CN103828213A - 电力转换器控制方法 - Google Patents

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Abstract

在对感性负载输出交流电压时，降低由流过该负载的电流的奇数次谐波成分引起的有效功率的脉动。逆变器（4）的调制率k具有直流成分k0和交流成分 该交流成分具有逆变器4所输出的交流电压Vu、Vv、Vw的基本频率(ωL/2π)的6n倍的频率(6ωL/2π)。不仅负载电流iu、iv、iw的5次谐波成分，即使存在7次谐波成分，也能够适当地设定交流成分的大小与直流成分之比，降低由这些谐波成分引起的消耗功率的脉动。该脉动的降低有助于抑制电源谐波。

Description

电力转换器控制方法
技术领域
本发明涉及在所谓的交流电力转换器中降低负载电流的谐波的技术。
背景技术
作为驱动电机等多相交流负载的电路可列举出逆变器。关于该逆变器，作为实现高效率化和小型化的电路方式，已知具有矩阵换流器、直流环节而省去了基于大型的电容器和/或电抗器的平滑电路的结构(以下，称为“无电容器逆变器”)。
关于矩阵换流器，存在未设置直流环节的直接型矩阵换流器以及设置有直流环节的间接型矩阵换流器。但即使是直接型矩阵换流器，也如专利文献3所介绍的那样，可根据不带有平滑电路而经由虚拟的直流环节使虚拟的交流-直流转换器和虚拟的直流-交流转换器相结合而得到的结构的动作进行控制。
另外，在专利文献4中还介绍了一种上述的无电容逆变器，即使在直流环节设置有电容器，也将该电容器的电容选择为比作为平滑电路发挥功能的电容小。在该技术中是以直流环节的电压进行脉动为前提的。
由此，无论在形式上是否具有直流环节或者是否设置有电容器，在本申请中将进行交流电力转换而不经由实质的平滑电路的电路称为直接型交流电力转换器。
因为直接型交流电力转换不具有能量缓存器，所以在多相交流负载产生的谐波成分向电源侧传递，电源电流的谐波增大。为了避免电源电流的谐波对周边环境的不利影响，而要求降低该谐波。作为该要求的具体示例，例如有IEC61000-3-2的规定。在该规定中限制关于电源频率的40次为止的谐波成分。
例如，在专利文献1中指出了当采用电机作为多相交流负载、采用集中式绕组作为该电机的电枢绕组的缠绕方式时，在流过电枢绕组的电流(电枢电流)中包含由从逆变器输出的电压和旋转电机的感应电动势的电压差引起的谐波成分特别是5次成分、7次成分。该谐波成分(与从逆变器输出的电压的基波成分相对的成分)导致电源电流的谐波的增大。
在专利文献5中介绍了降低该5次成分、7次成分的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2005-27422号公报
专利文献2：日本特开2007-312589号公报
专利文献3：日本特开2004-222338号公报
专利文献4：日本专利第4067021号公报
专利文献5：日本专利第4488122号公报
非专利文献
非专利文献1：Lixiang Wei，Thomas.A Lipo，“A Novel Matrix Converter TopologyWith Simple Commutation"，IEEE IAS2001，vol.3，2001，pp1749-1754.
