CN111628654B - 一种开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种开关电源电路，包括：主电路和控制电路，主电路包括变压器，变压器原边绕组与第一开关管串联，副边绕组与第二开关管串联，谐振电容连接于第二开关管和副边绕组之间且与副边绕组并联；控制电路一方面与第一开关管的控制端连接，用于控制第一开关管导通与关断，另一方面与第二开关管的控制端连接，用于在第一开关管导通期间，当副边电流为下降至零时，控制第二开关管关断，以及在第二开关管关断期间，当谐振电容充电时，控制第二开关管导通。上述开关电源，使用开关管进行整流，相比于传统的二极管整流，可以降低电路的整流损耗。

Description

一种开关电源电路
技术领域
本发明涉及开关电源领域，尤其涉及一种开关电源电路。
背景技术
开关电源电路通常包括输入端的功率变换电路和输出端的整流滤波电路，其中，功率变换电路包括变压器以及与变压器连接的开关管，通过控制开关管的开通和关断进行功率变换；整流滤波电路包括整流二极管，利用二极管的单向导通特性输出直流电。如图1所示为传统技术中的一种开关电源电路，其中，开关管Q与变压器的原边绕组连接，整流二极管D与变压器的副边绕组连接，控制开关管Q的开通与关断，在开关管Q开通与关断过程中，当副边绕组电流为正时，整流二极管导通，当副边绕组电流为负时，整流二极管关断，由此利用二极管的单向导通进行整流以输出直流电。然而，由于整流二极管具有一定的导通电阻，在开关电源电路工作期间，整流二极管也会产生一定的损耗，增加开关电源电路的整体功耗，不利于提升开关电源电路的功率密度。
发明内容
基于此，有必要针对开关电源电路中的整流二极管损耗较大的问题，提出一种新的开关电源电路。
一种开关电源电路，包括：
主电路，所述主电路包括变压器、谐振电容、第一开关管和第二开关管，其中，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组与所述第一开关管的输入端和输出端串联后形成原边支路，所述原边支路用于与输入电源连接，所述副边绕组与所述第二开关管的输入端和输出端串联形成副边支路，所述谐振电容连接于所述第二开关管和所述副边绕组之间且与所述副边绕组并联，所述副边支路用于连接负载；
控制电路，控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通和关断，其中，在所述第一开关管导通且当自所述第二开关管的输入端流向所述第二开关管的输出端的电流下降至零时，控制所述第二开关管关断；在所述第一开关管关断且当所述谐振电容在充电时，控制所述第二开关管导通。
上述开关电源电路，副边支路采用第二开关管进行整流，由于第二开关管本身不具备单向导通特性，为了利用第二开关管进行整流，本申请采用控制电路适时控制第二开关管的导通与关断。由于在第一开关管的开关与关断过程中，副边支路的电流受控于原边支路电流而发生波动，定义副边支路中自第二开关管的输入端流向第二开关管输出端的电流为正向电流，与该正向电流的方向相反的为反向电流，在第一开关管导通后，副边支路中的正向电流逐渐下降，且当副边支路中的正向电流下降至零时，控制第二开关管关断，相当于传统技术中副边支路产生反向电流时，二极管截止；在第一开关管关断后，副边谐振电容与电路中的电感如变压器的漏感产生谐振，谐振电容在谐振过程中反向放电后又正向充电，在谐振电容被充电时，充电电流为正向电流，控制电路控制第二开关管导通，相当于传统技术中副边支路产生正向电流时，二极管导通。通过控制电路适时控制第二开关管的导通和关断，使第二开关管具备整流特性，可以替代传统的整流二极管。同时，由于第二开关管相比于整流二极管具有更低的导通电阻，相应地，在开关电源电路工作过程中，第二开关管正向压降更小，整流损耗更低，有利于降低开关电源电路的整体功耗。
在其中一个实施例中，所述主电路还包括谐振电感，所述谐振电感串联于所述原边支路中。
