TWI578685B - A dual mode operation controller for flyback converters with primary side adjustment - Google Patents
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Description
本發明係有關於一種用於飛返轉換器的雙模操作控制器,尤其是雙模操作控制器係搭配具初級側調節(Primary-Side Regulation,PSR)的飛返轉換器而動態控制飛返轉換器,使得在相對較輕的負載範圍內時,飛返轉換器是操作在非連續導通模式(DCM)並藉極小化主要的切換損失而最佳化輕負載轉換效率,或者,飛返轉換器是在相對較重的負載範圍內時,操作在連續導通模式(CCM)並藉極小化主要的導通損失而最佳化重負載轉換效率,進而能最佳化整個負載範圍內的電源轉換效率。
不同電氣/電子裝置是在特定操作電壓下運作。例如,積體電路(IC)一般是用5V、3V或1.8V供電,而高電壓裝置需要來自市電的110V或220V交流電。尤其,發光二極體(LED)顯示器的燈管需要操作在更高的操作電壓下。因此,許多電源轉換器已被開發以滿足不同的需求。
飛返轉換器(flyback converter)具有結構較簡單且操作電壓範圍較廣的優點,是最常使用的切換點源轉換器之一。因此,飛返轉換器在低耗電至中耗電的電子裝置中幾乎是無所不在。更加具體而言,飛返轉換器利用開關元件並依據伏-秒平衡原理(volt-second balance principle)以操控能量而儲存至耦合電感(業界也稱作飛返變壓器)與耦合電感之能量釋出,因而傳送所需的輸出功率。同時,被動式電阻-電容-二極體(Resistor-Capacitor-Diode,RCD)的箝位器以及電阻-電容(Resistor-Capacitor,RC)的緩衝器(snubber)是藉以吸收飛返變壓器的漏感所導致的電壓尖波而被用來壓制對開關元件的電壓應力。
在習知技術中,準諧振(Quasi-Resonant,QR)技術已被廣泛用於改善轉換效率,是藉降低初級側開關元件的切換損失而達成,其中飛
返變壓器操作在DCM且在飛返變壓器鐵心得到完全去磁化之後,於準諧振內的某一階確知波谷偵測電壓時點,初級側開關元件是被打開而導通。撇開其他的操作模式不管,飛返變壓器通常具有二種操作模式:DCM及CCM。
DCM及CCM各有其優點及缺點。一般而言,DCM對於整流器二極體提供較佳的切換條件,因為二極體在轉變成逆向偏壓之前是操作在零電流,而且逆向回復損失被極小化。在DCM,初級側開關元件有可能在某一階確知波谷偵測電壓時點被打開而導通,因而當初級電感脫離箝位電壓-nVO並投身於飛返變壓器鐵心得到完全去磁化之後與汲極-源極電容之準諧振時,在初級電感及汲極-源極電容之間的準諧振過程期間是具有降低切換損失以及減輕電磁干擾(Electromagnetic Interference,EMI)的益處。飛返變壓器可藉由使用DCM而降低尺寸,因為比起CCM,其平均能量儲存較低。然而在低輸入壓條件時,DCM會造成高RMS電流,嚴重增加初級側之金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor,MOSFET)的導通損失。因此,DCM能在相對較輕的負載範圍內進行谷底切換並降低切換損失,但在相對較重的負載範圍內相對地吃了虧,此時CCM就相對地佔了上風。
習知技術的飛返轉換器依據谷底切換一般可分為二類:第一類是不具有谷底切換,而第二類是具有谷底切換。第一類的問題為初級側開關元件為硬切換(hard-switched),具有較高切換損失。第二類的問題為柔性切換(soft-switched)的飛返轉換器總是操作在DCM以保持谷底切換,因而遭受較高的導通損失。據此,第一類或第二類都無法兩全其美而同時降低切換損失及導通損失。
