CN105356853B - 一种带通滤波Doherty放大器及仿真设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器及仿真设计方法，该Doherty放大器包括从上至下依次排布的三层结构：依次为微带电路单元、基板和金属地层；其中微带电路单元上加载有分立元件和金属化过孔；微带电路单元由一个正交耦合器、两个功率放大器、负载调制电路和功率合成器四部分组成。正交耦合器是一个雪花型的片状单元能够实现带通滤波和任意的耦合因子，给两个放大器提供合适的输入功率从而达到最佳的负载牵引。两个功率放大器由一个AB类放大器和一个C类放大器组成。负载调制电路是一根四分一波长的微带线。本发明的带通滤波Doherty放大器能够同时实现带通滤波，宽带谐波抑制，效率和线性度的提高。
Description
技术领域
本发明涉及通信中使用的放大器，特别是像LTE、WIMAX这种具有高传输速率、高峰均比的无线通信中使用的高效率高线性和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器及仿真设计方法。
背景技术
随着无线通信技术的飞速发展，功率放大器也得到了飞速的发展。其广泛应用于各种无线通信设备中，在雷达，个人通信，导航，卫星通讯等***中发挥着重要的作用。为了达到节能和减少环境污染的需求，绿色通信已经成为工业发展的关键。功率放大器是通信***中的主要耗能原件，其中基站中40%-60%的能量由功率放大器消耗，提高功率放大器的效率能够有效的节能和减少环境污染。功率放大器的线性度直接决定了通信***信号传输的好坏，小型化也是通信***中的一个关键问题。所以提高效率和线性度以及小型化***成为设计功率放大器的关键。一般的功率放大器工作在A类或AB类，来实现对效率和线性度的折中。为了满足通信***的线性要求，往往要求放大器进行功率回退来达到所要求的线性度指标，但是功率回退会造成效率的急剧恶化。从而产生大量的热量，使得***能耗大，热处理复杂，散热面积大，性能不稳定，影响到整个***的体积。这与绿色低碳的理念和基站小型化趋势相违背。
在现代的移动通信中，随着 3G、4G 的发展，信号调制方式变得日趋复杂，为了提供高的传输速率和宽带业务，往往会采用复杂的编码调制技术，这样所传输的信号一般具有较高的峰均比。为了满足这样的需求需要功率放大器具有高度效率和线性度。
为了改善功率放大器线性的和效率，目前已经出现了多种线性化技术和效率提升技术。其中线性化技术有功率回退技术、前馈技术、反馈技术和数字预失真技术（DPD）等；效率提升技术有包络消除和恢复技术（EER）、包络跟踪技术（ET）、非线性元件实现线性放大技术（LINC）以及 Doherty 技术等。其中，Doherty 功率放大器相对其他技术而言，具有机构简单，成本低廉，容易实现，并且线性影响较小的优点，由于一个Doherty功率放大器由一个主放大器和一个辅助放大器构成的拓扑机构，其主放大器工作在AB类，辅助放大器工作C类。恰当的控制辅助放大器能够使主放大器在功率回退区内一直工作在峰值效率状态。这样的拓扑结构极其适用于高峰均比的现代无线信号高效率传输，因此已经成为现代无线通信放大器设计中最有商用前景的技术。
之前对Doherty性能的改善主要集中在效率，线性度或小型化。从来没有提出一种方法能够同时改善效率，线性度以及小型化***来提高通信***的性能。
发明内容
本发明的目的在于克服传统等功分Doherty功率放大器由于牵引不足而造成效率低，并且填补Doherty功率放大器同时提高效率，线性度，和小型化***方面的空白，而提供一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器及仿真设计方法。
本发明的目的通过以下技术措施解决：
一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，包括从上至下依次排布的三层结构：第一层为微带电路单元，第二层为基板，第三层为金属地层；
所述微带电路单元由正交耦合器、AB类功率放大器、C类功率放大器、负载调制电路、相位补偿单元、功率合成器、信号屏蔽单元组成；其中正交耦合器的三端口与四端口分别与AB类功率放大器和C类功率放大器的输入端连接，负载调制电路与相位补偿单元的输出端，相位补偿单元与AB类功率放大器和C类功率放大器的输出端连接，功率合成器将AB类功率放大器和C类功率放大器连接在一起，信号屏蔽单元铺在微带电路的四周并通过金属过孔与金属地层相连。