在其中一个实施例中，在所述原边支路中，所述谐振电感的输入端用于与输入电源连接，所述谐振电感的输出端与所述原边绕组的第一端连接，所述原边绕组的第二端与所述第一开关管的输入端连接，所述第一开关管的输出端接地；
在所述副边支路中，所述副边绕组的第三端与所述第二开关管的输入端连接，所述副边绕组的第四端和所述第二开关管的输出端用于连接负载，所述谐振电容与所述副边绕组并联且所述谐振电容的一端与所述第二开关管的输入端连接，所述第二端与所述第三端为同名端。
在其中一个实施例中，所述主电路还包括输入滤波电容和输出滤波电容，所述输入滤波电容连接于所述谐振电感的输入端与地之间，所述输出滤波电容连接于所述第二开关管的输出端和所述副边绕组的第四端之间。
在其中一个实施例中，所述控制电路用于在所述谐振电容充电过程中，当所述第二开关管的输入端和所述第二开关管的输出端之间的电势下降为零时控制所述第二开关管导通。
在其中一个实施例中，所述控制电路用于当所述第一开关管的输入端与输出端之间的电势处于谷底时控制所述第一开关管导通，以及当流经所述第一开关管的电流为零时控制所述第一开关管关断。
在其中一个实施例中，所述变压器还包括原边辅助绕组，所述主电路还包括第一采样电阻、第二采样电阻和延时电阻，所述第一采样电阻和所述第二采样电阻串联于所述原边辅助绕组的第五端与第六端之间，且所述原边辅助绕组的第六端接地，所述第一采样电阻与所述第二采样电阻相连的一端作为第一采样点，所述延时电阻的一端与所述第一采样点连接，另一端作为第二采样点，所述原边辅助绕组的第五端和所述副边绕组的第三端为同名端；
所述控制电路包括采样模块、计算模块和驱动模块，所述采样模块分别与所述第一采样点和所述第二采样点连接以采样所述第一采样点的第一采样电压和所述第二采样点的第二采样电压，所述计算模块包括比较器，所述比较器的正输入端接入所述第一采样电压，负输入端接入所述第二采样电压，所述驱动模块与所述计算模块连接，用于当所述比较器的输出端由高电平跳转至低电平时，控制所述第二开关管导通；所述计算模块还用于计算在所述第一开关管导通期间的所述第一采样电压的第一个拐点，所述驱动模块用于在所述拐点处控制所述第二开关管关断。
在其中一个实施例中，所述计算模块还包括延时电路和异或门，所述比较器的输出端一方面与所述异或门的第一输入端连接，另一方面与所述延时电路的输入端连接，所述延时电路的输出端与所述异或门的第二输入端连接，所述驱动模块用于在所述异或门的输出端输出高电平时控制所述第二开关管导通，且在所述异或门的输出端输出低电平时保持所述第二开关管的状态不变。
在其中一个实施例中，所述第二采样电压较所述第一采样电压延时1ns～2ns。
在其中一个实施例中，所述主电路还包括第三采样电阻，所述原边绕组依次与所述第一开关管和所述第三采样电阻串联后接地，所述第三采样电阻与所述第一开关管连接的一端作为第三采样点，所述控制电路用于采样所述第三采样点的第三采样电压，且用于当所述第三采样电压到达偶数个零点时控制所述第一开关管导通，在所述第一开关管导通期间，当所述第三采样电压到达偶数个零点时控制所述第一开关管关断。
附图说明
图1为传统技术中开关电源电路图；
图2为本发明一实施例中开关电源电路图；
图3为本发明另一实施例中开关电源电路图；
图4为本发明一实施例开关电源电路在一个控制周期内相关电流与电压的波形图；
图5为本发明一实施例中计算模块结构框架图；
图6为本发明一实施例中计算模块中波形处理示意图；
图7为本发明一实施例中副边支路谐振电容与寄生电感谐振回路示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
