CN110222414A - 一种提高cpt传输电路功率的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种提高CPT传输电路功率的方法。电容耦合WPT技术目前还没有充分考虑IMC的设计。本发明如下：一、获取各电极自身及相互之间的参数。二、计算覆膜产生的电容。三、确定体内电极与体外电极之间的等效电路；四、设计输入匹配网络。五、设计输出匹配网络。本发明提出的对生物医学植入物***进行的匹配方法，有效提高了***的输出功率。本发明针对生物医学植入物所提供的匹配方法能够根据负载值大小选择进行匹配的位置，以达到对输出功率优化。本发明提出的L型匹配方法，相对于π型、T型等匹配方式，所用元器件较少，体积小，效益高。

Description

一种提高CPT传输电路功率的方法
技术领域
本发明属于优化输出功率技术领域，具体涉及一种提高CPT传输电路功率的方法。
背景技术
近年来，无线功率传输(WPT)技术在植入式生物医学设备中得到了广泛的关注。与电感耦合WPT(IPT)技术相比，电容耦合WPT(CPT)技术具有电磁辐射低、供电能力强的优点，为植入生物医学设备提供了除IPT外的另一种充电策略。在CPT方面已经进行了各种各样的研究，如电容的建模链接、包括金属板之间纵向和横向的距离对建立电容连接造成的影响、金属板的弯曲变形以及操作频率。为了提高传输功率和功率传输效率，发射端(Tx)和接收端(Rx)的阻抗匹配电路(IMCs)也是非常重要的。然而，目前还没有充分考虑IMC的设计。
发明内容
本发明的目的在于提供一种提高CPT传输电路功率的方法。
本发明的具体步骤如下：
步骤一、获取第一体外电极P1、第二体外电极P3、第一体内电极P2、第二体内电极P4的长度LP、面积AP、覆膜厚度dCO、覆膜的介电常数εr_CO；并获取无线传输距离dT、无线传输介质介电常数εr_T、无线传输介质传导率σT、工作频率f、第一体外电极P1与第二体外电极P3的间距LT。
步骤二、计算覆膜产生的电容CCO如式(1)所示。
CCO＝ε0·εr_CO·AP/dCO (1)
式(1)中，ε0为真空介电常数。
步骤三、确定体内电极与体外电极之间的等效电路；等效电路由第一体外电极P1与第一体内电极P2之间的电容CT1、第二体外电极P3与第二体内电极P4之间的电容CT2，第一体外电极P1与第一体内电极P2之间的寄生电阻RT12，第一体外电极P1与第二体外电极P3之间的寄生电阻RT13，第一体外电极P1与第二体内电极P4之间的寄生电阻RT14。第一体内电极P2与第二体外电极P3之间的寄生电阻RT23。第一体内电极P2与第二体内电极P4之间的寄生电阻RT24。第二体外电极P3与第二体内电极P4各自之间的交叉寄生电阻RT34。
根据式(2)，计算CT1及CT2的电容大小及RT12、RT13、RT14、RT23、RT24、RT34的电阻大小。
步骤四、设计输入匹配网络。
4-1.选用L型阻抗匹配网络作为输入匹配网络。计算输入匹配网络的源阻抗ZS,eq＝RS,eq+jXS,eq＝RS和负载阻抗ZL,eq＝RL,eq+jXL,eq。RS为信号源内阻。
输入匹配网络的源阻抗ZS,eq的表达式如式(3)下：
ZL,eq＝2/(jωCCO)+G (3)
式(3)中，G＝(RT13F)/(RT13+F)；F＝(M+E)(RT14+H)/(M+E+RT14+H)+D；D＝(NRT23)/(B+N+RT23)；H＝(NB)/(B+N+RT23)；E＝(BRT23)/(B+RT23+N)；N＝RT34+1/(jωCT2)；M＝RT12+1/(jωCT1)；B＝(RT24A)/(RT24+A)；A＝2/(jωCCO)+RL；RL为负载阻抗。
4-2、若RL,eq>RS，则将输入匹配网络的第一输入电抗元件XT1串联在回路上，第二输入电抗元件XT2并联在第一体外电极P1、第二体外电极P3上。
