CN104104246A - 包含具有初级侧控制的反激式转换器的开关模式电源 - Google Patents

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Abstract

一种包含具有初级侧控制的反激式转换器的开关模式电源，提供了一种用于控制反激式转换器的方法和装置。所述反激式转换器包括变压器，耦合至该变压器的初级绕组的半导体开关，耦合至该半导体开关的电流测量电路，与该变压器的次级绕组串联耦合的二极管，以及控制器。该控制器被配置为接收反馈电压、基准信号和经测量的初级电流并且根据该反馈电压、基准信号和经测量的初级电流生成针对所述半导体开关的控制信号。该半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开。

Description

包含具有初级侧控制的反激式转换器的开关模式电源
技术领域
本公开涉及一种包括具有初级侧控制的反激式转换器的开关模式电源。
背景技术
开关模式电源（SMPS）被广泛使用并且在逐步替代由变压器和线性电压调节器所组成的“经典”电源。SMPS使用开关功率转换器将一个电压（例如，AC线路电压或13.8V电池电压）转换为另一个电压，后者被用作电气设备或电子电路的供电电压。许多不同的开关功率转换器拓扑在本领域是已知的，诸如降压转换器、升压转换器、转换器、反激式转换器等。
出于安全的原因，期望功率转换器电路的输出包括与（连接至公共电网的）输入电路的电流隔离。该隔离避免了在输出上出现短路的情况下可能从输入源汲取的电流并且可能是许多应用中的设计要求。通常，光耦合器被用来将表示经调节的输出电压的反馈信号与功率转换器电路的输入电路进行电流隔离。功率转换通过使用变压器来实现。经由光耦合器传送反馈信号以确保电流隔离通常必需相对复杂的反馈电路。
从进入的AC线路功率到经调节的DC输出电流的功率转换的另一个设计目标可以通过由一个开关功率半导体所控制的单个转换步骤而完成。一步转换使得电路效率最大化，降低了成本并且提高了整体可靠性。电路设计中的开关功率转换是必需的，但是并不足以在对固有效率加以利用的同时满足单步转换的要求。
需要一种提供经调节的输出电压同时并不要求在电压输出处分接任何反馈信号的SMPS电路。因此，通常被用于将电流反馈信号传送回输入电路同时提供电流隔离的光耦合器或类似部件能够被省去。
发明内容
描述了一种用于控制反激式转换器的方法。该反激式转换器可以包括具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组的变压器，其中该初级绕组可操作地承载初级电流，该次级绕组可操作地承载次级电流，并且该辅助绕组可操作地提供反馈电压。该反激式转换器可以进一步包括串联耦合至该初级绕组的用于依据控制信号对初级电流进行开关的半导体开关，耦合至该半导体开关或变压器的用于测量初级电流的电流测量电路，以及串联耦合到该次级绕组的用于对次级电流进行整流的二极管。此外，该反激式转换器可以包括控制器，其用于接收反馈电压、基准信号和经测量的初级电流并且被配置为根据该反馈电压、基准信号和经测量的初级电流而生成针对该半导体开关的控制信号。由此，该半导体开关周期性地接通和断开。
依据本发明的第一方面，该方法包括有规律地中断开关操作以使得次级电流在该半导体开关断开时下降为零，并且在该次级电流达到零的时刻对反馈电压进行采样，由此获得第一采样值。继续进行开关操作并且在控制信号指示开关操作以接通半导体开关的时刻对反馈电压进行采样，由此获得第二采样值。此外，在该半导体开关已经接通的时刻对经测量的初级电流进行采样，由此获得第三采样值。最后，根据第一、第二和第三采样值对基准信号进行调节。
另外，描述了一种用于控制反激式转换器的电子控制器设备。根据本发明的另一个方面，该电子控制器设备包括接收反馈电压、基准信号和经测量的初级电流的控制器并且被配置为根据该反馈电压、基准信号和经测量的初级电流生成针对半导体开关的控制信号，其中该半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开。该电子控制器设备进一步包括补偿电路，其接收基准信号并且被配置为规律地中断开关操作以使得次级电流在该半导体开关断开时下降为零。该补偿电路进一步被配置为在次级电流达到零的时刻对反馈电压进行采样，由此获得第一采样值。此外，该补偿电路被配置为继续开关操作并且在控制信号指示将该半导体开关接通的时刻对反馈电压进行采样由此获得第二采样值。该补偿电路进一步被配置为在半导体开关已经接通的时刻对经测量的初级电流进行采样，由此获得第三采样值。此外，根据在控制器下游的该第一、第二和第三采样值对基准信号进行调节。
附图说明
参考以下附图和描述，本发明能够得到更好地理解。图中的部件并不必依比例绘制，而是强调图示出本发明的原则。此外，在图中，同样的附图标记指代相对应的部分。附图中：
图1图示了使用反激式转换器拓扑并且包括输出电压控制的开关模式电源（SMPS）电路布置的基本结构；
图2更为详细地图示了图1的示例；
图3是总体上图示了反激式转换器的操作的时序图；
图4是图示依据本发明的一个实施例的反激式转换器的操作的时序图；
图5更为详细地图示了图4的时序图的一部分；
