ω到复数阻抗之间的匹配方法。而功率放大器的最优输出阻抗一般都是复数阻抗，所以简易实频技术匹配方法更加简单。

附图说明

图1为本发明的宽带连续逆F类功率放大器电路示意图；

图2为本发明的可调节式输入馈电网络中的可调式传输线示意图；

图3为本发明的改进的简易实频技术匹配方法流程示意图；

图4为本发明的改进简易实频技术匹配电路示意图；

图5为本发明的实现连续逆F类工作模式的1.7GHz处内部参考平面电流电压波形示意图；

图6为实施实例在1.7～2.8GHz的大信号测试图；

图7为实施实例在2.55GHz，100MHz调制信号下的数字预失真前后测量结果；

图8为实施实例在2.55GHz，100MHz调制信号下的效率以及邻近信道泄露功率比等调制信号特性测量结果；

其中：1-高低阻抗传输线式输入匹配网络、2-高低阻抗传输线式输出匹配网络、3-可调式输入馈电网络、4-宽带输出馈电网络、5-功率放大器、6-耦合电容。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器，包括：高低阻抗传输线式输入匹配网络1、高低阻抗传输线式输出匹配网络2，可调式输入馈电网络3以及宽带输出馈电网络4；高低阻抗传输线式输出匹配2由三段高阻抗传输线以及两段低阻抗传输线，外加一段开路枝节线构成高低阻抗传输线式结构；高低阻抗传输线式输入匹配由两段低阻抗传输线，两段高阻抗传输线，外加一段开路枝节线构成高低阻抗传输线式结构。输入输出匹配网络使用改进的简易实频技术综合设计。

高低阻抗传输线式输入匹配网络1包括第一传输线中顺序连接的第二高阻抗传输线14、第二低阻抗传输线13、第一高阻抗传输线12、第一低阻抗传输线11；第一开路枝节线15与第一传输线的输入端并联；第一传输线的输出端与功率放大器的输入端连接；

高低阻抗传输线式输出匹配网络2包括第二传输线中顺序连接的第三高阻抗传输线21、第三低阻抗传输线22、第四高阻抗传输线23、第四低阻抗传输线24和第五高阻抗传输线25；第二开路枝节线26与第二传输线的输出端并联；第二传输线的输入端与功率放大器的输出端连接；

可调式输入馈电网络包括电阻31、第一扼流电感32、可调节长度传输线33；电阻31的一端与第一传输线的输出端连接，即第一低阻抗传输线11的一端，可调式输入馈电网络用于馈电；电阻31的另一端通过第一扼流电感32与可调节长度传输线33的一端连接；可调节长度传输线33的另一端并联四个旁路电容；如图2所示，可调节长度传输线33具有两个端口，分别为端口1和端口2，并且端口1所对应的就是输入线333，端口2所对应的即是输出线331，并且输出线331和输入线333相互平行。在输出线331和输入线333之间设置有a条相互平行的传输线332，传输线332与输出线331垂直；其中a为≥2，并且a为整数；可调节长度传输线33的作用是调节输入馈电网络的输出阻抗，在后期对整个连续逆F类功率放大器调试的时候，对输入驻波和增益平坦度进行调整。a条相互平行的传输线332是用来搭接输入线331和输出线333用的，焊接不同位置处的传输线，就会产生不同长度的传输线路径，起到阻抗调节作用。电阻31起到稳压的作用。即可调节式传输线33的端口1与第一扼流电感32相接，可调节式传输线33的端口2用于焊接并联旁路电容(34，35，36、37)。旁路电容(34、35、36、37)的一点分别连接端口2，旁路电容(34、35、36、37)另一端均接地。

宽带输出馈电网络包括第二扼流电感41、以及三个旁路电容(42、43、44)；第二扼流电感41的一端连接在第三高阻抗传输线21与第三低阻抗传输线22间；所述第二扼流电感41的另一端并联三个旁路电容(42、43、44)。旁路电容(42、43、44)的一端分别连接第二扼流电感41，旁路电容(42、43、44)的另一端均接地。使用第二扼流电感41，并联旁路电容(42、43、44)结构在整个工作频带内都产生高的输入阻抗，对高低阻抗传输线式输出匹配电路产生开路状态。