第一输入电抗元件XT1、第二输入电抗元件XT2的电抗值分别取XTA1、XTA2，计算公式如式(4)所示；
式(4)中，Δ＝RSRL,eq(RL,eq 2+XL,eq 2-RSRL,eq)。
若RL,eq<RS，则将输入匹配网络的第一输入电抗元件XT1并联在信号源的两端，第二输入电抗元件XT2串联在回路上。第一输入电抗元件XT1、第二输入电抗元件XT2的电抗值分别取XTB1、XTB2，计算公式如式(5)所示；
步骤五、设计输出匹配网络。
5-1.选用L型阻抗匹配网络作为输出匹配网络。计算输出匹配网络的源阻抗Z′S,eq＝R′S,eq+jX′S,eq和负载阻抗Z′L,eq＝R′L,eq+jX′L,eq＝RL。
输入匹配网络的源阻抗Z′S,eq的表达式如式(6)下：
Z'S,eq＝2/(jωCCO)+G' (6)
式(6)中，G'＝(RT24F')/(RT24+F')；F'＝(M'+E')(RT23+H')/(M'+E'+RT23+H')+D'；D'＝(N'RT14)/(B'+N'+RT14)；H'＝(N'B')/(B'+N'+RT14)；E'＝(B'RT14)/(B'+RT14+N')；N'＝RT34+1/(jωCT2)；M'＝RT12+1/(jωCT1)；B'＝(RT13A')/(RT13+A')；A'＝2/(jωCCO)+RS。
5-2、若RL>R′S,eq，则将输出匹配网络的第一输出电抗元件X′T1串联在回路上，第二输出电抗元件X′T2并联在负载的两端；第一输出电抗元件X′T1与第二输出电抗元件X′T2中，一个为电容，另一个为电阻。
第一输出电抗元件X′T1、第二输出电抗元件X′T2的电抗值分别取XRA1、XRA2，计算公式如式(7)所示；
若RL<R′S,eq，则将输出匹配网络的第一输出电抗元件X′T1并联在第一体内电极P2、第二体内电极P4上，第二输出电抗元件X′T2串联在回路上。
第一输出电抗元件X′T1、第二输出电抗元件X′T2的电抗值分别取XRB1、XRB2，计算公式如式(8)所示；
式(8)中，Δ′＝R′S,eqRL(RL 2+X′S,eq 2-R′S,eqRL)。
进一步地，步骤五执行后执行步骤六如下：
步骤六、将步骤四所得的输入匹配网络在仿真软件加入发送部分中，在接收部分不设输出匹配网络，进行仿真，得到第一条负载输出功率曲线。将步骤五所得的输出匹配网络在仿真软件加入接收部分中，在发送部分不设输入匹配网络，进行仿真，得到第二条负载输出功率曲线。
将实际的负载大小分别代入两条负载输出功率曲线；若实际的负载大小在第一条负载输出功率曲线上对应的负载输出功率大于或等于实际的负载大小在第二条负载输出功率曲线上对应的负载输出功率；则将输入匹配网络加入发送部分中进行应用；否则，将输出匹配网络加入发送部分中进行应用。
进一步地，步骤六中所述的仿真软件采用MATBLE软件。
本发明具有的有益效果是：
1、本发明提出的对生物医学植入物***进行的匹配方法，有效提高了***的输出功率。
2、本发明针对生物医学植入物所提供的匹配方法能够根据负载值大小选择进行匹配的位置，以达到对输出功率优化。
3、本发明提出的L型匹配方法，相对于π型、T型等匹配方式，所用元器件较少，体积小，效益高。
附图说明
图1是本发明所应用的CPT功率传输电路的结构示意图；
图2是本发明所应用的体内电极与体外电极之间的等效电路图；
图3是本发明中输入匹配网络的示意图；
图4是本发明中输出匹配网络的示意图；
图5是本发明与现有技术的仿真对比图；
图6是本发明与现有技术的仿真及实验对比图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步说明。