图6图示了依据本发明一个示例的包括控制单元的反激式转换器；以及
图7是图示由图2和6的电路所实现的方法的流程图。
具体实施方式
图1图示了依据本发明一个示例的开关模式电源（SMPS）电路布置的基本结构。作为开关功率转换器，该电路布置包括反激式转换器1，所述反激式转换器1包括通过变压器而电流隔离的初级侧和次级侧，该变压器具有初级绕组LP和次级绕组LS（同样参见图2）。初级绕组LP具有NP匝而次级绕组则具有NS匝。
反激式转换器1的初级绕组LP耦合至整流器5，所述整流器5被配置为对例如由电网所提供的交流线路电压进行整流。
反激式转换器1的次级绕组LS耦合至负载以便对其提供输出功率，该负载即LED设备50。反激式转换器1进一步包括用于对流过初级绕组LP的电流（记为初级电流iP）进行控制的功率半导体开关T1。也就是说，该半导体开关被配置为依据相应控制信号对初级电流iP进行接通和断开。该电路布置进一步包括电流感测单元15（初级电流感测），其提供表示通过初级绕组LP的初级电流iP的电流感测信号VCS。电流感测单元15可以例如包括串联连接到初级绕组LP的分流电阻器（参见图2中的电阻器RCS），并且跨该分流电阻器的电压降表示初级电流iP。该电路布置进一步包括生成控制信号VG的控制单元10，该控制信号VG被提供至半导体开关T1以便依据该控制信号VG而使其接通和断开。例如，半导体开关T1可以是MOS场效应晶体管（MOSFET）。在这种情况下，控制信号VG可以是施加于该MOS晶体管的栅极电压或栅极电流。
总体上，控制电路10对反激式转换器1的开关操作进行控制。在该示例中，控制单元10被配置为对反激式转换器1进行控制以使得操作在准谐振（即，自振荡）模式。控制单元10可以进一步被配置为将电流感测信号VCS与基准信号进行比较。对半导体开关T1的开关状态进行控制的控制信号VG被设置为在初级电流感测信号VCS等于或超过基准信号时断开初级电流iP。在准谐振模式中，半导体开关T1例如在跨开关T1的电压处于（局部）最小值时被接通。出于该目的，该电路布置可以包括电压感测单元13以用于在开关断开时段直接地或间接地对跨半导体开关的电压降进行监视以便允许检测该电压处于最小值的时刻。因此，开关损耗和电磁发射得以被最小化。
图1的电路可以为（仅）具有初级侧控制的多模式开关功率转换器。“初级侧控制”意味着控制单元10能够对输出电压进行调节由此仅使用反激式转换器1中所包括的变压器的初级侧上可用的（经测量的）信号。因此，不必在次级侧测量信号并且（经由电流隔离）将信号向控制器进行传送。反馈回路中（通常在已知SMPS中由光耦合器所提供的）附加的电流隔离因此并非是必要的。多模式意味着控制单元10被配置为以不同模式进行操作，诸如高负载处的CCM、中和低负载处的准谐振DCM以及非常低负载处的脉冲（burst）模式。然而，该描述主要涉及控制单元10的CCM操作。用于在SMPS中使用的多模式控制同样在本领域中是已知的并且因此在这里不再进一步讨论。
图2更为详细地图示了图1的基本结构的一种示例性实施方式。供应至负载50的输出电压由缓冲电容器C1（输出电容器或COUT）所提供，所述缓冲电容器C1并联耦合至包括变压器的次级绕组LS和反激式二极管D1的串联电路。能量在初级电流iP被断开的时间间隔期间从变压器的初级侧传递至次级侧。在同样的时间间隔期间，缓冲电容器C1经由反激式二极管D1通过流过次级绕组LS的所感应的电流进行充电。
初级绕组LP连接在提供经整流的线路电压VIN的整流器5的输出与控制流过初级绕组LP的电流（初级电流iP）的半导体开关T1之间。在该示例中，半导体开关T1是耦合在初级绕组LP和提供接地电位GND1的接地端子之间的MOSFET。电流感测电阻器RCS（也被称作分流电阻器）可以连接在MOSFET T1的源极端子和接地端子之间从而使得跨电流感测电阻器RCS的电压降VCS表示初级电流iP。应当注意的是，电流感测电阻器RCS仅是图1所示的电流感测单元15的一种示例性实施方式。任意其它的已知电流测量方法和相关电路也是可应用的。跨电流感测电阻器RCS的电压降VCS被作为电流感测信号提供至控制单元10，所述控制单元10生成供应至半导体开关的控制端子（即，MOSFET的情况下为栅极电极）以用于对其开关状态进行控制的栅极信号VG。
当半导体开关T1接通时，初级电流iP开始上升并且存储在初级绕组LP中的能量E增加。由于反激式二极管D1在对初级绕组LP的电感进行“充电”的这一阶段期间是反向偏置的，所以初级绕组LP-表现为单一的电感器并且存储在初级绕组中的能量E等于E=LP·iP 2/2。当初级电流iP被半导体开关T1断开时，反激式二极管D1变为正向偏置并且能量E被传输至次级绕组LS，由此从次级绕组LS中所感应的电压而导致的次级电流iS对输出电容器COUT进行充电。根据该时刻，控制单元10在半导体开关T1接通和断开时的操作原则得以被确定并且将在随后进行解释。然而，准谐振反激式转换器的设计是本领域熟知的（参见，例如AN4146中Fairchild Semiconductor的“Design Guidelines for Quasi-Resonant Converters Using FSCQ-seriesFairchild Power Switch”）。