如图2所示为本申请一实施例中的开关电源电路，包括，主电路和控制电路。其中，主电路包括变压器Lp、谐振电容Cr、第一开关管Q1和第二开关管Q2，变压器Lp包括原边绕组Np和副边绕组Ns，原边绕组Np和第一开关管Q1的输入端和输出端串联形成原边支路，该原边支路用于与输入电源连接，输入电源的电流依次流经第一开关管Q1的输入端、输出端后流回输入电源，副边绕组Ns与第二开关管Q2的输入端和输出端串联形成副边支路，在副边支路中，谐振电容Cr连接于第二开关管Q2和副边绕组Ns之间且与副边绕组Ns并联，该副边支路用于连接外部负载，为外部负载提供输出电压VO，副边绕组Ns产生的感应电流依次流经第二开关管Q2的输入端和输出端后流入外部负载。控制电路，一方面与第一开关管Q1的控制端连接，输出第一控制信号duty，用于控制第一开关管Q1的导通和关断，另一方面与第二开关管Q2的控制端连接，输出第二控制信号dutySR，用于控制第二开关管Q2的导通和关断。其中，对于第二开关管Q2的控制，具体为在第一开关管Q1导通期间，当自第二开关管Q2的输入端流向输出端的电流下降至零时，控制第二开关管Q2关断，以及在第一开关管Q1关断期间，谐振电容Cr与电路中的电感产生谐振，谐振电容Cr反向放电后又正向充电，当谐振电容Cr正向充电时，控制第二开关管Q2导通。
在本申请中，控制电路通过第一控制信号duty控制第一开关管Q1的开通与关断，在第一开关管Q1开通与关断期间，原边电流Ip会发生波动，而副边支路受控与原边支路，副边电流ID也会随之波动，由于而副边支路中用于整流的第二开关管Q2本身不具备传统整流二极管的单向导通特性，不会根据电流的波动而自动断开和导通，因此需要控制电路适时控制第二开关管Q2的导通和关断，定义副边支路中的副边电流ID自第二开关管Q2的输入端流向输出端的方向为正向，反之则为反向，当副边电流ID反向时，关断第二开关管Q2，当副边电流ID正向时，开通第二开关管Q2。控制电路用于适时控制第二开关管Q2的开通与关断具体为：在第一开关管Q1导通后，原边电流Ip会上升，正向的副边电流ID会下降，当副边电流ID下降至零时，即为副边电流ID即将反向时，控制电路用于判断副边电流ID是否下降至零，若下降至零，则控制第二开关管Q2关断；在第一开关管Q1关断后，谐振电容Cr与电路中的电感如变压器Lp的漏感产生谐振，谐振电容Cr反向放电后又正向充电，正向充电产生的电流为正向电流，控制电路用于判断谐振电容是否正向充电，若正向充电，则控制第二开关管Q2导通。在上述控制过程中，当副边电流ID反向时，第二开关管Q2关断，当副边电流ID正向时，第二开关管Q2导通，相当于传统技术中的整流二极管接反向电流时截止，接正向电流时导通，因此实现副边支路的整流功能。在本申请中，采样第二开关管Q2进行整流，由于第二开关管Q2比传统二极管的导通电阻低，因此具有更低的导通压降，整流损耗更小。
在一实施例中，如图3所示，主电路还包括谐振电感Lres，谐振电感Lres串联于原边支路中。在开关电源电路中，变压器Lp存在漏感，漏感可参与谐振，当当前变压器Lp的漏感满足谐振频率要求时，可不设置额外的谐振电感Lres。当谐振频率要求为兆赫兹级别时，所需的谐振电感Lres为微亨利级别，而变压器Lp漏感一般为纳亨利级别，小于所需谐振电感Lres，因此需要增加额外的谐振电感Lres以使谐振参数符合要求。
在一具体的实施例中，如图3所示，主电路的原边支路为：谐振电感Lres的输入端作为开关电源电路的输入端，用于连接输入电源，谐振电感Lres的输出端与原边绕组Np的第一端连接，原边绕组Np的第二端与第一开关管Q1的输入端连接，第一开关管Q1的输出端接地；主电路的副边支路为：副边绕组Ns的第三端与第二开关管Q2的输入端连接，副边绕组Ns的第四端与第二开关管Q2的输出端作为为开关电源电路的输出端，用于连接负载，谐振电容Cr的一端与第二开关管Q2的输入端连接，且谐振电容Cr与副边绕组Ns并联，且原边绕组Np的第二端与副边绕组Ns的第三端互为同名端。在本实施例中，在原边支路中，定义原边电流Ip自谐振电感Lres输入端流向谐振电感Lres输出端的方向为正向，反之则为反向。当控制电路控制第一开关管Q1导通时，原边电流Ip为正向电流且逐渐增大，副边电流ID为正向电流且逐渐减小，当副边电流ID减小至零时，控制电路控制第二开关管Q2关断，相当于副边电流ID反向时，二极管截止。接着控制第一开关管Q1关断，在第一开关管Q1关断期间，谐振电容Cr与变压器Lp漏感、谐振电感Lres和第一开关管Q1的输出电容Coss形成谐振回路，谐振电容Cr反向放电后又正向充电，在谐振电容Cr充电过程中形成正向充电电流，此时，控制电路将第二开关管Q2导通，相当于副边支路感应出正向电流时，二极管导通。通过控制电路适时控制第二开关管Q2的导通和关断，来实现副边支路的整流特性。