如图1所示，一种提高CPT传输电路功率的方法，应用于CPT功率传输电路。CPT功率传输电路包括发送部分和接收部分。发送部分包括信号源、第一体外电极P1、第二体外电极P3。接收部分包括第一体内电极P2、第二体内电极P4和负载。第一体外电极P1、第二体外电极P3与信号源通过输入匹配网络连接。第一体内电极P2、第二体内电极P4与负载通过输出匹配网络连接。
现有技术中，输入匹配网络与输出匹配网络均仅采用一个电感。第一体外电极P1、第二体外电极P3、第一体内电极P2、第二体内电极P4均采用铜片，且铜片上通过覆膜进行绝缘。第一体内电极P2、第二体内电极P4和负载作为植入物，埋在人体内。使用中，将第一体外电极P1、第二体外电极P3分别正对并靠近第一体内电极P2、第二体内电极P4。信号源发出交流信号，即可供电；但输入匹配网络与输出匹配网络将影响CPT功率传输电路的无线传输功率。
一种提高CPT传输电路功率的方法，具体步骤如下：
步骤一、获取完全相同的第一体外电极P1、第二体外电极P3、第一体内电极P2、第二体内电极P4的长度LP、面积AP、覆膜厚度dCO、覆膜的介电常数εr_CO；并获取无线传输距离dT、无线传输介质介电常数εr_T、无线传输介质传导率σT、工作频率f、第一体外电极P1与第二体外电极P3的间距LT(无线传输距离dT即为无线传输时体外电极与对应体外电极的间距；第一体外电极P1与第二体外电极P3的间距等于第一体内电极P2与第二体内电极P4的间距)。
步骤二、计算电极上绝缘覆膜产生的电容CCO如式(1)所示，四块同样规模的覆膜产生的电容相等。
CCO＝ε0·εr_CO·AP/dCO (1)
式(1)中，ε0为真空介电常数。
步骤三、如图2所示，确定体内电极与体外电极之间的等效电路；等效电路由第一体外电极P1与第一体内电极P2之间的电容CT1、第二体外电极P3与第二体内电极P4之间的电容CT2，第一体外电极P1与第一体内电极P2之间的寄生电阻RT12，第一体外电极P1与第二体外电极P3之间的寄生电阻RT13，第一体外电极P1与第二体内电极P4之间的寄生电阻RT14。第一体内电极P2与第二体外电极P3之间的寄生电阻RT23。第一体内电极P2与第二体内电极P4之间的寄生电阻RT24。第二体外电极P3与第二体内电极P4各自之间的交叉寄生电阻RT34。
根据式(2)，计算CT1及CT2的电容大小及RT12、RT13、RT14、RT23、RT24、RT34的电阻大小。
步骤四、设计输入匹配网络。
4-1.选用L型阻抗匹配网络作为输入匹配网络。计算输入匹配网络的源阻抗ZS,eq＝RS,eq+jXS,eq＝RS和负载阻抗ZL,eq＝RL,eq+jXL,eq。RS为信号源内阻。由于输入的源阻抗仅为信号源内阻RS，故其实部RS,eq＝RS，虚部jXS,eq＝0。
输入匹配网络的源阻抗ZS,eq的表达式如式(3)下：
ZL,eq＝2/(jωCCO)+G (3)
式(3)中，G＝(RT13F)/(RT13+F)；F＝(M+E)(RT14+H)/(M+E+RT14+H)+D；D＝(NRT23)/(B+N+RT23)；H＝(NB)/(B+N+RT23)；E＝(BRT23)/(B+RT23+N)；N＝RT34+1/(jωCT2)；M＝RT12+1/(jωCT1)；B＝(RT24A)/(RT24+A)；A＝2/(jωCCO)+RL；RL为负载阻抗。
4-2、若RL,eq>RS，则将输入匹配网络的第一输入电抗元件XT1串联在回路上，第二输入电抗元件XT2并联在第一体外电极P1、第二体外电极P3上。第一输入电抗元件XT1与第二输入电抗元件XT2中，一个为电容，另一个为电阻。
第一输入电抗元件XT1、第二输入电抗元件XT2的电抗值分别取XTA1、XTA2，计算公式如式(4)所示；