为了检测初级电流接通的时刻，辅助绕组LAUX（具有NAUX匝）可以磁性耦合至初级绕组LP。辅助绕组LAUX的第一端子耦合至接地端子GND1，而辅助绕组LAUX的第二端子可以经由电阻器R1耦合至控制单元10。实际上，跨辅助绕组LAUX的电压的一部分经由电阻器R1以及与电阻器R1串联耦合的另一电阻器R2所组成的分压器而被提供至控制单元10。该部分电压在图2中被记为VFB。电阻器R1和R2的串联电路并联耦合至辅助绕组LAUX并且该分压器的中间分接头连接至控制单元10。电阻器R1和R2连同辅助绕组LAUX一起可以被视为图1的总体示例中所图示的电压感测单元13。
辅助绕组LAUX可以进一步被用于利用自举（bootstrap）供电电路12向控制单元10提供供电电压VCC。当初级电流iP断开时，跨辅助绕组LAUX的电压上升而使得自举二极管D2正向偏置并且因此允许对自举电容器C3进行充电。然而，这样的自举供电电路在该反激式转换器中是已知的并且这里将不再进一步进行讨论。
反激式转换器能够以连续电流模式（CCM，其中次级电流不下降为零）和非连续电流模式（DCM，其中次级电流下降为零并且在有限时间内保持为零）进行操作。DCM的特殊情况是DCM和CCM之间的极限情形（即，CCM和DCM之间的变换）并且有时被称作临界点导通模式（CrCM，其中次级电流仅在非常短的时间内下降为零）。以DCM和CCM控制反激式转换器的基本原则在本领域是公知的并且因此将不在此更为详细地进行解释（参见，例如J.I.Castillejo,M.García-Sanz的“Robust Control of an Ideal DCM/CCMFlyback Converter”，Proc.of the10th Mediterranean Conference on Controland Automation(MED2002)，里斯本，葡萄牙，2002年7月9-12日）。为了控制功率转换器的输出电压VOUT或输出电流，（分别表示输出电压或电流的）相应反馈信号可以被送回至控制单元10。为了提供适当的电流隔离，通常在反馈回路中使用光耦合器。为了简化整体的开关模式电源（SMPS）电路，已经发展出了所谓的“初级侧控制”概念，根据这一概念，使用单独在反激式转换器的初级侧上完成的测量结果对所要调节的输出电压进行估算。尤其是，可以从经测量的初级电流iP以及从辅助绕组LAUX获得的反馈电压VFB的值观察（即，估算）次级电流iS和输出电压VOUT。
图3图示了跨辅助绕组LAUX的电压VAUX和初级电流iP以及次级电流iS的时序图。图3的左侧图示出了以非连续电流模式（DCM）操作的SMPS，而图3的右侧图则示出了以连续电流模式（CCM）进行操作的SMPS。以下更为详细地讨论该时序图。在图3的左侧图中，时刻t1和时刻t5（当半导体开关T1在其已经在时刻t2被断开之后接通时）之间的波形在以DCM操作期间被连续地重复。在时刻t1，该半导体开关被接通并且初级电流iP开始逐渐上升直至在时刻t2达到最大电流，此时半导体开关T1再次被断开。作为结果，初级电流iP快速下降为零，而次级电流（几乎立即）上升至其最大值并且随后逐渐下降直至在时刻t4达到零安培。当半导体开关T1在时刻t1和t2之间处于其接通状态时（即，被接通），跨辅助绕组的电压VAUX几乎为零。当半导体开关T1在时刻t2被断开时，电压VAUX急剧上升至最大电压。在时刻t2和t3之间（即，在安定期间）可以观察到电压VAUX的一些瞬时振荡（ringing），并且在t3和t4（当次级电流已经下降为零时）之间，电压VAUX下降至值VOUTNAUX/NS，也就是
VOUT(t4)=VAUX·NS/NAUX(在DCM中)（1）
等式（1）仅对于DCM有效，其中时刻t4是次级电流下降为零的时刻。在时刻t4与t5之间的时间间隔期间，电压VAUX再次瞬时振荡，并且当操作在准谐振模式时，半导体开关T1在电压VAUX达到（局部）最小值时再次接通，这在该示例中是时刻t5。在时间t5处，该循环重新开始。
如图3的右侧图所示，当操作在CCM时情形稍有不同。由于次级电流iS绝不会下降为零，所以跨反激式二极管D1的正向电压VD以及由于次级绕组LS的（欧姆）电阻所导致的电压VT加上之前所提到的等式（1）中的输出电压VOUT。也就是说，在时刻t4（半导体开关再次接通时），电压VAUX可以等于：
VAUX(t4)=(VOUT+VT+VD)·NAUX/NS(在CCM中)（2）
图3的左侧图（DCM）和右侧图（CCM）的波形实质上相同，只除了半导体开关在次级电流iS下降至零之前再次接通之外。
因此，（假设）当使用等式（1）从经测量的电压VAUX计算输出电压VOUT时，（通过将等式（1）和（2）合并）实际输出电压VOUT和估算VAUX·NS/NAUX之间的差异等于：
VAUX(t4)·NS/NAUX-VOUT(t4)=(VT+VD)（3）
其等效于：
VAUX(t4)-VOUT(t4)·NAUX/NS=(VT+VD)NAUX/NS（4）
等式（4）不仅在时刻t4是有效的，而且在图示出CCM操作的图3右侧图中的时间t3和t4之间的整个时间间隔期间都是有效的。就此而言，应当注意的是，VT和VD的实际值也是随时间变化的。因此，依据等式（1）估算输出电压VOUT的简单控制单元实际上将使得输出电压低于预期VT+VD。此外，等式（4）的差别着重取决于实际输出电流以及温度、二极管特性和PCB布局。因此，在使用初级侧控制时难以进行精确的输出电压调节。