发明内容
发明所要解决的问题
但是，在专利文献5所介绍的技术中，为了简单而没有考虑谐波成分的相位差，所以还存在对效果进行改善的余地。
因此，本申请的目的是当对以电机进行了例示的感性负载输出交流电压时，降低由流过该负载的电流的奇数次谐波成分引起的有效功率的脉动。这与即使在具有直流环节的情况下而不具有平滑电容器的直接型电力转换器中也能够抑制直流环节的有效功率的脉动的情况相关联，进而能够抑制电源谐波。
解决问题的手段
本发明的电力转换器控制方法是控制直接型交流电力转换器(9)的方法，该直接型交流电力转换器(9)具备：整流电路(3)，其输入第1交流电压(Vr、Vs、Vt)，输出整流电压(Vdc)；以及电压型逆变器(4)，其输入上述整流电压，并对负载施加三相的第2交流电压(Vu、Vv、Vw)以对上述负载输出三相的负载电流(Iu、Iv、Iw)。
然后，在其第1方式中，上述电压型逆变器的调制率(k)具有直流成分(k0)和交流成分
Figure BDA0000481747910000021
该交流成分
Figure BDA0000481747910000022
的角频率(6n·ωL)是上述第2交流电压的基本角频率(ωL)的6n倍。
另外，在其第2方式中，针对上述电压型逆变器的电压指令(Vd**、Vq**)具有直流成分(Vd*、Vq*)和交流成分
Figure BDA0000481747910000031
该交流成分的角频率(6n·ωL)是上述第2交流电压的基本角频率(ωL)的6n倍。
在这些第1方式以及第2方式的任意一个中，当将第1上述负载电流的基波成分、第(6n-1)次成分以及第(6n+1)次成分分别设为Iu1、Iu6n-1、Iu6n+1，且将上述负载电流的上述基波成分、上述第(6n-1)次成分以及上述第(6n+1)次成分相对于上述第2交流电压的基波成分的相位差分别设为
Figure BDA0000481747910000033
时，上述交流成分的振幅相对于上述直流成分之比(-k6n/k0)取由下式表示的比率：
Figure BDA0000481747910000035
上述交流成分相对于上述第2交流电压的基波成分的相位差
Figure BDA0000481747910000036
取由下式表示的角度：
tan-1[{m6n·sin(χ6n)+Iuh6n·sin(χ6n)}/{m(6n)·cos(χ6n)+Iuh6n·cos(χ6n)}]
Figure BDA0000481747910000037
其中，具有以下的关系：
Iuh6n<m6n 1/2，
χ6n：任意。
本发明的电力转换器控制方法的第3方式是在该第1方式或第2方式中，在上述负载的实际工作之前预先求出上述交流成分相对于上述直流成分之比，作为关于上述负载的多个工作状态的函数，在上述实际工作中，根据上述函数来控制上述直接型交流电力转换器(9)。
本发明的电力转换器控制方法的第4方式是在该第3方式中，上述工作状态包含上述负载所消耗的多个电力状态，在上述实际工作中采用与上述电力状态对应的上述比。
本发明的电力转换器控制方法的第5方式是在该第1至第4方式的任意一个方式中，在上述第2交流电压的上述基本角频率(ωL)的规定范围内，利用随着上述基本角频率增大而增大的增感量，来增大上述交流成分的振幅。
例如，对于全部n，Iuh6n=0。
发明效果
根据本发明的电力转换器控制方法的第1方式或第2方式，降低负载处的电力的第(6n-1)次成分以及第(6n+1)次成分，而且降低第1交流电压向供给源传递谐波。
根据本发明的电力转换器控制方法的第3方式，在实际工作时不需要进行基于第2交流电压及/或负载电流来求出交流成分相对于直流成分之比的计算，在实际工作时可减轻对控制带来的负担。
根据本发明的电力转换器控制方法的第4方式，因为对于电力状态以外的其它工作状况的依赖性较小，所以在实际工作时仅仅根据第2交流电压以及负载电流计算电力，就能够获得第1方式或第2方式所带来的效果。