优选的，所述正交耦合器为雪花型片状微带正交耦合器，包括四个互相衔接、夹角为90度的扇形微带片状单元、四条阻抗匹配线和四条狭槽；按位置对称关系将所述四个互相衔接、夹角为90度的扇形微带片状单元分为两组，第一组的两个扇形微带片状单元的水平轴和竖直轴均对称且结构一致，半径均为R 1，第二组的两个扇形微带片状单元的水平轴和竖直轴均对称且结构一致，半径均为R 2，且两组扇形微带片状单元相互衔接；每个扇形微带片状单元的左右都有相等的空隙，所述四条阻抗匹配线的中心线分别与位置相邻的两个扇形微带片状单元的交接线重合，且每一阻抗匹配线对应地嵌入交接线重合的两个扇形微带片状单元；所述狭槽分别由四个扇形微带片状单元的扇形边沿向内延伸，狭槽的中线与扇形的中线重合。
优选的，所述四条阻抗匹配线的形状和大小均一致，均为宽W 1，长度为L 1+L C ，每条阻抗匹配线的左右两边均有一条宽度为W C 的间隙。
优选的，所述狭槽分为两组，第一组狭槽分别位于第一组的两个扇形片状单元上，其宽度均为W S ，长度均为L S2；第二组狭槽分别位于第二组的两个扇形片状单元上，其宽度均为W S ，长度均为L S1。
优选的，所述AB类功率放大器与C类功率放大器均由输入、输出微带端口线D1、D2，输入、输出隔直电容C1、C5，输入、输出匹配电路，功放芯片M1，栅极偏置电路和漏极偏置电路构成；其中输入微带端口线D1接在输入隔直电容C1的一端，输入匹配电路连接在输入隔直电容C1的另一端，栅极偏置电路与输入匹配电路连接，功放芯片M1将输入匹配电路与输出匹配电路相连，漏极偏置电路与输出匹配电路连接，输出隔直电容C5将输出匹配电路与微带端口线D2相连。
所述输入、输出端口线长度均为5mm，阻抗均为50欧姆；
所述输入匹配电路由电容C2和微带线混合构成；
所述输出匹配电路由电容C3、C4和微带线混合构成；
所述栅极偏置电路由四分之一波长的微带线、焊盘、三个栅极保护电阻，滤波去耦电容构成，从焊盘端给栅极提供电压V1；
所述漏极偏置电路由四分之一波长的微带线、焊盘、滤波去耦电容构成，从焊盘端给漏极提供电压V2；
所述功放芯片M1型号为MOSFET MW6S004NT1，其中Doherty放大器的漏极偏置电压V2为28V，漏极偏置电流为50mA，AB类功率放大器与C类功率放大器的区别在于功放芯片M1的栅极偏置电压V1；
所述相位调节单元由一段50欧姆的微带线构成；
所述负载调制电路由一段四分之一波长阻抗为50欧姆的微带线构成；
所述功率合成器由主放大器支路末端和辅助放大器支路末端用微带线直接相连，在连接处接一段四分之一波长阻抗为35.3欧姆的微带线。
优选的，所述信号屏蔽单元由良导体在边缘加载金属化过孔构成，金属化过孔采用微带工艺固定在基板上，基板为介质材料基板，其中Doherty功率放大器采用的介质材料厚度为0.8mm的FR4材料，其介电常数为4.4，单独的正交耦合器采用的介质材料厚度为0.8mm的Rogers RO4003C材料，其介电常数为3.3。
优选的，所述金属地层为铺满良导体的金属地层。
一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器的仿真设计方法：首先，根据所需要的中心频率，介质基板的相对介电常数，借助全波电磁仿真软件设计所需的耦合因子，具有谐波抑制功能的正交耦合器；然后用电路仿真软件中的史密斯圆图在中心频率下根据功放芯片M1的输入输出电阻进行阻抗匹配；再设计一个AB类功率放大器和一个C类功率放大器以及负载调制电路和功率合成器；然后把全波电磁仿真软件仿真得到的s4p文件导入电路仿真仿真软件中进行联合仿真。
在本案中，所述带通滤波Doherty放大器工作在1.8GHz能够抑制到三次谐波，效率最高能达到41.8%。最大的临近信道衰弱比只有-40.7dBc。
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
（1）本发明首次提出了一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，实现了对放大器效率和线性度的提高，并具有宽带谐波抑制功能和小型化放大器。非常适合具有高传输速率，高峰均比的现代无线通信***中。
（2）本发明的特点还包括：1、通过调节正交耦合器可实现任意中心频率输出，任意耦合因子，和带宽谐波抑制；2、能够提高放大器效率，线性度；3、使***小型化，易于集成；4、结构简单，成本低。
附图说明
图1为本发明实施例侧面结构示意图。
图2为本发明实施例结构框图。
图3为本发明实施例第一层上层正交耦合器微带整体结构示意图。
图4为本发明实施例第一层上层AB类功率放大器和C类功率放大器结构
示意图。
图5为本发明实施例输出端口间耦合因数为3dB 时仿真和测量的幅度响应结果对比图。
图6为本发明实施例输出端口间耦合因数为3dB 时仿真和测量的相位响应结果对比图。
图7为本发明实施例所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器与传统Doherty功率放大器的S参数对比图。
图8为本发明实施例所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器与传统Doherty功率放大器的效率对比图。