為了一舉兩得,本發明提出能動態控制飛返轉換器的雙模操作控制器,使得飛返轉換器在相對較輕的負載範圍內是操作在準諧振之非連續導通模式(QR-DCM),並藉極小化主要的切換損失而最佳化輕負載轉換效率,而且飛返轉換器在相對較重的負載範圍內是操作在連續導通模式(CCM)並藉極小化主要的導通損失而最佳化重負載轉換效率,進而能在整個負載範圍內維持高轉換效率,大幅改善低輸入電壓/高輸入電壓的平均效率,比如在115Vac及230Vac下,從25%、50%、75%、與100%四個負載點
取平均效率。
本發明之主要目的在於提供一種雙模操作控制器,係用於具PSR的飛返轉換器。位於PSR飛返轉換器核心的雙模操作控制器可搭配輸入電容、飛返變壓器、第一初級側開關、第二初級側開關、電流感測電阻、初級側電壓感測單元、次級側整流器及輸出電容,用以將未調節直流輸入電壓源轉換成調節直流輸出電壓源,使得某些直流電裝置能藉以運作。雙模操作控制器能依據負載條件而動態控制飛返轉換操作在QR-DCM或CCM。第一初級側開關及第二初級側開關是串聯連接電流感測電阻並配置在初級側繞組的低壓側,且可由功率金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor,MOSFET)或功率雙載子電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)構成,但不受限於此。次級側整流器是配置在次級低壓側或次級高壓側,且可為二極體整流器或同步整流器,但不受限於此。
為簡化本發明的描述,第一初級側開關及第二初級側開關都假設是功率MOSFET。第一初級側開關是源極驅動,而第二初級側開關是閘極驅動,因為前者的閘極是箝位在接近定值的齊納崩潰電壓而當作參考電位,且其源極是被第二初級側開關的汲極所驅動,但後者的閘極是被雙模操作控制器的GATE接腳所驅動,且其源極是箝位在可忽略不計的低感測電壓而當作參考電位。當第二初級側開關是導通時,如果第一初級側開關的源極因此連接至初級側接地,則第一初級側開關是打開而導通。當第二初級側開關是關閉而不導通時,如果第一初級側開關的源極因此脫離初級側接地,則第一初級側開關是關閉而不導通。亦即,第一初級側開關的導通打開或不導通關閉是同步於第二初級側開關的打開/關閉。
具體而言,輸入電容供應未調節直流輸入電壓,通常127至373Vdc,是交流輸入電壓90~264Vac之峰值整流後所產生。飛返變壓器包含初級側繞組、次級側繞組及輔助繞組,通常是繞線成三明治式繞線結構,因而相互之間的耦合良好。初級側繞組是串聯連接輸入電容、第一初級側開關及第二初級側開關以及電流感測電阻而在初級側形成儲能迴路。
次級側繞組是串聯連接次級側整流器以及該輸出電容而在次級側形成釋能迴路。輔助繞組是經由分壓器以及電壓箝位器連接至VS接腳而形成用於PSR的電壓感測迴路。
當第一初級側開關及第二初級側開關都是打開導通以儲存能量且輔助繞組感應負電壓時,VS接腳是箝位在稍微負/正電位(通常是-0.3V/0.15V),其中NA為輔助繞組,NP為初級側繞組,而VIN為未調節直流輸入電壓源。當第一初級側開關及第二初級側開關都是關閉不導通以釋放能量且輔助繞組感應正電壓時,VS接腳感測出按比例降低的反射輸出電壓,係用於PSR,其中NS為次級側繞組,Vo為調節直流輸出電壓源,RA、RB為分壓電阻。
對於實施/實現PSR,輔助繞組在此是不可或缺的,且與供應連續、穩定的工作電壓給雙模操作控制器無關,而其VDD接腳是由來自未調節直流輸入電壓源並經由電壓調節器的調節電壓而供電。