式(4)中，Δ＝RSRL,eq(RL,eq 2+XL,eq 2-RSRL,eq)；两组计算公式所得均能够使用；如果XTA1＞0，则第一输入电抗元件XT1为电感，第二输入电抗元件XT2为电容；如果XTA1＜0，则第一输入电抗元件XT1为电容，第二输入电抗元件XT2为电感。下标中的字母“T”和“A”分别表示输入匹配网络和A类型的L型匹配网络的情况。
若RL,eq<RS，则将输入匹配网络的第一输入电抗元件XT1并联在信号源的两端，第二输入电抗元件XT2串联在回路上。第一输入电抗元件XT1、第二输入电抗元件XT2的电抗值分别取XTB1、XTB2，计算公式如式(5)所示；
式(5)中，下标中的字母“T”和“B”分别表示输入匹配网络和B类型的L型匹配网络的情况
步骤五、设计输出匹配网络。
5-1.选用L型阻抗匹配网络作为输出匹配网络。计算输出匹配网络的源阻抗Z′S,eq＝R′S,eq+jX′S,eq和负载阻抗Z′L,eq＝R′L,eq+jX′L,eq＝RL。由于输出匹配网络的负载阻抗仅为负载RL，故其实部R′L,eq＝RL，虚部jX′L,eq＝0。
输入匹配网络的源阻抗Z′S,eq的表达式如式(6)下：
Z'S,eq＝2/(jωCCO)+G' (6)
式(6)中，G'＝(RT24F')/(RT24+F')；F'＝(M'+E')(RT23+H')/(M'+E'+RT23+H')+D'；D'＝(N'RT14)/(B'+N'+RT14)；H'＝(N'B')/(B'+N'+RT14)；E'＝(B'RT14)/(B'+RT14+N')；N'＝RT34+1/(jωCT2)；M'＝RT12+1/(jωCT1)；B'＝(RT13A')/(RT13+A')；A'＝2/(jωCCO)+RS。
5-2、若RL>R′S,eq，则将输出匹配网络的第一输出电抗元件X′T1串联在回路上，第二输出电抗元件X′T2并联在负载的两端；第一输出电抗元件X′T1与第二输出电抗元件X′T2中，一个为电容，另一个为电阻。
第一输出电抗元件X′T1、第二输出电抗元件X′T2的电抗值分别取XRA1、XRA2，计算公式如式(7)所示；
式(7)中，下标中的字母“R”和“A”分别表示输出匹配网络和A类型的L型匹配网络的情况。
若RL<R′S,eq，则将输出匹配网络的第一输出电抗元件X′T1并联在第一体内电极P2、第二体内电极P4上，第二输出电抗元件X′T2串联在回路上；第一输出电抗元件X′T1与第二输出电抗元件X′T2中，一个为电容，另一个为电阻。
第一输出电抗元件X′T1、第二输出电抗元件X′T2的电抗值分别取XRB1、XRB2，计算公式如式(8)所示；
式(8)中，Δ′＝R′S,eqRL(RL 2+X′S,eq 2-R′S,eqRL)。下标中的字母“R”和“B”分别表示输出匹配网络和B类型的L型匹配网络的情况。
步骤六、将步骤四所得的输入匹配网络在仿真软件加入发送部分中，在接收部分不设输出匹配网络，进行仿真，得到第一条负载输出功率曲线。将步骤五所得的输出匹配网络在仿真软件加入接收部分中，在发送部分不设输入匹配网络，进行仿真，得到第二条负载输出功率曲线。负载输出功率曲线为负载输出功率PL与负载RL大小的关系曲线。仿真软件采用MATBLE软件。
将实际的负载大小分别代入两条负载输出功率曲线；若实际的负载大小在第一条负载输出功率曲线上对应的负载输出功率大于或等于实际的负载大小在第二条负载输出功率曲线上对应的负载输出功率；则将输入匹配网络加入发送部分中进行应用；否则，将输出匹配网络加入发送部分中进行应用。
以下举出一个具体的设计实例，设计条件如下：
极板为长度LP＝20mm的铜片；采用PCB板上的油墨作为覆膜，其厚度dCO＝10um，介电常数εr_CO＝4.2；以牛肉作为组织物，其厚度dT＝5mm，介电常数εr_T＝7648，传导率σT＝0.1S/m；两对极板之间的距离LT＝10cm；***结构框图和电容连接侧视图如图1所示。信号发生器(Tektronix AFG3052C)产生10V的正弦波作为源激励；负载上的电压通过示波器(Rohde-Schwarz RTM2032)读取。