本发明的宽带高效率的连续逆F类功率放大器的输入输出端均串联了一个耦合电容，耦合电容6是用来起隔离直流的作用，这样可以避免测试时对仪器和功率放大器本身的损伤。

一种基于改进的具有谐波控制的简易实频技术的宽带匹配设计方法，该设计方法包括以下步骤：

1)使用功率放大器器件模型，利用ADS仿真软件中的谐波负载牵引电路，得到功率放大器5的工作频带以及在三次谐波频率以内的谐波频率处的谐波输入、输出阻抗和基波频率处的输入、输出阻抗；

2)将传统简易实频技术中的截止频率参数f_e由单值改为一组由低到高的频率取值范围，从而得到改进的简易实频技术匹配算法，所述从低到高的频率取值范围中的最低值不小于功率放大器的工作频率，最高值不大于步骤1)中的三次谐波频率；所述工作频带包括谐波频率和基波频率；

首先设置输出阻抗匹配网络在简易实频技术匹配算法中的输出优化目标值，将谐波负载牵引电路得到的工作频带的基波频率以及基波频率处的输出阻抗载入到所述的改进简易实频技术匹配算法中的目标函数，优化目标函数的参数得到满足优化目标值的基波输出阻抗目标函数Fun_T；再对基波输出阻抗目标函数Fun_T进行求解，得到若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络；

将工作频带的谐波频率以及负载牵引得到的谐波频率处的输出阻抗带入目标函数，得到谐波输出阻抗目标函数Har_T；根据所述若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络，计算所述若干个输出阻抗匹配网络分别在谐波频率处的谐波输出阻抗目标函数Har_T的值；根据谐波输出阻抗目标函数值Har_T计算谐波输出阻抗目标误差函数Har_Terr的值：

Har_Terr＝1-Har_T   (2)对比若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络所对应各自的谐波阻抗目标误差函数值的大小，挑选出谐波输出阻抗匹配误差值最小的匹配网络，该匹配网络即为高低阻抗传输线式输出匹配网络2；

3)首先设置输入阻抗匹配网络在简易实频技术匹配算法中的输入优化目标值，将步骤1)中由负载牵引得到的工作频带以及基波、谐波频率处的输入阻抗载入到所述改进简易实频技术匹配算法中的目标函数，优化目标函数的参数得到满足优化目标值的基波输入阻抗目标函数Fun_T1；再对基波输入阻抗目标函数Fun_T1进行求解，得到若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络；

将工作频带中的谐波频率及其负载牵引得到的谐波频率处的输入阻抗带入目标函数，得到谐波输入阻抗目标函数Har_T1；根据所述若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络，计算所述若干个输入阻抗匹配网络分别在谐波频率处的谐波输入阻抗目标函数Har_T1的值；根据谐波输入阻抗目标函数值Har_T1计算谐波输入阻抗目标误差函数Har_Terr1的值：

Har_Terr1＝1-Har_T1   (3)

对比若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络所对应各自的谐波阻抗目标误差函数值的大小，挑选出谐波输入阻抗匹配误差值最小的匹配网络，该匹配网络即为高低阻抗传输线式输入匹配网络1；对于步骤3)中的输入匹配网络进行设计时，根据源谐波阻抗对整体效率的影响，可以只针对基波阻抗进行匹配。

4)将步骤2)得到的高低阻抗传输线式输出匹配网络2与宽带输出馈电网络4连接，使得输出匹配网络能够产生开路状态；步骤3)中得到的高低阻抗传输线式输入匹配网络1与可调式输入馈电网络3连接；并且将高低阻抗传输线式输出匹配网络2、高低阻抗传输线式输入匹配网络1与功率放大器5连接，得到最终的逆F类功率放大器。