图9为本发明实施例所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器与传统Doherty功率放大器的临近信道衰弱比对比图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
结合图1至图4所示，一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，包括从上至下依次排布的三层结构：第一层为微带电路单元101，第二层为基板102，第三层为金属地层103；其中第一层微带电路单元101上加载有分立元件和金属化过孔。
一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器200中的微带电路单元101由正交耦合器201、AB类功率放大器202、C类功率放大器203、负载调制电路204、相位补偿单元205、功率合成器206和信号屏蔽单元207组成。其中正交耦合器201的三端口与四端口分别与AB类功率放大器202和C类功率放大器203的输入端连接，负载调制电路204接在相位补偿单元205的输出端，相位补偿单元205 接在AB类功率放大器202相连和C类功率放大器203的输出端，功率合成器206将AB类功率放大器202和C类功率放大器203连接在一起，信号屏蔽单元207铺在微带电路的四周。
正交耦合器201是雪花型片状的微带正交耦合器，包括四个互相衔接、夹角为90度的扇形微带片状单元A1、A2、A3、A4、四条阻抗匹配线B1、B2、B3、B4、四条狭槽T1、T2、T3、T4；按位置对称关系将所述四个互相衔接、夹角为90度的扇形微带片状单元A1、A2、A3、A4分为两组，第一组的两个扇形微带片状单元A1、A3的水平轴和竖直轴均对称且结构一致，半径均为R 1，第二组的两个扇形微带片状单元A2、A4的水平轴和竖直轴均对称且结构一致，半径均为R 2，且两组扇形微带片状单元相互衔接；所述四条阻抗匹配线B1、B2、B3、B4的中心线分别与位置相邻的两个扇形微带片状单元的交接线重合，且每一阻抗匹配线对应地嵌入交接线重合的两个扇形微带片状单元之间，每条阻抗匹配线的左右都有相等的空隙；所述狭槽T1、T2、T3、T4分别由四个扇形的边沿向内延伸，狭槽的中线与扇形的中线重合。
如图中，四条阻抗匹配线B1、B2、B3、B4的形状和大小均一致，均为宽W 1，长度为L 1+L C 。每条阻抗匹配线的左右两边均有一条宽度为W C ,长度为L C 的间隙。
所述狭槽T1、T2、T3、T4分为两组，第一组狭槽为T1、T3位于扇形片状单元A1、A3上，其宽度均为W s ，长度均为L s2；第二组狭槽为T2、T4位于扇形片状单元A2、A4上，其宽度均为W s ，长度均为L s1。
所述AB类功率放大器202与C类功率放大器203均由输入、输出微带端口线D1、D2，输入、输出隔直电容C1、C5，输入、输出匹配电路302、303，功放芯片M1，栅极偏置电路303和漏极偏置电路304构成。
在本实施例中，输入、输出端口线D1、D2长度均为5mm，阻抗均为50欧姆。
所述输入匹配电路301由高品质因数电容C2和微带线混合构成，其中电容C2接在输入匹配电路301的下方。
所述输出匹配电路302由高品质因数电容C3、C4和微带线混合构成，其中电容C3、 C4接在输出，匹配电路302的下方。
所述栅极偏置电路303由四分之一波长的微带线、焊盘、栅极保护电阻R1、R2、R3、滤波去耦电容C6、C7、C8构成，从焊盘端给栅极提供电压V1，其中电阻R1将输入匹配电路301与四分之一波长的微带线相连，电阻R2将四分之一波长的微带线与焊盘相连，电阻R3、滤波去耦电容C6、C7、C8并联接在焊盘上。
所述漏极偏置电路304由四分之一波长的微带线、焊盘、滤波去耦电容C6、C7、C8构成，从焊盘端给漏极提供电压V2，其中四分之一波长的微带线与焊盘相连，滤波去耦电容C6、C7、C8接在并联接在焊盘上。
所述功放芯片M1型号为MOSFET MW6S004NT1，其中Doherty放大器的漏极偏置电压V2为28V，漏极偏置电流为50mA，AB类功率放大器202与C类功率放大器203的区别在于功放芯片M1的栅极偏置电压V1。
所述相位调节单元204由一段50欧姆的微带线构成。
所述负载调制电路205由一段四分之一波长阻抗为50欧姆的微带线构成。
所述功率合成器206由主放大器支路末端和辅助放大器支路末端用微带线直接相连，在连接处接一段四分之一波长阻抗为35.3欧姆的微带线。
所述信号屏蔽单元207由良导体在边缘加载金属化过孔构成，金属化过孔采用微带工艺固定在基板102上，基板102为介质材料基板102，其中Doherty功率放大器采用的介质材料厚度为0.8mm的FR4材料，其介电常数为4.4，单独的正交耦合器采用的介质材料厚度为0.8mm的Rogers RO4003C材料，其介电常数为3.3。