根据本发明的电力转换器控制方法的第5方式，当第2交流电压的基本角频率增大时，其6n倍的角频率接近于控制电力转换器的频率，所以即使在控制该电力转换器的定时反映了交流成分，作为整体也有助于减少交流成分的作用。由此在规定的范围内，随着基本角频率增大而使交流成分的振幅增大，由此来补偿该减少量。
本发明的目的、特征、方面和优点，根据下面的详细说明和附图将更加明了。
附图说明
图1是示出可应用本发明的直接型电力转换器的结构的电路图。
图2是示出逆变器控制部的结构的框图。
图3是示出电压指令与门信号的关系的图。
图4是示出输入电流的谐波成分的、关于相对于电源频率的次数的依存性的曲线图。
图5是示出输入电流的谐波成分的、关于相对于电源频率的次数的依存性的曲线图。
图6是示出输入电流中的谐波含有率的关于电力的依存性的曲线图。
图7是示出输入电流中的谐波含有率的关于电力的依存性的曲线图。
图8是示出在电枢绕组的缠绕方式是分布式绕组的电机中比Ju6关于电力的依存性的曲线图。
图9是示出在电枢绕组的缠绕方式是分布式绕组的电机中比Ju6关于电力的依存性的曲线图。
图10是示出在电枢绕组的缠绕方式是分布式绕组的电机中比Ju12关于电力的依存性的曲线图。
图11是示出在电枢绕组的缠绕方式是分布式绕组的电机中比Ju12关于电力的依存性的曲线图。
图12是示出对比Ju6、比Ju12的各自的平均值进行线性近似而得到的曲线的曲线图。
图13是示出在电枢绕组的缠绕方式是集中式绕组的电机中对比Ju6关于电力的依存性的平均值进行线性近似而得到的曲线的曲线图。
图14是示出基本频率成分与减少量的关系的曲线图。
图15是示出相对于旋转速度的定时数的曲线图。
图16是示出可应用本发明的直接型矩阵换流器的结构的电路图。
具体实施方式
A.直接型电力转换器的结构
图1是示出可应用本发明的直接型电力转换器9的结构的电路图。直接型电力转换器9具有换流器3、逆变器4和连接两者的一对直流电源线L1、L2。
换流器3作为整流电路发挥功能，对从交流电源1得到的三相(这里为R相、S相、T相)交流电压Vr、Vs、Vt(以下，也称为“第1交流电压”)进行整流，对一对直流电源线L1、L2输出整流电压Vdc。
换流器3例如是电流型整流器，在脉冲宽度调制下进行动作。换流器3具有在直流电源线L1、L2之间相互并联连接的多条电流路径。换流器3的电流路径中的与R相对应的电流路径包含串联连接在直流电源线L1、L2之间的一对开关元件Srp、Srn。开关元件Srp、Srn彼此间的连接点被施加电压Vr。换流器3的电流路径中的与S相对应的电流路径包含串联连接在直流电源线L1、L2之间的一对开关元件Ssp、Ssn。开关元件Ssp、Ssn彼此间的连接点被施加电压Vs。换流器3的电流路径中的与T相对应的电流路径包含串联连接在直流电源线L1、L2之间的一对开关元件Stp、Stn。开关元件Stp、Stn彼此间的连接点被施加电压Vt。
开关元件Srp、Ssp、Stp分别连接在直流电源线L1侧，开关元件Srn、Ssn、Stn分别连接在直流电源线L2侧。
逆变器4例如是电压型逆变器，例如通过遵从瞬间空间矢量控制(以下，简称为“矢量控制”)的脉冲宽度调制进行动作。逆变器4输出三相(这里为U相、V相、W相)交流电压Vu、Vv、Vw(以下，称为“第2交流电压”)。
逆变器4具有在直流电源线L1、L2之间并联连接的多条电流路径。
逆变器4的电流路径中的与U相对应的电流路径包含串联连接在直流电源线L1、L2之间的一对开关元件Sup、Sun。从开关元件Sup、Sun彼此间的连接点可以得到输出电压Vu。逆变器4的电流路径中的与V相对应的电流路径包含串联连接在直流电源线L1、L2之间的一对开关元件Svp、Svn。从开关元件Svp、Svn彼此间的连接点可以得到输出电压Vv1。逆变器4的电流路径中的与W相对应的电流路径包含串联连接在直流电源线L1、L2之间的一对开关元件Swp、Swn。从开关元件Swp、Swn彼此间的连接点可以得到输出电压Vw。