雙模操作控制器可具有5示範性接腳,但並不受限於此,包含:VDD(供應電壓輸入)接腳、GND(參考接地)接腳、GATE(閘極驅動輸出)接腳、CS(電流感測輸入)接腳以及VS(電壓感測輸入)接腳,其中VDD接腳是經由電壓調節器以及第一初級側開關的閘極而連接至輸入電容,GND接腳是連接至輸入電容的低壓側、分壓器的低壓側、電壓箝位器的低壓側、電壓調節器的低壓側以及電流感測電阻的低壓側,GATE接腳連接至第二初級側開關的閘極,CS接腳是連接至第二初級側開關的源極以及電流感測電阻的高壓側,VS接腳是連接至電壓箝位器的高壓側以及分壓器的中點。
更加具體而言,雙模操作控制器驅動第二初級側開關以反應來自電壓感測單元的電壓感測信號以及來自電流感測電阻的電流感測信號。結合來自電壓感測單元的電壓感測信號以及來自電流感測電阻的電流
感測信號可將目前的負載狀態通知雙模操作控制器。
雙模操作控制器可控制飛返轉換器於相對較輕負載時操作在QR-DCM,並藉極小化主要的切換損失而最佳化輕負載轉換效率,或者,飛返轉換器於重負載時操作在CCM,並藉極小化主要的導通損失而最佳化重負載轉換效率。
因此,位於QR-DCM及CCM之間的邊界,也稱作邊界導通模式(Boundary Conduction Mode,BCM),可針對特定的額定輸出功率而合理地預設,用以發揮雙模操作控制的最大功效。例如,如果額定輸出功率為20W且切換損失大於導通損失,則BCM針對115Vac輸入是預設在75%的額定輸出功率,且BCM針對230Vac輸入是預設在100%的該額定輸出功率;而如果額定輸出功率為60W且導通損失大於切換損失,則BCM針對115Vac輸入是預設在50%的額定輸出功率,且BCM針對230Vac輸入是預設在75%的額定輸出功率。
概括而言,本發明用於PSR飛返轉換器的雙模操作控制器對於115Vac低壓以及230Vac高壓都能提供有效方式,藉以實現4點平均轉換效率的有效最佳化,因而滿足或甚至超過越來越迫切的美國(Department of Energy,DoE)以及歐盟(Code of Conduct,CoC)之效率需求。
10‧‧‧雙模操作控制器
20‧‧‧初級側電壓感測單元
C1‧‧‧輸入電容
CD VDD‧‧‧電容
Co‧‧‧輸出電容
DA‧‧‧電壓箝位器
DD VDD‧‧‧二極體整流器
DZ‧‧‧齊納二極體
NA‧‧‧輔助繞組
NP‧‧‧初級側繞組
NS‧‧‧次級側繞組
R1‧‧‧啟動電阻
RA、RB‧‧‧分壓電阻
RS‧‧‧電流感測電阻
So‧‧‧次級側整流器
SW‧‧‧初級側開關
SW1‧‧‧第一初級側開關
SW2‧‧‧第二初級側開關
TR‧‧‧飛返變壓器
VIN‧‧‧未調節直流輸入電壓源
Vo‧‧‧調節直流輸出電壓源
第一圖顯示本發明第一實施例雙模操作控制器應用於PSR飛返轉換器的示意圖。
第二圖顯示在輸入電壓115Vac及20至200W的負載範圍下QR-DCM及CCM的電源效率曲線。
第三圖顯示在輸入電壓230Vac及20至200W的負載範圍下QR-DCM及CCM的電源效率曲線。
第四圖顯示本發明第二實施例雙模操作控制器應用於PSR飛返轉換器的示意圖。
以下配合圖式及元件符號對本發明之實施方式做更詳細的說明,俾使熟習該項技藝者在研讀本說明書後能據以實施。
參閱第一圖,本發明第一實施例雙模操作控制器應用於PSR飛返轉換器的示意圖。本發明第一實施例的雙模操作控制器10是居於PSR飛返轉換器的核心位置,並可搭配輸入電容C1、飛返變壓器TR、第一初級側開關SW1、第二初級側開關SW2、電流感測電阻RS、初級側電壓感測單元20、次級側整流器So及輸出電容Co,用以將將未調節直流輸入電壓源VIN轉換成調節直流輸出電壓源Vo,使得某些直流電裝置能藉以運作。雙模操作控制器10能依據負載條件或負載狀態而動態控制飛返轉換操作在QR-DCM或CCM。第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2是串聯連接電流感測電阻RS並配置在飛返變壓器TR的初級側繞組NP的低壓側,且可由功率金氧半場效電晶體(MOSFET)或功率雙載子電晶體(BJT)構成,但不受限於此。次級側整流器So是配置在次級低壓側或次級高壓側,且可為二極體整流器或同步整流器,但不受限於此。