所述金属地层103为铺满良导体的金属地层103。
所述具有任意耦合因数的正交耦合器的设计可仅通过改变相邻扇形微带片状单元的半径比值实现不同的耦合因数，通过改变微带阻抗匹配线两旁间隙的宽度和深度实现谐波抑制功能，调节狭槽的深度和宽带，实现设计所需要的频率。
所述带通滤波Doherty放大器工作在1.8GHz能够抑制到三次谐波，效率最高能达到41.8%。最大的临近信道衰弱比只有-40.7dBc。
一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器的仿真设计方法：首先，根据所需要的中心频率（本例为1.8GHz），介质基板的相对介电常数，借助全波电磁仿真软件设计一所需耦合因子的，具有谐波抑制功能的正交耦合器然后用电路仿真软件中的史密斯圆图在1.8GHz下根据功放芯片M1的输入输出电阻进行阻抗匹配。再设计一个AB类功率放大器和一个C类功率放大器以及后面的负载调制电路和功率合成器。然后把全波电磁仿真软件仿真得到的s4p文件导入电路仿真仿真软件中进行联合仿真。
正交耦合器的参数为：L 1=5 mm，W 1=1.5 mm，θ 1= 90o，θ 2=90o以上参数固定不变，其余参数(R 1 、R 2、W S 、L S1、L S2、L C 、W C )在不同电路中数字不同。
AB类与C类功率放大器的参数如下：C1=100pF，C5=100pF，C6=30pF，C7=10nF，C8=10uF，C9=30PF，C10=10nF，C11=10uF，R1=10Ω，R2=1KΩ，R3=10KΩ，V2=28V以上参数固定不变，其余参数(C2，C3，C4，V1)在实际测试中会有变化。
参照图5（本发明实施例输出端口间耦合因数为3dB 时仿真和测量的幅度响应结果对比图）和图6（本发明实施例输出端口间耦合因数为3dB 时仿真和测量的相位响应结果对比图），对应的R 1=R 2=19mm，W S =2mm，L S1=14.7mm，L S2=13，W C =0.3mm，L C =8mm，此时，本耦合器从1.64GHz到1.9GHz之间输出端口的相位差为90o±5°，耦合因子S31与S21之间的差距不大于1dB.
参照图5与图6所用的基板材料为Rogers RO4003C，介电常数为3.38，基板厚度为0.8 mm的真实环境下通过网络分析仪测得。通过以上仿真和测试对比图可以发现，仿真和实测曲线的吻合度较高。
参照图7（本发明实施例所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器与传统Doherty功率放大器的S参数对比图），此时，所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器的中心频率为1.8GHz，能够实现三次谐波抑制，S参数为S11=-18.51dB， S21=14.2dB。
参照图8（本发明实施例所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器与传统Doherty功率放大器的效率对比图），此时，所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器中心频率（1.8GHz）处的附加效率为41.8%，输出功率为40dBm。传统Doherty功率放大器中心频率（1.8GHz）处的附加效率为31.8%,输出功率为38.1dBm。
参照图9（本发明实施例所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器与传统Doherty功率放大器的临近信道衰弱比对比图），此时，所提出的宽带谐波抑制Doherty功率放大器中心频率（1.8GHz）处的临近信道衰弱比最高为-40.7dBc。
传统Doherty功率放大器中心频率（1.8GHz）处的临近信道衰弱比最高为-34.9dBc
参照图7、8、9，对应的R 1=16.4mm，R 2=17.4mm，W S =2.7mm，L S1=11.8mm，L S2=11.8, W C =0.25mm，L C =6mm，C2=3.3pF，C3=2pF，C4=2.7pF,AB类功率放大器的V1=3.08V，C类功率放大器的V1=1.5V，所用的基板材料为FR4，介电常数为4.4，基板厚度为0.8 mm的真实环境下通过网络分析仪和频谱分析仪测得。
通过所测得的良好结果，表明本发明的方案切实可行。
显然，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，包括从上至下依次排布的三层结构：第一层为微带电路单元（101），第二层为基板（102），第三层为金属地层（103）；