将步骤2)和步骤3)中得到的输入输出匹配网络与馈电网络组合构成完整的输入输出匹配网络，并将带有馈电网络的输入输出馈电网络连接到已有的器件模型前后进行整体仿真，对得到的输入输出网络进行进一步优化，使得所设计的功率放大器在整个工作频带内具有最好的特性。对于输出馈电网络，使用串联第二扼流电感电感41，并联旁路电容(42、43、44)结构在功率放大器整个工作频带内都产生高的输入阻抗，对输出匹配网络产生开路状态，对于输入馈电网络，使用串联稳压电阻31和第一扼流电感32，可调节长度传输线33，以及并联旁路电容(34、35、36、37)结构实现宽带输入馈电网络。宽带输出馈电网络中的旁路电容(42、43、44)与可调式输入馈电网络中的旁路电容(34、35、36、37)均在电路中起到良好的旁路和滤波的作用。

下面列举一实施例：

本实施例中的功率放大器设计工作频段为1.7～2.8GHz，所用功率放大器5为氮化镓高电子迁移率管(GaN HEMT)CGH40010F。这里使用介电常数为3.5，厚度为30mil的板材来进行。设计利用ADS仿真软件得到功率放大器管在1.7～2.8GHz的基波输出阻抗在9.6+j*10.6Ω附近变动。为了得到高效率的逆F类工作状态，经仿真设定输出二次谐波为-j*199Ω，呈现高阻抗状态，三次谐波设定为-j*36Ω，呈现小阻抗短路状态。将这些阻抗带入改进的简易实频技术匹配算法中，设定截止频率参数f_e的变化范围为0.6～6.6GHz，输出阻抗匹配网络在简易实频技术匹配算法中的输出优化目标值理论最大值为1，这里取0.8，算法中的阶数k设为6，TL1、TL2、TL3、TL4、TL5、TL6代表6段阻抗传输线，每段微带线长度均为6.15mm。得到输出匹配电路参数如表1，电路结构如图4所示：

表1 改进简易实频技术匹配算法f_e

输入匹配网络与输出匹配网络设计方法相同，也采用6段阻抗传输线来进行匹配。使用改进的简易实频技术匹配方法得到的输入输出匹配网络还要和输入输出馈电网络连接。本实施例中，可调节式输入馈电网络中的电阻31和第一扼流电感32取值分别为100Ω和22nH，旁路电容取值(34、35、36、37)依次分别为18pF，39pF，100pF，和33000pF，宽带输出馈电网络中第二扼流电感41取为12nH，旁路电容值(42、43、44)依次分别为7.5pF，82pF和100pF。

将改进的简易实频技术匹配方法得到的输入输出匹配网络(改进的简易实频技术匹配方法得到的输入网络即为高低阻抗传输线式输入匹配网络1，改进的简易实频技术匹配方法得到的输出网络即为高低阻抗传输线式输出匹配网络2)与功率放大器连接进行优化，调整使得功率放大器在1.7～2.8GHz频段内具有最好的工作特性。经优化过程后，输出匹配网络中的第六段传输线，因为与50欧姆较接近，又因为简易实频技术与一般的滤波器设计方法均使用低通滤波器概念，最后一段传输线可以看成LC低通滤波器中的电容效果，所以将这段微带线用具有容性作用的开路枝节线来代替。而在输入匹配网络调整中，为了实现宽带匹配，并保证整个带内的增益平坦度，原始的第一段高阻抗微带线被去掉，只留下5段微带传输线来实现匹配。最终优化得到的宽带逆F类高效率功率放大器电路结构如图1所示，最终在输入匹配网络中的第一传输线中的微带线尺寸为表1：

表1：第一传输线中的微带线尺寸

最终在输出匹配网络中的第二传输线中的微带线尺寸为表2：

表2：第二传输线中的微带线尺寸

图5是从功率放大器内部参考平面仿真得到的电流电压波形曲线，可以看到，电压波形虚线呈近似半正弦波形，而电流波形实线呈现渐变的方波波形。内部参考平面得到的电流电压波形图都表明了所设计功率放大器的连续逆F类工作类型，从侧面说明了设计方法的有效性，其中图中的虚线表示电压，实线表示电流。