一种可选方案是使用恒定电压偏移以便于对所提到的（随时间变化的）偏移VT+VD进行补偿。然而，这仅是针对具体的二极管特性、具体PCB布局并且在非常窄的温度范围和输出电流范围内解决了以上所提到的问题。显然，更为成熟的方式将是非常有用的。
如以上所讨论的，在辅助绕组LAUX处可观察的电压VAUX和实际输出电压VOUT之间的比例不足的问题仅在连续电流模式（CCM，见图3的右侧图）期间出现。因此，根据本发明的一个方面，控制单元10被配置为在接通初级电流iP之前（在CCM操作期间）***一个开关周期，在该开关周期中允许次级电流iS下降为零。换句话说，在CCM操作期间***至少一个DCM或CrCM开关周期。
在CCM操作期间***单个DCM开关周期对于输出电压仅具有微不足道的影响，但是允许在反激式转换器的初级侧能够进行输出电压和电流的精确测量。以上所提到的一般性概念以下参考图4进行更为详细的讨论。图4的图（a）示出了***（较长的）DCM周期，而图（b）则示出了最小长度的短的DCM周期，即CrCM周期。对于进一步的讨论，应当注意的是，图3中的时刻t0至t5并不与图4中的时刻t0至t5相对应。
对于次级电流iS达到零时的时刻t5之前的时间而言，图4的图（a）和（b）是相同的。对于时刻t4之前的时间，两幅图都示出了如图3的右侧图中已经图示过的处于连续电流模式（CCD）的开关操作。图4的两幅图都图示了施加于半导体开关T1的控制信号VG（顶部波形）。在该示例中，控制信号VG是栅极电压并且半导体开关T1是MOS晶体管。此外，图示了辅助绕组LAUX处的对应电压VAUX（中间波形）以及所引起的初级电流和次级电流iP和iS（底部波形）。在时刻t1，栅极电压VG从低水平切换至高水平，由此激活MOS晶体管T1（即，将其接通）。作为结果，次级电流iS几乎立即下降为零（因为反激式二极管D1现在是反向偏置）而初级电流iP则急剧上升至初始值。
在时刻t1’，次级电流iS为零并且初级电流iP处于其初始值。在时刻t1’之后，初级电流进一步上升直至在栅极电压VG被再次重置为低水平因此对MOS晶体管T1接触激活（即，将其断开）的时刻t2达到其（预定义）最大值。在从t1至t2的时间间隔期间，电压VAUX大约为-VIN·NAUX/NP。当晶体管T1在时刻t2被接触激活时，初级电流iP几乎立即下降为零（因为晶体管T1现在处于其截止状态），而次级电流iS则急剧上升至初始值。
在时刻t2’，初级电流iP为零而次级电流iS则处于其初始值。在时刻t2’之后，次级电流几乎恒定地下降直至其在栅极电压VG被再次设置为高水平因此以与时刻t1相同的方式重新激活MOS晶体管T1的时刻t3达到其最小值，并且循环再次开始。在从t2’到t3的时间间隔期间，电压VAUX（在安定时间期间的短暂瞬时振荡之后）从最大值下降至时刻t3的最小值VAUX(t3)=(VT+VD+VOUT)·NAUX/NS（参见等式（2）），该值高于“理想”值VOUT·NAUX/NS（参见等式（1））。在CCM期间，开关频率fSW是固定的，因此时间间隔t3-t1对应于开关周期fSW -1。
在时刻t3和t4之间，信号具有与时刻t1和t2之间（当半导体开关T1接通时）相同的波形。在时刻t4，半导体开关T1被断开而因此使得流过初级绕组LP的初级电流中断并且使得次级电流开始流过次级绕组LS。在时刻t4和t4’之间，以与t2和t2’之间的时间间隔中相同的方式，初级电流iP下降至零并且次级电流iS急剧上升至其初始值。然而，与其中半导体开关T1断开的先前时间段不同，次级电流现在被允许（以基本上恒定的速率）连续下降直至其在时刻t5达到零。在从t4’到t5的时间间隔期间，电压VAUX（在安定时间期间的短暂瞬时振荡之后）从最大值下降至时刻t5的最小值VAUX(t5)=(VOUT)·NAUX/NS。由于次级电流iS被允许下降为零，则t3至t6之间的周期（即，在半导体开关被重新激活时）为（单个）DCM周期，而之前的周期（例如，t1和t3之间）和后续周期为CCM周期，次级电流iP在其间并不下降为零。从时刻t6开始，初级电流iP开始从零连续增大至其最大值并且CCM操作继续进行。
图4的示图（a）和示图（b）之间仅有的差异在于初级电流和次级电流iP和iS在其间分别为零的t5和t6之间的持续时间。在该时间段内，电压VAUX振荡并且在振荡的局部最小值（也被称作“谷点”）选择开关时间t6。当在这样的局部最小值处进行开关时，反激式转换器操作在“准谐振”模式。这样的准谐振开关在本领域是已知的（参见，例如Infineon Technologies Asia Pacific的“Determine the Switching Frequencyof Quasi-Resonant Flyback Converters Designed with ICE2QS01”，Application Note AN-ICE2QS01,2011年8月15日）并且因此不再这里进一步讨论。从图4能够看出，当在CCM操作期间***单个DCM周期时，电压VAUX与在次级电流达到零的时刻（图4中的t5）的输出电压VOUT成正比（比例因数为匝数比NS/NAUX）。因此，***DCM周期允许通过监视跨与次级侧电流隔离的辅助绕组LAUX的电压VAUX而进行精确的输出电压测量而无需光耦合器。