加入本发明的输入匹配网络所得负载输出功率曲线如图5中的实线所示；加入本发明的输出匹配网络所得负载输出功率曲线如图5中的点画线所示；目前根据生物医疗植入物***的输出功率研究的最新成果是Reza Erfani在文章“Modeling and ExperimentalValidation of a Capacitive Link for Wireless Power Transfer to BiomedicalImplants”中进行纯电感匹配，其所得负载输出功率曲线如图5中的虚线所示；不设匹配网络所得负载输出功率曲线如图5中的点连线所示。可以看出，相比于无匹配和纯电感匹配而言，本发明得到的输出功率更大，因此选择本发明能优化输出功率。
对***电路进行L匹配时，通过矢量网络分析仪来分别测得发送端和接收端的输入阻抗。根据输入阻抗和源阻抗之间的关系选择A型或者B型L结构，然后利用示波器测得负载上的电压值，计算出相应的输出功率。Multisim14.0仿真结果和实验结果如图6所示。○连线表示在发送端添加本发明的输入匹配网络，×连线表示在发送端进行纯电感匹配，△连线表示在接收端添加本发明的输出匹配网络。实线表示仿真结果，虚线表示实验结果。实验结果表明，尽管与仿真结果存在一定差异，但输出功率随负载的变化趋势与仿真结果基本一致，且本发明优于。L型阻抗匹配能够优化CPT生物医疗植入物的输出功率。这些差异主要来自于牛肉组织的建模，如牛肉组织的准确电导率和介电常数难以获得。

Claims (3)

1.一种提高CPT传输电路功率的方法，其特征在于：步骤一、获取第一体外电极P1、第二体外电极P3、第一体内电极P2、第二体内电极P4的长度LP、面积AP、覆膜厚度dCO、覆膜的介电常数εr_CO；并获取无线传输距离dT、无线传输介质介电常数εr_T、无线传输介质传导率σT、工作频率f、第一体外电极P1与第二体外电极P3的间距LT；
步骤二、计算覆膜产生的电容CCO如式(1)所示；
CCO＝ε0·εr_CO·AP/dCO (1)
式(1)中，ε0为真空介电常数；
步骤三、确定体内电极与体外电极之间的等效电路；等效电路由第一体外电极P1与第一体内电极P2之间的电容CT1、第二体外电极P3与第二体内电极P4之间的电容CT2，第一体外电极P1与第一体内电极P2之间的寄生电阻RT12，第一体外电极P1与第二体外电极P3之间的寄生电阻RT13，第一体外电极P1与第二体内电极P4之间的寄生电阻RT14；第一体内电极P2与第二体外电极P3之间的寄生电阻RT23；第一体内电极P2与第二体内电极P4之间的寄生电阻RT24；第二体外电极P3与第二体内电极P4各自之间的交叉寄生电阻RT34；
根据式(2)，计算CT1及CT2的电容大小及RT12、RT13、RT14、RT23、RT24、RT34的电阻大小；
步骤四、设计输入匹配网络；
4-1.选用L型阻抗匹配网络作为输入匹配网络；计算输入匹配网络的源阻抗ZS,eq＝RS,eq+jXS,eq＝RS和负载阻抗ZL,eq＝RL,eq+jXL,eq；RS为信号源内阻；
输入匹配网络的源阻抗ZS,eq的表达式如式(3)下：
ZL,eq＝2/(jωCCO)+G (3)
式(3)中，G＝(RT13F)/(RT13+F)；F＝(M+E)(RT14+H)/(M+E+RT14+H)+D；D＝(NRT23)/(B+N+RT23)；H＝(NB)/(B+N+RT23)；E＝(BRT23)/(B+RT23+N)；N＝RT34+1/(jωCT2)；M＝RT12+1/(jωCT1)；B＝(RT24A)/(RT24+A)；A＝1/(jωCCO)+1/(jωCCO)+RL；RL为负载阻抗；
4-2、若RL,eq>RS，则将输入匹配网络的第一输入电抗元件XT1串联在回路上，第二输入电抗元件XT2并联在第一体外电极P1、第二体外电极P3上；