在一实施例中，如图3所示，主电路还包括输入滤波电容C1和输出滤波电容CL，输入滤波电容C1位于原边支路中且连接与谐振电感Lres的输入端和地之间，输出滤波电容CL位于副边支路中且连接与第二开关管Q2的输出端和副边绕组Ns的第四端之间。通过设置输入滤波电容C1和输出滤波电容CL，能够对输入电信号和输出电信号进行滤波，生成稳定的直流电。在一实施例中，如图3所示，原边支路还包括一整流桥，该整流桥的输出端连接于谐振电感Lres的输入端，以整流桥的输入端作为开关电源电路的输入端，可接入交流电，外部交流电先经过整流桥整流后变为直流电，再进行脉冲宽度调制得到所需的输出电压。
在一实施例中，控制电路用于控制第二开关管Q2导通具体为用于在谐振电容Cr充电过程中，当第二开关管Q2的输入端和输出端之间的电势下降为零时控制第二开关管Q2导通。在谐振电容Cr正向充电过程中，谐振电容Cr两端的电压VCr逐渐上升，第二开关管Q2输入端和输出端之间的电势逐渐下降，当第二开关管Q2输出端和输出端之间的电势下降为零时，控制第二开关管Q2导通。由于开关管在切换过程中具有开关损耗，为了降低开关损耗，目前一般采用软开关技术，软开关技术指的是零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)或零电流开关(Zero Current Switching，ZCS)，当电压为零时，使器件开通，当电流为零时，使器件关断，从而实现开关损耗为零，降低电路功耗。在本实施例中，开关电源电路中的第二开关管Q2在电流下降为零时断开，且在电压下降为零时导通，实现零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)，降低第二开关管Q2的开关损耗，进一步降低电路的功耗。在一实施例中，当谐振电容Cr直接通过第二开关管Q2连接与外部负载时，当谐振电容Cr的电压上升至开关电源电路的输出电压VO时，第二开关管Q2的输入端和输出端之间的电势便为零。
在一实施例中，控制电路用于控制第一开关管Q1的导通与关断具体为用于当第一开关管Q1的输入端与输出端之间的电势处于谷底时控制第一开关管Q1导通，当流经第一开关管Q1的电流为零时控制第一开关管Q1关断。将第一开关管的开关切换设计为软开关形式，实现零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)，降低第一开关管Q1的开关损耗，进一步降低电路的功耗。
在上述实施例中，控制电路根据主电路中的各电流和电压信息控制第二开关管Q2的导通和关断，具体可直接采集所需的电压和电流信息，也可间接获取所需的电压或电流信息。在一具体的实施例中，如图3所示，在主电路中，变压器Lp还包括原边辅助绕组Naux，主电路还包括第一采样电阻R1、第二采样电阻R2和延时电阻Rs，第一采样电阻R1和第二采样电阻R2串联于原边辅助绕组Naux的第五端和第六端之间，且原边辅助绕组Naux的第六端接地，第一采样电阻R1与第二采样电阻R2相连的一端作为第一采样点，延时电阻Rs的一端与第一采样点连接，另一端作为第二采样点，原边辅助绕组Naux的第五端与副边绕组Ns的第三端互为同名端；在控制电路中，控制电路包括采样模块、计算模块和驱动电路模块，其中，采样模块与第一采样点连接以采样第一采样点的第一采样电压Vsense，采样模块还与第二采样点连接以采样第二采样点的第二采样电压V＇sense，计算模块包括比较器，比较器的正输入端接入第一采样电压Vsense，负输入端接入第二采样电压V＇sense，驱动模块与计算模块连接，用于当比较器的输出端由高电平跳转至低电平时，控制第二开关管Q2导通，且计算模块还用于计算在第一开关管Q1导通期间的第一采样电压Vsense的第一个拐点，驱动模块用于在该拐点处控制第二开关管Q2关断。在本施例中，采用原边调制模式，即采用原边辅助绕组Naux获取原边支路和副边支路中的电流和电压信息，相比于采用光耦元件获取副边电信号，原边调制模式不需要使用光耦元件，成本较低，且降低了***反馈环路的设计难度，可靠性更高。