為簡化本發明的描述,第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2都假設是功率MOSFET。第一初級側開關SW1是屬於源極驅動,而第二初級側開關SW2是屬於閘極驅動,因為前者的閘極是箝位在接近定值的齊納崩潰電壓而當作參考電位,且其源極是被第二初級側開關SW2的汲極所驅動,但後者的閘極是被雙模操作控制器10的GATE接腳所驅動,且其源極是箝位在可忽略不計的低感測電壓而當作參考電位。當第二初級側開關SW2是導通時,如果第一初級側開關SW1的源極因此連接至初級側接地,則第一初級側開關SW1是打開而導通。當第二初級側開關SW2是關閉而不導通時,如果第一初級側開關SW1的源極因此脫離初級側接地,則第一初級側開關SW1是關閉而不導通。亦即,第一初級側開關SW1的導通打開或不導通關閉是同步於第二初級側開關SW2的打開/關閉。
具體而言,輸入電容C1供應未調節直流輸入電壓,通常127至373Vdc,是交流輸入電壓90~264Vac之峰值整流後所產生,因為輸入電容C1是搭配橋式整流器(第一圖為簡潔起見而未顯示)而形成用於交流電源的峰值整流器。飛返變壓器TR包含初級側繞組NP、次級側繞組NS及輔助
繞組NA,通常是繞線成三明治式繞線結構,因而相互之間的耦合良好。初級側繞組NP是串聯連接輸入電容C1、第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2以及電流感測電阻RS而在初級側形成儲能迴路。次級側繞組NS是串聯連接次級側整流器So以及輸出電容Co而在次級側形成釋能迴路。輔助繞組NA是經由分壓器(由分壓電阻RA、RB構成)以及電壓箝位器DA而連接至VS接腳,形成用於PSR的電壓感測迴路。
當第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2都是打開導通以儲存能量且輔助繞組NA感應負電壓時,VS接腳是箝位在稍微負/正電位(通常是-0.3V/0.15V)。當第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2都是關閉不導通以釋放能量且輔助繞組NA感應正電壓時,VS接腳感測出按比例降低的反射輸出電壓,是用於PSR。
對於實施/實現PSR,輔助繞組NA在此是不可或缺的,且與供應連續、穩定的工作電壓給雙模操作控制器10無關,而其VDD接腳是由來自未調節直流輸入電壓源VIN並經由電壓調節器(由啟動電阻R1、VDD電容CD及齊納二極體DZ構成)的調節電壓而供電。
雙模操作控制器10可具有5示範性接腳,但並不受限於此,包含:VDD(供應電壓輸入)接腳、GND(參考接地)接腳、GATE(閘極驅動輸出)接腳、CS(電流感測輸入)接腳以及VS(電壓感測輸入)接腳,其中VDD接腳是經由電壓調節器(R1、CD及DZ)以及第一初級側開關SW1的閘極而連接至輸入電容C1,GND接腳是連接至輸入電容C1的低壓側、分壓器(RA、RB)的低壓側、電壓箝位器DA的低壓側、電壓調節器(R1、CD及DZ)的低壓側以及電流感測電阻RS的低壓側,GATE接腳連接至第二初級側開關SW2的閘極,CS接腳是連接至第二初級側開關SW2的源極以及電流感測電阻RS的高壓側,VS接腳是連接至電壓箝位器DA的高壓側以及分壓器(RA、RB)的中點。