从图4中的示图以及等式（1）至（4）能够得出结论，由于二极管（见图3，二极管D1的）正向电压VD所导致的偏置电压VT+VD以及由于次级侧的总体线路电阻所导致的电压VT等于：
(VAUX(t8)–VAUX(t5))·NS/NAUX=VT+VD=VOFFSET（5）
其中时刻t8恰好是控制信号VG（即，栅极电压）从低变为高的时刻，即正好在接通半导体开关T1之前。应当注意的是，VAUX(t8)可以在任意CCM周期中进行测量，其中如图4（两幅图）中所示，VAUX(t1)=VAUX(t3)=VAUX(t8)。时刻t5恰好是次级电流iS在DCM周期中下降至零的时刻。应当注意的是，VAUX(t5)可以在任意DCM周期中进行测量，然而，图4的每个图中仅图示了单个DCM周期。从等式（5）能够得出结论，偏置电压VOFFSET从不同时刻t5和t8的电压VAUX的测量结果可得出，其中如所提到的，t5表示DCM周期期间次级电流达到零的任意时刻而t8则表示CCM周期期间在半导体开关T1正好被接通之前的任意时刻。为了依据等式（5）确定偏置电压VOFFSET，如何检测时刻t5（即，次级电流iS达到零时）的问题仍然存在。
时刻t5可以被估算为t5=t6-NZCD·π·sqrt(Lp·CT1ds)，其中Lp是变压器初级电感，CT1ds是跨T1漏极和源极管脚的等效电容，NZCD是在准谐振开关过零点之前所经过的振荡半周期的数目，例如对于图4a而言NZCD=3，对于图4b而言NZCD=1。NZCD也将是奇数（还参见图3）。准谐振开关在本领域是已知的（参见，例如Infineon Technologies AsiaPacific的“Determine the Switching Frequency of Quasi-Resonant FlybackConverters Designed with ICE2QS01”，Application Note AN-ICE2QS01,2011年8月15日）并且因此不在这里进一步讨论。为了获得样本值VAUX(t5)，可以在时刻t4和t6之间对电压VAUX进行连续地采样和存储。随后，在时刻t6，可以从存储器取得针对时刻t5的样本值。提供延迟NZCD·π·sqrt(Lp·CT1ds)的延迟线路也能够被用来将针对电压VAUX的当前采样值进行延迟，从而在时刻t6，在延迟线路输出处针对时刻t5的采样值仍然是可获得的。
对于下文，假设偏置电压VT+VD能够被计算为：
VOFFSET=VT+VD=p·iS(t8)（6）
其中因数p可以随时间变化。该偏置量在辅助绕组LAUX处表现为：
VCOMP=VOFFSET·NAUX/NS=(VT+VD)·NAUX/NS=p·iS(t8)·NAUX/NS（7）
由于次级电流iS并非直接测量（记住，次级侧的测量要被避免以保持电流隔离），所以必须从使用电流感测电阻器RCS（见图2）或者一般地初级电流感测单元15（见图1）所实现的初级电流测量结果得出次级电流。在CCM操作期间，次级电流iS能够使用以下等式而从初级电流iP得出：
iS(t8)=iP(t8’)·NP/NS（8）
其中时刻t8表示CCM周期期间半导体开关T1开始接通（即，控制信号VG从低水平变为高水平）的任意时间，并且时刻t8’表示CCM周期期间所引起的初级电流iP已经上升至其初始值的任意时间。将等式（6）与（8）合并得出：
VOFFSET=VT+VD=p·iS(t8)=p·(NP/NS)·iP(t8’)=k·iP(t8’)（9）
也就是说，偏置电压VT+VD能够从半导体开关T1已经接通时的初级电流进行计算。该偏置量在辅助绕组LAUX处表现为：
VCOMP=VOFFSET·NAUX/NS=(VT+VD)·NAUX/NS=k·ip(t8’)·NAUX/NS（10）
比例因数k可以通过在CCM周期中的时刻t8以及DCM周期（见图4）中的时刻t5测量电压VAUX而规律地得以确定。将等式（9）与05）合并得出：
k=(VT+VD)/ip(t8’)=(VAUX(t8)–VAUX(t5))·(NS/NAUX)/iP(t8’)（11）
为了依据等式（11）确定比例因数k，必须在处于半导体开关T1（见图1）恰好激活之后的时刻对初级电流进行采样（进行测量）。恰好在半导体开关T1接通之后出现的初级电流iP的振荡可能会使得经测量的电流值退化。这种情形在图5中进行了图示。在时刻tA（其对应于图4中的t1、t3和t8）进行的电流测量由于该振荡而并不可靠。然而，在振荡（其是瞬时现象）已经衰减之后，初级电流iP线性上升，这允许在时刻tA进行初级电流iP(tA)的推断。假设在振荡已经衰减之后对另外的电流值iP(tB)和iP(tC)进行采样，则时刻tA的电流iP(tA)可以计算为：
对于tB=(tA+tC)/2iP(tA)=2·iP(tB)-iP(tC)（12）
也就是说，采样时间tB处于采样时间tA和tC的中间。图5中图示了这种情形。