开关元件Sup、Svp、Swp连接在直流电源线L1侧。以下，将这些开关元件作为上臂侧开关元件来掌握。开关元件Sun、Svn、Swn连接在直流电源线L2侧。以下，将这些开关元件作为下臂侧开关元件来掌握。即，直流电源线L1的电位高于直流电源线L2的电位。
上述开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn、Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn本身的结构是公知的，例如在非专利文献1中也进行过例示。
负载2是感性负载，与逆变器4连接。具体地说，负载2是具有进行Y形接线并施加有电压Vu、Vv、Vw的三相线圈的电机。在电路图上记载了三相线圈各自的电阻成分，作为与该线圈串联连接的电阻。在该线圈中的相当于U相、V相、W相的部分中分别流过电流iu、iv、iw。利用电流传感器(省略图示)来监视这些电流。
B.降低谐波的原理
首先，说明负载2的消耗功率下的谐波。在考察对负载2施加的第2交流电压Vu、Vv、Vw以及流过的电流(以下，称为“负载电流”)iu、iv、iw时，针对一个相(U相)如下式(1)以及式(2)那样分别使电压Vu、负载电流iu公式化，也不失普遍性。这是因为当前只要考虑三相保持平衡而处于稳定状态就足够了。这里，首先仅考虑负载电流iu的5次谐波以及7次谐波。鉴于专利文献5，在第2交流电压Vu中，在基波成分的系数中不仅包含直流成分，还包含交流成分。作为交流成分，首先仅考虑第2交流电压Vu的基波成分的6倍的谐波成分。
[式1]
Vu=21/2[Eu1-Eu6·cos(6ωLt+φ6)]·cos(ωLt)…(1)
[式2]
iu=21/2[lu1·cos(ωLt+φ1)+lu5·cos(5ωLt+φ5)+lu7·cos(7ωLt+φ7)]…(2)
其中，导入了逆变器4输出的电流、电压的基波成分所具有的角频率ωL和时间t。另外，将负载电流iu的基波成分、第5次成分以及第7次成分的有效值分别设为Iu1、Iu5、Iu7，将与第2交流电压Vu的基波成分相对的负载电流iu的基波成分、5次成分以及第7次成分的相位差分别设为
Figure BDA0000481747910000071
另外，将关于第2交流电压Vu的基波成分的振幅中的直流成分以及交流成分各自的有效值设为Eu1、Eu6，另外，将与电压Vu的基波成分相对的该交流成分的相位差设为
Figure BDA0000481747910000072
用式(3)表示U相的瞬时功率Pu。
[式3]
PU=Vu·iu
=Eu1·lu1[cos（φ1)+cos(2ωLt+φ1)]
+Eu1·lu5[cos（4ωLt+φ5）+cos（6ωLt+φ5)]
+Eu1·lu7[cos（6ωLt+φ7）+cos（8ωLt+φ7)]
-（1/2）Eu6·lu1[cos（4ωLt+φ6-φ1)+cos（6ωLt+φ6+φ1）]
-（1/2）Eu6·lu5[cos（φ6-φ5)+cos（10ωLt+φ6+φ5)]
-（1/2）Eu6·lu7[cos（2ωLt+φ6-φ7)+cos（12ωLt+φ6+φ7）]
-（1/2）Eu6·lu1[cos（6ωLt+φ6-φ1)+cos（8ωLt+φ6+φ1）]
-（1/2）Eu6·lu5[cos（2ωLt+φ6-φ5)+cos（12ωLt+φ6+φ5）]
-（1/2）Eu6·lu7[cos（φ6-φ7)+cos（14ωLt+φ6+φ7)]…(3)
式(3)右边的第1项表示有效功率和无效功率，第2项以后表示谐波功率。在三相电路中，3n次成分以外的谐波功率为0，用谐波成分彼此的积表示的功率相对较小，所以当忽略这些时，谐波功率Puh可近似表示为下式(4)。
[式4]
Puh=Eu1[lu5·cos（6ωLt+φ5)+lu7·cos（6ωLt+φ7）]