當第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2都是打開導通以儲存能量時,擷取自電流感測電阻RS的電流感測信號是饋入CS接腳。同時,VS接腳未接收電壓感測信號,因為電壓箝位器DA的運作而被箝位在稍微負/正電位(通常是-0.3V/0.15V),是由跨越輔助繞組NA的感應負電壓所啟動,並保護VS接腳以免負電壓過大。
當次級側整流器So打開而釋放能量時,擷取自初級側電壓感測單元20中分壓器(RA、RB)的的電壓感測信號(用於PSR的按比例降低的反射輸出電壓),是饋入VS接腳。同時,CS接腳未接收電流感測信號,是由於未導通的第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2而短路到初級側接地,因為被雙模操作控制器10的GATE接腳關閉而且重置跨越電流感測電阻RS的上升電壓。
更加具體而言,雙模操作控制器10驅動第二初級側開關SW2以反應來自電壓感測單元20的電壓感測信號以及來自電流感測電阻RS的電流感測信號。結合來自初級側電壓感測單元20的電壓感測信號以及來自電流感測電阻RS的電流感測信號可將目前的負載狀態通知雙模操作控制器10。
雙模操作控制器10可控制飛返轉換器於相對較輕負載時操作在QR-DCM,並藉極小化主要的切換損失而最佳化輕負載轉換效率,或者,飛返轉換器於重負載時操作在CCM,並藉極小化主要的導通損失而最佳化重負載轉換效率。
因此,位於QR-DCM及CCM之間的邊界,也稱作邊界導通模式(Boundary Conduction Mode,BCM),可針對特定的額定輸出功率而合理地預設,用以發揮雙模操作控制的最大功效。例如,如果額定輸出功率為20W且切換損失大於導通損失,則BCM針對115Vac輸入是預設在75%的
額定輸出功率,且BCM針對230Vac輸入是預設在100%的該額定輸出功率;而如果額定輸出功率為60W且導通損失大於切換損失,則BCM針對115Vac輸入是預設在50%的額定輸出功率,且BCM針對230Vac輸入是預設在75%的額定輸出功率。
概括而言,本發明用於PSR飛返轉換器的雙模操作控制器10對於115Vac低壓以及230Vac高壓都能提供有效方式,藉以實現4點平均轉換效率的有效最佳化,因而滿足或甚至超過越來越迫切的美國(Department of Energy,DoE)以及歐盟(Code of Conduct,CoC)之效率需求。
現在,請參考第二圖及第三圖,用以比較115Vac低壓時以及230Vac高壓時且負載範圍20至200W下QR-DCM及CCM的電源效率曲線。很明顯,QR-DCM可最佳化輕負載轉換效率,而CCM可最佳化重負載轉換效率。為了從雙模操作控制得到兩全其美,在QR-DCM及CCM之間用以最佳化4點平均效率的最佳BCM可精挑細選為QR-DCM電源效率曲線(是畫成飛返轉換器在所有QR-DCM中操作時的輸出負載的函數)與CCM電源效率曲線(畫成飛返轉換器在所有CCM中操作時輸出負載的函數)之黃金交叉點。由第二圖及第三圖可知,其取決於功率程度、電路元件及其他因素,最佳BCM在115Vac低壓時為50~70W,相當/等同於200W額定負載的25~35%,且最佳BCM在230Vac高壓時為90~110W,相當/等同於200W額定負載的45~55%。
在此,當負載在預設BCM準位之下時,飛返轉換器會被導引進入QR-DCM,藉此降低主要的切換損失而最佳化輕負載轉換效率,並且當負載到達預設BCM準位之上時,飛返轉換器會被導引進入CCM,藉此降低主要的導通損失而最佳化重負載轉換效率。在QR-DCM及CCM之間穩定切換並具強化干擾/雜訊抵抗力的另一方式是預設遲滯窗,其具有遲滯窗低臨界值以及高臨界值,而非單一臨界值。