图6是本发明例连续逆F类高效率功率放大器在大信号(大信号为单音信号在输出功率大于30dbm以上)下的测试结果，其中包括它的增益，输出功率和漏极效率测试结果。测得的大信号增益为14.4～15.3dB，饱和功率在40.2～42.9dBm，超过额定10W功率，最高功率接近20W，远大于功率管额定输出功率，证明了匹配方法的有效性。在1.7～2.8GHz的漏极效率为60.3％～80.4％，其中峰值效率在2GHz，是目前所知的频率最高的连续逆F类高效率功率放大器。其次，最高效率达到80％以上，与文献二给出的最高83％效率接近，但是使用的板材是比其要高的介电常数为3.5的板材，而且工作频率比文献给出的2.35GHz高出450MHz。

文献二：《Design of broadband highly efficient harmonic-tuned power amplifier usingin-band continuous Class-F/F mode-transferring》Kenle Chen，Dimitrios Peroulis著，IEEETransaction Microwave Theory Technique杂志第60卷，第12，4107–4116页,2012年12月。

为验证本发明例的连续逆F类功率放大器在通信***中的实际应用情况，我们使用100MHz的LTE-Advanced(long term evolution advanced)宽带调制信号对连续逆F类功率放大器进行激励，并对它进行数字预失真校正。图7给出它在协议频段2.55GHz，输出功率在32.1dBm，效率30.5％，数字预失真前后的功率谱密度测试结果。经过数字预失真，连续逆F类功率放大器的临近信道泄露功率比(ACLR)从-35.9/-34.0dBc改善到-46.4/-46.0dBc。根据LTE-Advanced协议标准，要求数字预失真之后的线性化结果要≤-45dBc。可以看出，设计的连续逆F类功率放大器完全符合且优于通信标准。同时，对于本发明例的连续逆F类高效率功率放大器在调制信号下的特性也进行了测量，得到结果如图8所示，所使用的仍然是100MHz宽带调制信号，测量了功率放大器输出功率从小到大，调制信号下的效率和左右边带的邻近信道泄露功率比。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器，其特征在于：包括功率放大器(5)、高低阻抗传输线式输入匹配网络(1)、高低阻抗传输线式输出匹配网络(2)，可调式输入馈电网络(3)以及宽带输出馈电网络(4)；高低阻抗传输线式输入匹配网络(1)中包括第一传输线；高低阻抗传输线式输出匹配网络(2)包括第二传输线；

所述高低阻抗传输线式输入匹配网络(1)包括第一传输线中顺序连接的第二高阻抗传输线(14)、第二低阻抗传输线(13)、第一高阻抗传输线(12)、第一低阻抗传输线(11)；第一开路枝节线(15)与第一传输线的输入端并联；其中，第二高阻抗传输线(14)作为第一传输线的输入端，第一低阻抗传输线(11)作为第一传输线的输出端；第一传输线的输出端与功率放大器(5)的输入端连接；

所述高低阻抗传输线式输出匹配网络(2)包括第二传输线中顺序连接的第三高阻抗传输线(21)、第三低阻抗传输线(22)、第四高阻抗传输线(23)、第四低阻抗传输线(24)和第五高阻抗传输线(25)；第二开路枝节线(26)与第二传输线的输出端并联；其中，第三高阻抗传输线(21)作为第二传输线的输入端，第五高阻抗传输线(25)作为第二传输线的输出端；第二传输线的输入端与功率放大器(5)的输出端连接；

所述可调式输入馈电网络包括电阻(31)、第一扼流电感(32)、可调节长度传输线(33)以及N个旁路电容；电阻(31)的一端与第一传输线的输出端连接；电阻(31)的另一端通过第一扼流电感(32)与可调节长度传输线(33)的一端连接；可调节长度传输线(33)的另一端分别与N个旁路电容的一端连接，其N个旁路电容的另一端均接地，N≥4，且N为正整数；所述可调节长度传输线(33)包括相互平行的输出线(331)和输入线(333)，在输出线(331)和输入线(333)之间设置有a条相互平行的传输线(332)，并且传输线(332)与输出线(331)垂直；其中a为≥2，并且a为正整数；