-（1/2)Eu6·lu1[cos（6ωLt+φ6+φ1）+cos（6ωLt+φ6-φ1)]
=Eu1[lu5·cos（6ωLt+φ5)+lu7·cos（6ωLt+φ7）]
-Eu6·lu1·cos（φ1）·cos(6ωLt+φ6）…(4)
由此，为了使谐波功率Puh为零，而求出满足下式(5)的Eu6、只要从逆变器4输出采用这些值以式(2)定义的电压Vu即可。
[式5]
Eu1[lu5·cos(6ωLt+φ5)+lu7·cos(6ωLt+φ7)]
=Eu6·lu1·cos(φ1)·cos(6ωLt+φ6)…(5)
当前，如果设Pu5=Eu1·Iu5、Pu7=Eu1·Iu7、
Figure BDA0000481747910000081
则Pu5、Pu6、Pu7可作为常数处理。于是，式(5)变形为下式。
[式6]
Pu5·cos(6ωLt+φ5)+Pu7·cos(6ωLt+φ7)=Pu6·cos(6ωLt+φ6)…(6)
式(6)还可以变形为下式(7)。
[式7]
[Pu5·cos(φ5)+Pu7.cos(φ7)]cos(6ωLt)-[Pu5·sin(φ5)+Pu7·sin(φ7)]
sin(6ωLt)=Pu6·cos(φ6)·cos(6ωLt)-Pu6·sin(φ6)·sin(6ωLt)…(7)
根据正弦函数与余弦函数的正交性，用于满足式(7)的关系如式(8)、(9)所示。
[式8]
Pu5·cos(φ5)+Pu7.cos(φ7)=Pu6·cos(φ6)…(8)
[式9]
Pu5·sin(φ5)+Pu7·sin(φ7)=Pu6·sin(φ6)…(9)
根据式(8)、(9)，分别利用式(10)、(11)求出有效值Eu6以及相位差
Figure BDA0000481747910000082
[式10]
Eu6=Eu1·[lu5 2+lu7 2+2·lu5·lu7cos（φ5-φ7）]1/2/[lu1·cos(φ1)]…(10)
[式11]
φ6=tan-1[{lu5·sin(φ5)+lu7·sin(φ7)}/{lu5·cos(φ5)+lu7·cos(φ7)}]
…(11)
在此之前说明了5次谐波以及7次谐波，但对其它6n±1次谐波(n是正整数)也可以同样地进行考察。并且，即使关于电压Vu的基波成分的振幅中的交流成分具有多个6n次的角频率，也能够进行与从式(3)向式(4)的近似同样的近似。由此，作为电压Vu可通过采用下式(12)、(13)、(14)，来降低基于负载电流iu的6n±1次谐波的谐波功率。其中总和记号Σ表示关于n的总和。
[式12]
Vu=21/2·Eu1[1-ΣJu6n·cos(6nωLt+φ6n）]·cos(ωLt)…(12)
[式13]
Ju6n=[lu(6n-1) 2+lu(6n+1） 2+2lu（6n-1）lu(6n+1）·cos（φ6n-1-φ6n+1)]1/2
×[lu1·cos（φ1）]-1…(13)
[式14]
φ6n=tan-1[{lu(6n-1)·sin(φ6n-1)+lu(6n+1)·sin(φ6n+1)}/{lu(6n-1)·cos(φ6n-1)
+lu(6n+1)·cos(φ6n+1)}]…(14)
由式(12)的形式可知，电压Vu采用根据
Figure BDA0000481747910000095
对21/2Eu1·cosωLt进行了调制而得到的值。通常，因为输出正弦波电压作为电压Vu，所以作为用于获得电压指令的所谓调制率相当于
Figure BDA0000481747910000096
即，只要采用该调制率k，就能够获得与上述电压Vu对应的电压指令。这里，Ju6n=k6n/k0，为调制率下的6n次成分相对于直流成分之比。
上面对U相进行了考察，但关于V相、W相也能够分别进行同样的分析，无论哪一相都能够通用式(13)、(14)。换言之，无论关于哪一相都能够通用由式(13)、(14)求出的值。
由此，只要针对在考虑降低6n±1次谐波之前的调制率k0乘以