一些零星問題需要在此收尾。第一圖中以示範性方式顯示的第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2也可整合到雙模操作控制器10中。電壓箝位器DA可為二極體,但不受限於此。電壓調節器(R1、CD及DZ)可為電阻-電容-齊納二極體(Resistor-Capacitor-Zener,RCZ)調節器,但
不受限於此。不言而喻,上述所有給定的數值都只是用以具體化本發明的創新想法而已,並非用以限定本發明。
參考第四圖,本發明第二實施例雙模操作控制器應用於PSR飛返轉換器的示意圖,其中第二實施例的特色是只使用單一的初級側開關,而第一實施例使用二個串疊且同步的初級側開關當作開關單元。本發明的第二實施例對於第一實施例而言具有以下差異:第一,額外增加VDD二極體整流器DD,用以在啟動之後供應連續且穩定的工作電壓給雙模操作控制器10,由輔助繞組NA身兼二職,包含PSR與連續且穩定工作電壓的供應;第二,在初級側電路中去除齊納二極體DZ及第一初級側開關SW1,並將第二初級側開關SW2重新命名為初級側開關SW。
初級側繞組NP是串聯連接輸入電容C1、第一初級側開關SW1及第二初級側開關SW2以及電流感測電阻RS而在初級側形成儲能迴路。當未調節直流輸入電壓源VIN在開機後經由啟動電阻R1而將VDD電容CD充電到啟動值時,雙模操作控制器10開始對初級側開關SW進行切換。在初級側繞組NP接手連續且穩定工作電壓供應之後,PSR飛返轉換器是利用感應電壓經由VDD二極體整流器DD補充VDD電容CD而進入穩態操作,只要連續且穩定工作電壓是在低電壓鎖住(Undervoltage Lockout,UVLO)值之上即可。等同/類似於第一實施例,因而第二實施例的操作原理很容易了解,在此不再贅述。
以上所述者僅為用以解釋本發明之較佳實施例,並非企圖據以對本發明做任何形式上之限制,是以,凡有在相同之發明精神下所作有關本發明之任何修飾或變更,皆仍應包括在本發明意圖保護之範疇。
10‧‧‧雙模操作控制器
20‧‧‧初級側電壓感測單元
C1‧‧‧輸入電容
CD VDD‧‧‧電容
Co‧‧‧輸出電容
DA‧‧‧電壓箝位器
DZ‧‧‧齊納二極體
NA‧‧‧輔助繞組
NP‧‧‧初級側繞組
NS‧‧‧次級側繞組
R1‧‧‧啟動電阻
RA、RB‧‧‧分壓電阻
RS‧‧‧電流感測電阻
So‧‧‧次級側整流器
SW1‧‧‧第一初級側開關
SW2‧‧‧第二初級側開關
TR‧‧‧飛返變壓器
VIN‧‧‧未調節直流輸入電壓源
Vo‧‧‧調節直流輸出電壓源
Claims (16)
- 一種雙模操作控制器,係用以搭配包含一輸入電容、一飛返變壓器、一第一初級側開關、一第二初級側開關、一電流感測電阻、一初級側電壓感測電阻、一次級側整流器以及一輸出電容的一初級側調節(Primary-Side Regulation,PSR)飛返轉換器,且該PSR飛返轉換器是依據一負載狀態而被動態控制操作在準諧振之非連續導通模式(Quasi-Resonant-Discontinuous Conduction Mode,QR-DCM)及連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)的其中之一,藉以將一未調節直流輸入電壓源轉換成一調節直流輸出電壓源,而該雙模操作控制器具有至少五接腳,係包含一VDD(供應電壓輸入)接腳、一GND(參考接地)接腳、一GATE(閘極驅動輸出)接腳、一CS(電流感測輸入)接腳以及一VS(電壓感測輸入)接腳,其中該飛返變壓器包含一初級側繞組、一次級側繞組及一輔助繞組,是繞線成一三明治式繞線結構且相互耦合,該第一初級側開關及該第二初級側開關是串聯連接該電流