图6中图示了表示对反激式转换器的开关操作进行控制的控制单元10（见图1和2）的内部设计的示例性电路。所图示的实施例还用于实现不需要来自次级侧的反馈信号的反激式转换器的CCM操作期间的精密输出电压调节（即，初级侧控制）。控制单元10接收在辅助绕组LAUX处分接的电压VAUX的R2/(R1+R2)一部分作为反馈电压VFB，并且接收带有在电流感测电阻器RCS处分接的电流感测信号VS，上述电流感测电阻器RCS串联耦合至半导体开关T1和初级绕组LP。此外，控制单元10被配置为提供针对半导体开关T1的控制信号VG，即在MOSFET情况下的合适的栅极电压或栅极电流。
该控制单元包括电压模式或电流模式控制器101，其被提供以表示初级电流iP、反馈电压VFB和（校正）基准电压VCREF的信号VS。电流模式控制器101被配置为从这些输入信号VS、VFB和VCREF生成二进制信号，其中该二进制信号被变换为适于将半导体开关T1接通和断开的控制信号VG。电压模式或电流模式控制器101的设计和操作同样在本领域是已知的并且在此不再进一步讨论。
经校正的基准信号VCREF从基准信号VREF（其可以是恒定电压）所得出，所述基准信号VREF能够被视为针对输出电压控制的设置点。为了在连续电流模式（CCM）中依据等式（1）测量输出电压VOUT时对***误差进行补偿，通过依据等式（10）增加偏置量而对基准信号VREF进行“校正”。也就是说，能够依据以下等式确定经校正（经调节）的基准信号VCREF：
VCREF=VREF+VCOMP=VREF+k·ip(t8’)·NAUX/NS（13）
其中因数k在如以上参考图4所讨论的所***的DCM周期期间依据等式（11）来确定。时刻t5、t8和t8’为图4中所示出的那些时刻，其中时刻t5表示任意DCM周期中次级电流达到零的时刻，t8表示任意CCM周期中半导体开关T1开始接通初级电流iP的时刻，而t8’则表示任意CCM周期中半导体开关T1已经完成接通初级电流iP的开关过程的时刻。时刻t8能够在控制信号VG从低水平变为高水平的时刻（即，在栅极电压VG的上升沿）被检测到，而t8’则能够在电压VAUX（并且因此反馈电压VFB）下降至-VIN·NAUX/NP的时刻（即，在反馈电压VFB的下降沿）被检测到。
计时器电路102（计时器）对在CCM操作期间***DCM周期以及在不同时间处对电压VAUX和初级电流iP（即，测量信号VS的）采样进行协调。此外，计时器102触发DCM周期的***并且控制四个开关S1、S2、S3和S4。反馈信号经由开关S4连接至电流模式控制器101。开关S3允许在DCM周期内的时刻t5对反馈电压VFB（其是电压VAUX的缩放版本）进行采样。开关S2允许在每个CCM周期内的时刻t8对反馈电压VFB进行采样，并且开关S1允许对初级电流（即，电流感测信号VS的）进行采样。反馈电压的缩放因数R2/(R1+R2)可以在后续信号处理中加以考虑。实际上，可以省略分压器R1、R2而使得VFB=VAUX。
开关S4在CCM操作期间被关闭并且被规律地（周期性地或不时地）打开，这触发了DCM周期的***，因为被电流模式控制器101所“看到”的反馈电压VFB在开关S4打开时为零。在时刻t5、t8和t8’，VFB和VS的采样值被存储在分别与开关S3、S2和S1相耦合的寄存器D3、D2、D1中。同样，开关S1至S3和寄存器D1至D3作为采样和保持电路来操作，其中每个采样和保持电路由一对开关和寄存器所形成，并且相应开关由计时器单元102所控制。在每个DCM周期中，算术和逻辑单元（ALU）103取得寄存器值并且依据等式（11）来针对因数k计算更新值。随后，在每个周期中，针对初级电流iP的更新值被采样，并且可以依据等式（13）计算电压VCOMP和VCREF。
ALU103、开关S1至S3、计时器单元102以及寄存器D3、D2、D1能够被视为被配置为根据寄存器D3、D2、D1中所存储的第一、第二和第三采样值而对基准电压VREF进行调节的补偿电路的一部分。该调节在电流模式控制器101的上游完成，从而电流模式控制器101接收经调节的基准电压VCREF。
以下对这里所描述的SMPS电路的功能进行概括。应当注意的是，这并非是重要特征的穷举性概括。相反，重点在于强调该设备的基本功能。以上已经关于图1、2和6所示的电路图以及图3、4和5所示的时序图对细节进行了讨论。
反激式转换器电路包括变压器，所述变压器具有初级绕组LP、次级绕组LS和辅助绕组LAUX。在操作中，该初级绕组LP承载初级电流iP，该次级绕组承载次级电流iS，并且该辅助绕组提供反馈电压VFB。该反激式转换器电路包括串联耦合至该初级绕组的半导体开关T1以用于依据控制信号VG对初级电流iP进行接通和断开。电流测量电路耦合至该半导体开关T1或变压器以用于对初级电流iP（电流感测信号VCS）进行测量，以及二极管D1串联耦合到该次级绕组LS以用于对次级电流iS进行整流。此外，该反激式转换器电路包括控制单元10，所述控制单元10接收反馈电压VFB、基准信号VCREF和经测量的初级电流VCS。通常，控制单元10被配置为（仅）根据该反馈电压VFB、基准信号VCREF和经测量的初级电流iP（即，电流感测信号VCS）而生成针对该半导体开关T1的控制信号VG。