在上述实施例中，如图4所示，在第一开关管Q1在t0时刻导通后，副边电流ID逐渐减小至零时，第一采样电压Vsense的波形出现拐点且急速下降，该拐点为第一采样电压Vsense在第一开关管Q1导通期间的第一个拐点，定义为关断拐点B，计算模块用于检测该关断拐点B，驱动模块在出现该关断拐点的时刻t1关断第二开关管Q2。在本实施例中，在第二开关管Q2关断后，谐振电容Cr反向放电至零后又正向充电，第一采样电压Vsense急速下降至负值后又逐渐上升，当谐振电容Cr电压上升至输出电压时，第一采样电压Vsense出现拐点，定义该拐点为导通拐点C，因此，计算模块用于检测到该导通拐点C，驱动模块便可开通第二开关管Q2。在本实施例中，计算模块是通过比较器来检测导通拐点C。如图6所示，第二采样电压V＇sense为第一采样电压Vsense经延时电阻Rs延时后所得，延时电阻Rs延时范围为1ns～2ns，在第二开关管Q2关断期间，将第一采样电压Vsense和第二采样电压V＇sense输入比较器，比较器输出电压Vcomp第一次由高电平跳转为低电平时即为两电压波形此期间的第一个交点A，即在交点A之前，第一采样电压Vsense大于第二采样电压V＇sense，比较器输出为高电平，在交点A之后，第一采样电压Vsense小于于第二采样电压V＇sense，比较器输出为低电平，该交点A略滞后于上述导通拐点C，计算模块检测到输出电压在第二开关管关断期间第一次由高电平跳转为低电平时，即对应该交点A，当出现交点A时，驱动模块便开通第二开关管Q2。需要说明的是，在交点A时刻控制第二开关管Q2导通，而交点A实际滞后于导通拐点，由于第二开关管Q2的导通时间大于理想值时，会导致电流倒流回原边支路，损坏第一开关管Q1，到达导通拐点C后延时一段时间再开通第二开关管Q2，正好可对电路起到保护作用。
在一实施例中，如图5所示，上述计算模块还包括延时电路和异或门，比较器的输出端一方面与异或门的第一输入端连接，另一方面与延时电路的输入端连接，延时电路的输出端与异或门的第二输入端连接，驱动模块用于在异或门的输出端输出高电平时控制第二开关管Q2导通，且在异或门的输出端输出低电平时保持第二开关管Q2的状态不变。在本实施例中，如图6所示，比较器输出电压Vcomp为一矩形脉冲，在交点A处，比较器输出电压Vcomp由高电平跳变为低电平，比较器输出电压Vcomp经延时电路延时后生成延时脉冲Vcomp_de，延时脉冲Vcomp_de与比较器输出电压Vcomp经过异或逻辑运算生成电压dutySR＇，当延时脉冲Vcomp_de与比较器输出电压Vcomp电平相反，则异或门输出电压dutySR＇为高电平，其余输出低电平，因此在交点A处，异或门输出电压dutySR＇为高电平，当异或门输出电压dutySR＇为高电平时即可控制第二开关管Q2开通，当异或门输出为低电平时保持第二开关管Q2的状态不变。
控制电路根据原边支路的电流和电压信息控制第一开关管Q1的开通与关断，在一实施例中，主电路还包括第三采样电阻Rsense，原边绕组Np依次与第一开关管Q1和第三采样电阻Rsense串联后接地，第三采样电阻Rsense与第一开关管Q1连接的一端作为第三采样点，控制电路用于采样该第三采样点的第三采样电压Vp，当第三采样电压Vp达到偶数个零点时控制第一开关管Q1导通，在第一开关管Q1导通期间，当第三采样电压Vp达到偶数个零点时控制第一开关管Q1关断。第三采样电压Vp与原边电流Ip呈正相关，VP＝Rsense*IP，第三采样电压Vp的零点对应原边电流Ip的零点，当第三采样电压Vp处于第偶数个零点时，即原边电流Ip处于第偶数个零点时，第一开关管Q1的输入端和输出端之间的电势处于谷底，此时，将第一开关管Q1导通，实现零电压导通；在第一开关管Q1导通期间，第三采样电压Vp处于偶数个零点时，即原边电流Ip处于第偶数个零点时，控制第一开关管Q1关断，实现零电流关断，从而降低第一开关管Q1的开关损耗。