感測電阻並配置在該初級側繞組的低壓側,該次級側整流器是配置在該次級側繞組的次級低壓側或次級高壓側,當該第二初級側開關是導通時,如果該第一初級側開關的源極因此連接至初級側接地時,則該第一初級側開關是導通,當該第二初級側開關是關閉而不導通時,如果該第一初級側開關的源極因此脫離初級側接地時,則該第一初級側開關是關閉而不導通,該第二初級側開關的閘極是由該雙模操作控制器的GATE接腳所驅動,該輸入電容搭配一橋式整流器以形成一峰值整流器,用以將一交流輸入電壓經峰值整流後產生的一未調節直流輸入電壓,並供應該未調節直流輸入電壓,該初級側繞組是串聯連接該輸入電容、該第一 初級側開關及該第二初級側開關以及該電流感測電阻而在該PSR飛返轉換器的初級側形成一儲能迴路,該次級側繞組是串聯連接該次級側整流器以及該輸出電容而在該PSR飛返轉換器的次級側形成一釋能迴路,該輔助繞組是經由一分壓器以及一電壓箝位器連接至該雙模操作控制器的VS接腳而形成用於該PSR飛返轉換器的一電壓感測迴路,該雙模操作控制器的VDD接腳是由來自該未調節直流輸入電壓源並經由一電壓調節器以及該第一初級側開關的閘極的一調節電壓而供電,該GND接腳是連接至該輸入電容的低壓側、該分壓器的低壓側、該電壓箝位器的低壓側、該電壓調節器的低壓側以及該電流感測電阻的低壓側,該CS接腳是連接至該第二初級側開關的源極以及該電流感測電阻的高壓側,該VS接腳是連接至該電壓箝位器的高壓側以及該分壓器的中點,該雙模操作控制器驅動該第二初級側開關以反應來自該電壓感測單元的電壓感測信號以及來自該電流感測電阻的電流感測信號,結合來自該電壓感測單元的電壓感測信號以及來自該電流感測電阻的電流感測信號而將目前的負載狀態通知該雙模操作控制器,以及該PSR飛返轉換器於輕負載時是經該雙模操作控制器的控制而操作在QR-DCM,藉降低主要的切換損失以最佳化輕負載轉換效率,而且該PSR飛返轉換器於重負載時是經該雙模操作控制器的控制而操作在CCM,藉降低主要的導通損失以最佳化重負載轉換效率。
- 依據申請專利範圍第1項所述之雙模操作控制器,其中該第一初級側開關及該第二初級側開關是由功率金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor,MOSFET)或功率雙載子電 晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)構成。
- 依據申請專利範圍第1項所述之雙模操作控制器,其中該次級側整流器是一二極體整流器或一同步整流器。
- 依據申請專利範圍第1項所述之雙模操作控制器,其中該未調節直流輸入電壓為127至373Vdc,而該交流輸入電壓為90至264Vac。
- 依據申請專利範圍第1項所述之雙模操作控制器,其中一邊界位於QR-DCM及CCM之間是稱作一邊界導通模式(Boundary Conduction Mode,BCM),是針對額定輸出功率而合理地預設,用以發揮雙模操作控制的最大功效。
- 依據申請專利範圍第5項所述之雙模操作控制器,其中該額定輸出功率如果為20W且該切換損失大於該導通損失,則該BCM針對115Vac輸入是預設在75%的該額定輸出功率,且該BCM針對230Vac輸入是預設在100%的該額定輸出功率,而該額定輸出功率如果為60W且該導通損失大於該切換損失,則該BCM針對115Vac輸入是進一步預設在50%的該額定輸出功率,且該BCM針對230Vac輸入是預設在75%的該額定輸出功率。
- 依據申請專利範圍第1項所述之雙模操作控制器,其中該第一初級側開關及該第二初級側開關是整合到該雙模操作控制器中。
- 依據申請專利範圍第1項所述之雙模操作控制器,其中該電壓箝位器是一二極體,且該電壓調節器是一電阻-電容-齊納二極體(Resistor-Capacitor-Zener,RCZ)調節器。