在CCM操作期间，半导体开关T1被周期性地接通和断开（图7中的步骤71）。用于控制反激式转换器电路的方法包括（例如，规律地、不时地）中断CCM开关操作从而使得次级电流iS被允许在半导体开关TS断开同时下降为零（图7中的步骤72）。该步骤也可以被视为“***”单个DCM开关周期。随后，在次级电流iS达到零的时刻（见图4，时刻t5）对反馈电压VFB进行采样（第一采样值）（图7的步骤73）。随后继续该开关操作。例如，半导体开关T1可以在跨开关T1的电压达到最小值时被接通。这是图4所示的准谐振接通条件（见图4，时刻t6）。此刻，继续CCM操作（图7中的步骤74）。该方法进一步包括在控制信号VG指示将半导体开关T1接通（即，VG从低水平变为高水平）的时刻（见图4，时刻t8）对反馈电压VFB进行采样（第二采样值，图7的步骤75）。
此外，在半导体开关T1已经被接通时刻（见图4，时刻t8’）对电流感测信号VCS进行采样（第三采样值，图7中的步骤76）。该时刻t8’可以在电压VAUX已经达到如图4a所示的最小水平–VIN(NAUX/NP)的时刻被检测到，而时刻t8则可以在驱动信号VG从低水平上升至高水平以接通晶体管T1的时刻被检测到。在获得了如以上所讨论的三个采样值的情况下，根据第一、第二和第三采样值对基准信号VCREF进行调节（图7中的步骤77）。在图6中也可以看到该调节，其中外部供应的基准信号VREF与“补偿信号”VCOMP相叠加以获得经补偿的基准信号VCREF。
虽然已经公开了本发明的各个示例性实施例，但是对于本领域技术人员将会明显的是，能够进行实现本发明的一些优势的各种变化和修改而不背离本发明的精神和范围。对于本领域技术人员将会明显的是，实现相同功能的其它部件可以被适当替换。应当提到的是，尽管并未被明确提及，但是关于具体附图所解释的特征可以与其它附图的特征相结合。另外，本发明的方法可以使用适当处理器指令以全软件实施方式来实现，或者利用硬件逻辑和软件逻辑的结合的混合实施方式来实现相同结果。这样的针对发明概念的修改旨在被所附权利要求书所覆盖。

Claims (20)

1.一种用于控制反激式转换器的方法，所述反激式转换器包括：
变压器，具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组，所述初级绕组可操作地承载初级电流，所述次级绕组可操作地承载次级电流，并且所述辅助绕组可操作地提供反馈电压；
半导体开关，串联耦合至所述初级绕组并且被配置为依据控制信号对所述初级电流进行接通和断开；
电流测量电路，耦合至所述半导体开关或所述变压器并且被配置为对所述初级电流进行测量；
二极管，与所述次级绕组串联耦合并且被配置为对所述次级电流进行整流；以及
控制器，被耦合以接收所述反馈电压、基准信号和经测量的所述初级电流并且被配置为根据所述反馈电压、所述基准信号和经测量的所述初级电流而生成针对所述半导体开关的控制信号，其中所述半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开，
其中所述方法包括：
有规律地中断所述开关操作从而使得所述次级电流在所述半导体开关断开时下降为零；
在所述次级电流达到零的时刻对所述反馈电压进行采样，由此获得第一采样值；
继续所述开关操作；
在所述控制信号指示开关操作以接通所述半导体开关的时刻对所述反馈电压进行采样，由此获得第二采样值；
在所述半导体开关已经接通的时刻对经测量的所述初级电流进行采样，由此获得第三采样值；以及
根据所述第一采样值、所述第二采样值和所述第三采样值对所述基准信号进行调节。
2.根据权利要求1所述的方法，其中继续所述半导体开关的操作包括：
检测跨所述半导体开关的电压降何时呈现最小值；以及
在跨所述半导体开关的电压降呈现最小值的时刻接通所述半导体开关。
3.根据权利要求1所述的方法，其中中断所述半导体开关的操作包括清空由所述控制器接收的反馈信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其中清空所述反馈信号包括使用半导体开关以中断所述反馈信号到所述控制器的信号路径。
5.根据权利要求1所述的方法，其中继续所述半导体开关的操作包括向所述控制器提供反馈信号。
6.根据权利要求1的方法，其中所述控制器被配置为生成针对所述半导体开关的控制信号从而使得所述反激式转换器以连续导通模式（CCM）进行操作。
7.一种SMPS电路，包括：
变压器，具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组，所述初级绕组可操作地承载初级电流，所述次级绕组可操作地承载次级电流，并且所述辅助绕组可操作地提供反馈电压；
半导体开关，串联耦合至所述初级绕组以用于依据控制信号对所述初级电流进行接通和断开；
电流测量电路，耦合至所述半导体开关或所述变压器以用于对所述初级电流进行测量；
二极管，串联耦合至所述次级绕组以用于对所述次级电流进行整流；
控制器，被配置为接收所述反馈电压、基准信号和经测量的所述初级电流并且根据所述反馈电压、所述基准信号和经测量的所述初级电流而生成针对所述半导体开关的控制信号，其中所述半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开；以及