所述宽带输出馈电网络包括第二扼流电感(41)、以及M个旁路电容；所述第二扼流电感(41)的一端连接在第三高阻抗传输线(21)与第三低阻抗传输线(22)间；所述第二扼流电感(41)的另一端分别与M个旁路电容的一端连接，其M个旁路电容的另一端均接地，所述M≥3，且M为正整数；

所述第一传输线的输入端即为连续逆F类功率放大器的输入端，所述第二传输线的输出端即为连续逆F类功率放大器的输出端。

2.根据权力要求1所述一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器，其特征在于：所述第一传输线的输入端和第二传输线的输出端均串联一个耦合电容(6)。

3.一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)利用仿真软件中的谐波负载牵引电路，得到功率放大器(5)的工作频带以及在三次谐波频率以内的谐波频率处的谐波输入、输出阻抗和基波频率处的输入、输出阻抗；所述工作频带包括谐波频率和基波频率；

2)将传统简易实频技术中的截止频率参数f_e由单值改为一组由低到高的频率取值范围，从而得到改进的简易实频技术匹配算法，所述从低到高的频率取值范围中的最低值不小于功率放大器的工作频带中的最低频率值，最高值不大于步骤1)中的三次谐波频率；

首先设置输出阻抗匹配网络在简易实频技术匹配算法中的输出优化目标值，将谐波负载牵引电路得到的工作频带的基波频率以及基波频率处的输出阻抗载入到所述的改进简易实频技术匹配算法中的目标函数，优化目标函数的参数得到满足优化目标值的基波输出阻抗目标函数Fun_T；再对基波输出阻抗目标函数Fun_T进行求解，得到若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络；

将工作频带的谐波频率以及负载牵引得到的谐波频率处的输出阻抗带入目标函数，得到谐波输出阻抗目标函数Har_T；根据所述若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络，计算所述若干个输出阻抗匹配网络分别在谐波频率处的谐波输出阻抗目标函数Har_T的值；根据谐波输出阻抗目标函数值Har_T计算谐波输出阻抗目标误差函数Har_Terr的值：

Har_Terr＝1-Har_T

对比若干个在基波频率处满足所述输出优化目标值的输出阻抗匹配网络所对应各自的谐波阻抗目标误差函数值的大小，挑选出谐波输出阻抗匹配误差值最小的匹配网络，该匹配网络即为高低阻抗传输线式输出匹配网络(2)；

3)首先设置输入阻抗匹配网络在简易实频技术匹配算法中的输入优化目标值，将步骤1)中由负载牵引得到的工作频带以及基波、谐波频率处的输入阻抗载入到所述改进简易实频技术匹配算法中的目标函数，优化目标函数的参数得到满足优化目标值的基波输入阻抗目标函数Fun_T1；再对基波输入阻抗目标函数Fun_T1进行求解，得到若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络；

将工作频带中的谐波频率及其负载牵引得到的谐波频率处的输入阻抗带入目标函数，得到谐波输入阻抗目标函数Har_T1；根据所述若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络，计算所述若干个输入阻抗匹配网络分别在谐波频率处的谐波输入阻抗目标函数Har_T1的值；根据谐波输入阻抗目标函数值Har_T1计算谐波输入阻抗目标误差函数Har_Terr1的值：

Har_Terr1＝1-Har_T1

对比若干个在基波频率处满足所述输入优化目标值的输入阻抗匹配网络所对应各自的谐波阻抗目标误差函数值的大小，挑选出谐波输入阻抗匹配误差值最小的匹配网络，该匹配网络即为高低阻抗传输线式输入匹配网络(1)；

4)将步骤2)得到的高低阻抗传输线式输出匹配网络(2)与宽带输出馈电网络(4)连接，使得输出匹配网络能够产生开路状态；步骤3)中得到的高低阻抗传输线式输入匹配网络(1)与可调式输入馈电网络(3)连接；并且将高低阻抗传输线式输出匹配网络(2)、高低阻抗传输线式输入匹配网络(1)与功率放大器(5)连接，得到最终的逆F类功率放大器。

4.根据权利要求1所述的一种宽带高效率的连续逆F类功率放大器，其特征在于：所述功率放大器(5)采用氮化镓高电子迁移率管。