- 一種雙模操作控制器,係用以搭配包含一輸入電容、一飛返變壓器、一初級側開關、一電流感測電阻、一初級側電壓感測電阻、一次級側整流器以及一輸出電容的一初級側調節(PSR)飛返轉換器,且該PSR飛返轉換器是依據一負載狀態而被動態控制操作在準諧振之非連續導通模式(QR-DCM)及連續導通模式(CCM)的其中之一,藉以將一未調節直流輸入電壓源轉換成一調節直流輸出電壓源,而該雙模操作控制器具有至少五接腳,係包含一VDD(供應電壓輸入)接腳、一GND(參考接地)接腳、一GATE(閘極驅動輸出)接腳、一CS(電流感測輸入)接腳以及一VS(電壓感測輸入)接腳,其中該飛返變壓器包含一初級側繞組、一次級側繞組及一輔助繞組,是繞線成一三明治式繞線結構且相互耦合,該初級側開關是串聯連接該電流感測電阻並配置在該初級側繞組的低壓側,該次級側整流器是配置在次級低壓側或該次級側繞組的次級高壓側,該初級側開關的閘極是由該雙模操作控制器的GATE接腳所驅動,該輸入電容搭配一橋式整流器以形成一峰值整流器,用以將一交流輸入電壓經峰值整流後產生的一未調節直流輸入電壓,並供應該未調節直流輸入電壓,該初級側繞組是串聯連接該輸入電容、該初級側開關以及該電流感測電阻而在該PSR飛返轉換器的初級側形成一儲能迴路,該次級側繞組是串聯連接該次級側整流器以及該輸出電容而在 該PSR飛返轉換器的次級側形成一釋能迴路,該輔助繞組是經由一分壓器以及一電壓箝位器連接至該雙模操作控制器的VS接腳而形成用於該PSR飛返轉換器的一電壓感測迴路,該雙模操作控制器的VDD接腳是由該輔助繞組在起動後產生的一連續穩定工作電壓而供電,該GND接腳是連接至該輸入電容的低壓側、該分壓器的低壓側、該電壓箝位器的低壓側、該電壓調節器的低壓側以及該電流感測電阻的低壓側,該CS接腳是連接至該初級側開關的源極以及該電流感測電阻的高壓側,該VS接腳是連接至該電壓箝位器的高壓側以及該分壓器的中點,該雙模操作控制器驅動該初級側開關以反應來自該電壓感測單元的電壓感測信號以及來自該電流感測電阻的電流感測信號,結合來自該電壓感測單元的電壓感測信號以及來自該電流感測電阻的電流感測信號而將目前的負載狀態通知該雙模操作控制器,以及該PSR飛返轉換器於輕負載時是經該雙模操作控制器的控制而操作在QR-DCM,藉降低主要的切換損失以最佳化輕負載轉換效率,而且該PSR飛返轉換器於重負載時是經該雙模操作控制器的控制而操作在CCM,藉降低主要的導通損失以最佳化重負載轉換效率。
- 依據申請專利範圍第9項所述之雙模操作控制器,其中該初級側開關是由功率金氧半場效電晶體或功率雙載子電晶體構成。
- 依據申請專利範圍第9項所述之雙模操作控制器,其中該次級側整流器是一二極體整流器或一同步整流器。
- 依據申請專利範圍第9項所述之雙模操作控制器,其中該未調節直流輸入電壓為127至373Vdc,而該交流輸入電壓為90至264Vac。
- 依據申請專利範圍第9項所述之雙模操作控制器,其中一邊界位於QR-DCM及CCM之間是稱作一邊界導通模式,是針對額定輸出功率而合理地預設,用以發揮雙模操作控制的最大功效。
- 依據申請專利範圍第13項所述之雙模操作控制器,其中該額定輸出功率如果為20W且該切換損失大於該導通損失,則該BCM針對115Vac輸入是預設在75%的該額定輸出功率,且該BCM針對230Vac輸入是預設在100%的該額定輸出功率,而該額定輸出功率如果為60W且該導通損失大於該切換損失,則該BCM針對115Vac輸入是進一步預設在50%的該額定輸出功率,且該BCM針對230Vac輸入是預設在75%的該額定輸出功率。
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