补偿电路，被配置为接收所述基准信号；有规律地中断所述半导体开关的操作从而使得所述次级电流在所述半导体开关断开时下降为零；在第一时刻对所述反馈电压进行采样以获得第一采样值，其中所述第一时刻在所述次级电流达到零时出现；继续半导体开关的操作；在第二时刻对所述反馈电压进行采样以获得第二采样值，其中所述第二时刻在所述控制信号指示以接通所述半导体开关时出现；在第三时刻对经测量的所述初级电流进行采样以获得第三采样值，其中所述第三时刻在所述半导体开关已经接通时出现；并且根据所述控制器的上游的所述第一采样值、所述第二采样值和所述第三采样值对所述基准信号进行调节。
8.根据权利要求7所述的SMPS电路，其中在继续所述半导体开关的操作时，所述补偿电路被配置为检测跨所述半导体开关的电压降何时呈现最小值，并且在跨所述半导体开关的电压降呈现最小值的时刻接通所述半导体开关。
9.根据权利要求7所述的SMPS电路，其中所述补偿电路进一步被配置为清空由所述控制器接收的反馈信号以中断半导体开关的操作。
10.根据权利要求9所述的SMPS电路，其中所述补偿电路包括被配置为中断所述反馈信号到所述控制器的信号路径的半导体开关。
11.根据权利要求10所述的SMPS电路，其中所述控制器被配置为生成针对所述半导体开关的控制信号从而使得所述SMPS电路以连续导通模式（CCM）进行操作。
12.一种用于控制反激式转换器的电子控制器设备，所述电子控制器设备包括：
变压器，具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组，所述初级绕组可操作地承载初级电流，所述次级绕组可操作地承载次级电流，并且所述辅助绕组可操作地提供反馈电压；
功率半导体开关，串联耦合至所述初级绕组以用于依据控制信号对所述初级电流进行接通和断开；
电流测量电路，耦合至所述半导体开关或所述变压器以用于对所述初级电流进行测量；
二极管，串联耦合至所述次级绕组以用于对所述次级电流进行整流；
控制器，被配置为接收所述反馈电压、基准信号和经测量的所述初级电流并且根据所述反馈电压、所述基准信号和经测量的所述初级电流而生成针对所述半导体开关的控制信号，其中所述半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开，以及
补偿电路，被配置为接收所述基准信号；有规律地中断所述半导体开关的操作从而使得所述次级电流在所述半导体开关断开时下降为零；在第一时刻对所述反馈电压进行采样以获得第一采样值；继续所述半导体开关的操作；在第二时刻对所述反馈电压进行采样以获得第二采样值；在第三时刻对经测量的所述初级电流进行采样以获得第三采样值；并且根据所述控制器的上游的所述第一采样值、所述第二采样值和所述第三采样值对所述基准信号进行调整。
13.根据权利要求12所述的电子控制器设备，其中所述第一时刻在所述次级电流达到零时出现。
14.根据权利要求12所述的电子控制器设备，其中所述第二时刻在所述控制信号指示以接通所述半导体开关时出现。
15.根据权利要求12所述的电子控制器设备，其中所述第三时刻在所述半导体开关已经接通时出现。
16.一种用于控制反激式转换器的方法，所述方法包括：
中断与所述反激式转换器的变压器的初级绕组串联的半导体开关的操作从而使得流过所述变压器的次级绕组的次级电流在所述半导体开关断开时下降为零，其中所述中断以有规律间隔出现；
在第一时刻在所述变压器的次级绕组处对反馈电压进行采样以获得第一采样值，其中所述第一时刻临近在所述次级电流达到零时出现；
继续所述半导体开关的操作；
在第二时刻对所述反馈电压进行采样以获得第二采样值，其中所述第二时刻在控制信号指示以接通所述半导体开关时出现；
在第三时刻对所述初级绕组中的初级电流进行采样以获得第三采样值，其中所述第三时刻在所述半导体开关已经接通时出现；以及
根据所述第一采样值、所述第二采样值和所述第三采样值对基准信号进行调节。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述反激式转换器包括：
所述变压器，所述变压器具有所述初级绕组、所述次级绕组和所述辅助绕组，所述初级绕组可操作地承载所述初级电流，所述次级绕组可操作地承载所述次级电流，并且所述辅助绕组可操作地提供所述反馈电压；
所述半导体开关，所述半导体开关与所述初级绕组串联耦合以用于依据所述控制信号对所述初级电流进行接通和断开；
电流测量电路，所述电流测量电路耦合至所述半导体开关或所述变压器以用于对所述初级电流进行测量；
二极管，所述二极管串联耦合至所述次级绕组以用于对所述次级电流进行整流；以及
控制器，所述控制器被配置为接收所述反馈电压、基准信号和经测量的所述初级电流并且根据所述反馈电压、所述基准信号和经测量的所述初级电流而生成针对所述半导体开关的所述控制信号。
18.根据权利要求16所述的方法，其中所述半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开。
19.根据权利要求16所述的方法，其中继续所述半导体开关的操作包括：
检测跨所述半导体开关的电压降何时呈现最小值；以及
在跨所述半导体开关的所述电压降呈现最小值的时刻接通所述半导体开关。
20.根据权利要求16所述的方法，其中中断所述半导体开关的操作包括清空由所述控制器接收的反馈信号。
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