在一实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，以下简称MOS管)，且第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS管。下面以第一开关管Q1为第一NMOS管、以第二开关管Q2为第二NMOS管为例说明本申请中开关电源电路的工作过程，其中，第一开关管Q1输入端和输出端之间的电势为第一NMOS管的源漏电压Vds。如图4所示，在一个控制周期内，该工作过程分为以下四个时间阶段：
t0～t1时间段：在t0时刻，原边电流Ip过第偶数个零点，第一NMOS管的源漏电压Vds处于谷底，此时，第一控制信号duty为高电平，控制第一开关管Q1导通，原边电流Ip线性增大，副边电流ID线性下降，在t1时刻，副边电流ID下降至零，第一采样电压Vsense出现关断拐点B，此时，第二控制信号dutySR跳变为高电平，控制第二开关管Q2关断，实现零电流关断；
t1～t2时间段：在t1时刻，第二开关管Q2关断，谐振电容Cr、谐振电感Lres和变压器Lp漏感谐振，原边绕组Np能量传递至副边绕组Ns，谐振电容Cr反向放电后又正向充电，使得第三采样电压Vp迅速下降至负值后又逐渐升高。原边电流Ip逐渐升高后又谐振到负值，当原边电流Ip达到偶数个零点时，第一控制信号duty跳变为低电平，控制第一开关管Q1关断。在本实施例中，在第一开关管Q1导通器件，当原边电流Ip达到第二个零点时则控制第一开关管Q1关断，实现零电流关断。在第二偶数个原边电流Ip零点关断第一开关管Q1，使得原边支路满历经整数个谐振周期后进行开关动作；
t2～t3时间段：在t2时刻，第一开关管Q1关断，谐振电容Cr、谐振电感Lres，变压器Lp漏感和第一开关管Q1源漏输出电容谐振，谐振电容Cr正向充电，并在t3时刻达到输出电压VO，此时，第二开关管Q2的源漏电压为零，第一采样电压Vsense出现导通拐点C，第二控制信号dutySR跳变变为高电平，控制第二开关管Q2导通，实现零电压导通；
t3～t4时间段：在t3时刻，第二开关管Q2导通，原边支路出现谐振，即谐振电感Lres、变压器Lp漏感和第一开关管Q1源漏输出电容形成谐振回路，原边电流Ip为谐振电流，在第一开关管Q1导通期间，当原边电流Ip处于第偶数个零点时，第一开关管Q1的源漏电压正好处于谷底，此时，第一控制信号duty变为高电平，控制第一开关管Q1导通，实现零电压导通。由此完成一个周期的控制，其中，第一开关管Q1的导通时间和关断时间根据具体情况而定。
需要说明的是，在t3～t4时间段，第二开关管Q2导通期间，由于电路中存在寄生电感，该寄生电路包括变压器Lp漏感和导线寄生电感，在副边支路中，寄生电感和谐振电容Cr会形成如图7所示的谐振电路，谐振电容Cr电压即该阶段的谐振电容Cr电压因谐振而波动，导致第一采样电压Vsense在该时间段随之波动。
以上实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (9)

1.一种开关电源电路，其特征在于，包括：
主电路，所述主电路包括变压器、谐振电容、第一开关管和第二开关管，其中，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组与所述第一开关管的输入端和输出端串联后形成原边支路，所述原边支路用于与输入电源连接，所述副边绕组与所述第二开关管的输入端和输出端串联形成副边支路，所述谐振电容连接于所述第二开关管和所述副边绕组之间且与所述副边绕组并联，所述副边支路用于连接负载；及