所述微带电路单元（101）由正交耦合器(201)、AB类功率放大器(202)、C类功率放大器(203)、负载调制电路(204)、相位补偿单元(205)、功率合成器(206)、信号屏蔽单元（207）组成；其中正交耦合器（201）的三端口与四端口分别与AB类功率放大器(202)和C类功率放大器(203)的输入端连接，负载调制电路(204)与相位补偿单元(205)的输出端连接，相位补偿单元(205) 与AB类功率放大器(202)和C类功率放大器(203)的输出端连接，AB类功率放大器(202)通过功率合成器(206) 和C类功率放大器(203)连接，信号屏蔽单元（207）铺在微带电路的四周并通过金属过孔与金属地层（103）相连。
2.根据权利要求1所述具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，所述正交耦合器(201)为雪花型片状微带正交耦合器，包括四个互相衔接、夹角为90度的扇形微带片状单元(A1、A2、A3、A4)、四条阻抗匹配线(B1、B2、B3、B4)和四条狭槽(T1、T2、T3、T4)；按位置对称关系将所述四个互相衔接、夹角为90度的扇形微带片状单元(A1、A2、A3、A4)分为两组，第一组的两个扇形微带片状单元(A1、A3)的水平轴和竖直轴均对称且结构一致，半径均为R 1，第二组的两个扇形微带片状单元(A2、A4)的水平轴和竖直轴均对称且结构一致，半径均为R 2，且两组扇形微带片状单元相互衔接；每个扇形微带片状单元的左右都有相等的空隙，所述四条阻抗匹配线(B1、B2、B3、B4)的中心线分别与位置相邻的两个扇形微带片状单元的交接线重合，且每一阻抗匹配线对应地嵌入交接线重合的两个扇形微带片状单元；所述狭槽(T1、T2、T3、T4)分别由四个扇形微带片状单元的扇形边沿向内延伸，狭槽的中线与扇形的中线重合。
3.根据权利要求2所述具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，所述四条阻抗匹配线(B1、B2、B3、B4)的形状和大小均一致，均为宽W 1，长度为L 1+L C ，每条阻抗匹配线的左右两边均有一条宽度为W C 的间隙。
4.根据权利要求3所述具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，所述狭槽(T1、T2、T3、T4)分为两组，第一组狭槽 (T1、T3)分别位于第一组的两个扇形片状单元(A1、A3)上，其宽度均为W S ，长度均为L S2；第二组狭槽 (T2、T4)分别位于第二组的两个扇形片状单元（A2、A4）上，其宽度均为W S ，长度均为L S1。
5.根据权利要求1所述具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，所述AB类功率放大器(202)与C类功率放大器(203)均由输入、输出微带端口线D1、D2，输入、输出隔直电容C1、C5，输入、输出匹配电路(301、302)，功放芯片M1，栅极偏置电路(303)和漏极偏置电路(304)构成；其中输入微带端口线D1接在输入隔直电容C1的一端，输入匹配电路（301）连接在输入隔直电容C1的另一端，栅极偏置电路(303)与输入匹配电路（301）连接，功放芯片M1将输入匹配电路（301）与输出匹配电路（302）相连，漏极偏置电路(304)与输出匹配电路连接，输出隔直电容C5将输出匹配电路（302）与微带端口线D2相连。
6.根据权利要求1所述具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，所述信号屏蔽单元（207）由良导体在边缘加载金属化过孔构成，金属化过孔采用微带工艺固定在基板（102）上，基板（102）为介质材料基板（102），其中Doherty功率放大器采用的介质材料厚度为0.8mm的FR4材料，其介电常数为4.4，单独的正交耦合器采用的介质材料厚度为0.8mm的Rogers RO4003C材料，其介电常数为3.3。
7.根据权利要求1所述具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器，其特征是，所述金属地层（103）为铺满良导体的金属地层（103）。
8.一种权利要求1至7任一项所述的具备高效率和宽带谐波抑制的带通滤波Doherty放大器的仿真设计方法：其特征是，首先，根据所需要的中心频率，介质基板的相对介电常数，借助全波电磁仿真软件设计所需的耦合因子的、具有谐波抑制功能的正交耦合器；然后用电路仿真软件中的史密斯圆图在中心频率下根据功放芯片M1的输入输出电阻进行阻抗匹配；再设计一个AB类功率放大器和一个C类功率放大器以及负载调制电路和功率合成器；然后把全波电磁仿真软件仿真得到的s4p文件导入电路仿真仿真软件中进行联合仿真。
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