第一输入电抗元件XT1、第二输入电抗元件XT2的电抗值分别取XTA1、XTA2，计算公式如式(4)所示；
式(4)中，Δ＝RSRL,eq(RL,eq 2+XL,eq 2-RSRL,eq)；
若RL,eq<RS，则将输入匹配网络的第一输入电抗元件XT1并联在信号源的两端，第二输入电抗元件XT2串联在回路上；第一输入电抗元件XT1、第二输入电抗元件XT2的电抗值分别取XTB1、XTB2，计算公式如式(5)所示；
步骤五、设计输出匹配网络；
5-1.选用L型阻抗匹配网络作为输出匹配网络；计算输出匹配网络的源阻抗Z′S,eq＝R′S,eq+jX′S,eq和负载阻抗Z′L,eq＝R′L,eq+jX′L,eq＝RL；
输入匹配网络的源阻抗Z′S,eq的表达式如式(6)下：
Z'S,eq＝2/(jωCCO)+G' (6)
式(6)中，G'＝(RT24F')/(RT24+F')；F'＝(M'+E')(RT23+H')/(M'+E'+RT23+H')+D'；D'＝(N'RT14)/(B'+N'+RT14)；H'＝(N'B')/(B'+N'+RT14)；E'＝(B'RT14)/(B'+RT14+N')；N'＝RT34+1/(jωCT2)；M'＝RT12+1/(jωCT1)；B'＝(RT13A')/(RT13+A')；A'＝1/(jωCCO)+1/(jωCCO)+RS；
5-2、若RL>R′S,eq，则将输出匹配网络的第一输出电抗元件X′T1串联在回路上，第二输出电抗元件X′T2并联在负载的两端；第一输出电抗元件X′T1与第二输出电抗元件X′T2中，一个为电容，另一个为电阻；
第一输出电抗元件X′T1、第二输出电抗元件X′T2的电抗值分别取XRA1、XRA2，计算公式如式(7)所示；
若RL<R′S,eq，则将输出匹配网络的第一输出电抗元件X′T1并联在第一体内电极P2、第二体内电极P4上，第二输出电抗元件X′T2串联在回路上；
第一输出电抗元件X′T1、第二输出电抗元件X′T2的电抗值分别取XRB1、XRB2，计算公式如式(8)所示；
式(8)中，Δ′＝R′S,eqRL(RL 2+X′S,eq 2-R′S,eqRL)。
2.根据权利要求1所述的一种提高CPT传输电路功率的方法，其特征在于：步骤五执行后执行步骤六如下：
步骤六、将步骤四所得的输入匹配网络在仿真软件加入发送部分中，在接收部分不设输出匹配网络，进行仿真，得到第一条负载输出功率曲线；将步骤五所得的输出匹配网络在仿真软件加入接收部分中，在发送部分不设输入匹配网络，进行仿真，得到第二条负载输出功率曲线；
将实际的负载大小分别代入两条负载输出功率曲线；若实际的负载大小在第一条负载输出功率曲线上对应的负载输出功率大于或等于实际的负载大小在第二条负载输出功率曲线上对应的负载输出功率；则将输入匹配网络加入发送部分中进行应用；否则，将输出匹配网络加入发送部分中进行应用。
3.根据权利要求3所述的一种提高CPT传输电路功率的方法，其特征在于：步骤六中所述的仿真软件采用MATBLE软件。
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US20170117753A1 (en) * 2015-10-21 2017-04-27 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Dynamic Reconfiguration for Maximizing the Overall Link Efficiency of Energy Receivers in a Reliable Implantable System

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