控制电路，控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通和关断，其中，在所述第一开关管导通且当自所述第二开关管的输入端流向所述第二开关管的输出端的电流下降至零时，控制所述第二开关管关断；在所述第一开关管关断且所述谐振电容的充电过程中，当所述第二开关管的输入端和所述第二开关管的输出端之间的电势下降为零时，控制所述第二开关管导通。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述主电路还包括谐振电感，所述谐振电感串联于所述原边支路中。
3.如权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于，
在所述原边支路中，所述谐振电感的输入端用于与输入电源连接，所述谐振电感的输出端与所述原边绕组的第一端连接，所述原边绕组的第二端与所述第一开关管的输入端连接，所述第一开关管的输出端接地；
在所述副边支路中，所述副边绕组的第三端与所述第二开关管的输入端连接，所述副边绕组的第四端和所述第二开关管的输出端用于连接负载，所述谐振电容与所述副边绕组并联且所述谐振电容的一端与所述第二开关管的输入端连接，所述第二端与所述第三端为同名端。
4.如权利要求3所述的开关电源电路，其特征在于，所述主电路还包括输入滤波电容和输出滤波电容，所述输入滤波电容连接于所述谐振电感的输入端与地之间，所述输出滤波电容连接于所述第二开关管的输出端和所述副边绕组的第四端之间。
5.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述控制电路用于当所述第一开关管的输入端与输出端之间的电势处于谷底时控制所述第一开关管导通，以及当流经所述第一开关管的电流为零时控制所述第一开关管关断。
6.如权利要求5所述的开关电源电路，其特征在于，
所述变压器还包括原边辅助绕组，所述主电路还包括第一采样电阻、第二采样电阻和延时电阻，所述第一采样电阻和所述第二采样电阻串联于所述原边辅助绕组的第五端与第六端之间，且所述原边辅助绕组的第六端接地，所述第一采样电阻与所述第二采样电阻相连的一端作为第一采样点，所述延时电阻的一端与所述第一采样点连接，另一端作为第二采样点，所述原边辅助绕组的第五端和所述副边绕组的第三端为同名端；
所述控制电路包括采样模块、计算模块和驱动模块，所述采样模块分别与所述第一采样点和所述第二采样点连接以采样所述第一采样点的第一采样电压和所述第二采样点的第二采样电压，所述计算模块包括比较器，所述比较器的正输入端接入所述第一采样电压，负输入端接入所述第二采样电压，所述驱动模块与所述计算模块连接，用于当所述比较器的输出端由高电平跳转至低电平时，控制所述第二开关管导通；所述计算模块还用于计算在所述第一开关管导通期间的所述第一采样电压的第一个拐点，所述驱动模块用于在所述拐点处控制所述第二开关管关断。
7.如权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于，所述计算模块还包括延时电路和异或门，所述比较器的输出端一方面与所述异或门的第一输入端连接，另一方面与所述延时电路的输入端连接，所述延时电路的输出端与所述异或门的第二输入端连接，所述驱动模块用于在所述异或门的输出端输出高电平时控制所述第二开关管导通，且在所述异或门的输出端输出低电平时保持所述第二开关管的状态不变。
8.如权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于，所述第二采样电压较所述第一采样电压延时1ns～2ns。
9.如权利要求5所述的开关电源电路，其特征在于，所述主电路还包括第三采样电阻，所述原边绕组依次与所述第一开关管和所述第三采样电阻串联后接地，所述第三采样电阻与所述第一开关管连接的一端作为第三采样点，所述控制电路用于采样所述第三采样点的第三采样电压，且用于当所述第三采样电压到达偶数个零点时控制所述第一开关管导通，在所述第一开关管导通期间，当所述第三采样电压到达偶数个零点时控制所述第一开关管关断。
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