Figure BDA0000481747910000097
Figure BDA0000481747910000098
或者加上即可。
在上述的说明中，求出了满足式(5)的Eu6、
Figure BDA0000481747910000099
但是，式(5)是为了使谐波功率Puh为零的式子。实际上即使谐波功率Puh不为零亦可，只要将式(4)的值设为较小即可。更具体地说，只要降低式(5)左边的绝对值即可。
当前，抑制后的6次谐波功率Puh6用下式(15)来表示。这里，可任意地设定相位
Figure BDA0000481747910000092
对于谐波功率Puh6的观点是，只要能够抑制其绝对值则可以允许任意的相位差。但是，作为交流电压Vu的基波成分相对于负载电流iu的基波成分的相位差掌握相位
Figure BDA0000481747910000093
只要在后述的式子中设定期望的值，就能够将未完全抑制而残留的谐波功率Puh6的相位设定为期望的值。
[式15]
Puh6=Eu1·luh6·cos(6ωLt+φuh6)…（15)
另外，从抑制谐波功率的观点来看，希望电流Iuh6小于式(5)左边(这相当于抑制前的高频电力)的大括弧内的值。更具体而言，分别用下式(16)、(17)来计算抑制前的高频电力的振幅Pu57以及相位差
Figure BDA0000481747910000091
希望电流Iuh6小于值Iu57。
[式16]
Pu57=[(Pu5·cos(φ5)+pu7·cos(φ7))2+(Pu5·sin(φ5)+Pu7·sin(φ7))2]1/2
=[Pu5 2+Pu7 2·2·Pu5·Pu7·cos(φ5-φ7)]1/2
=Eu1[lu5 2+lu7 2+2·lU5·lu7·cos(φ5-φ7)]1/2
=Eu1·lu57…(16)
[式17]
φu57=tan-1[(Pu5·sin(φ5)+Pu7·sin(φ7))/(Pu5，cos(φ5)+Pu7·cos(φ7))]
=tan-1[(lu5·sin(φ5)+lu7·sin(φ7))/(lu5·cosφ5+lu7·cos(φ7))]…(17)
可如下述这样求出用于对抑制前的高频电力的振幅Pu57进行校正的Eu6、
Figure BDA0000481747910000101
其中，振幅Pu6是从式(6)的左边(这相当于抑制前的高频电力)减去式(15)的右边(这相当于抑制后的高频电力)所得的电力(以下，也称为“校正用电力”)的振幅。
[式18]
Pu6=[(Pu57·cosφu57+Puh6，cos(φuh6+π))2+(Pu57·sinφ5+puh6·sin(φuh6+π））2]1/2
=[Pu57 2+Puh6 2+2·Pu57·Puh6·cos(φu57-(φuh6+π))]1/2
=Eu1[lu57 2+luh6 2+2·lu57·luh6·cos(φu57-(φuh6+π))]1/2…(18)
[式19]
Eu6=Pu6/(lu1·cosφ1)
=Eu1[lu57 2+luh6 2+2·lu57·luh6·cos(φu57-(φuh6+π))]1/2/(lu1·cos(φ1))
=Eu1[lu5 2+lu7 2+2·lu5·lu7·cos(φ5-φ7)+luh6 2
+2{lu5 2+lu7 2+2·lu5·lu7·cos(φ5-φ7)}1/2·luh6·cos(φu57-(φuh6+π))]1/2/(lu1·cos(φ1))
(19)
[式20]
Figure BDA0000481747910000111
由此，能够与式(13)、(14)同样地得到式(21)、(22)。
[式21]
[式22]
Figure BDA0000481747910000131
如上所述，因为可任意地设定相位
Figure BDA00004817479100001411
所以能够导入
Figure BDA00004817479100001412
而任意地设定χ6。另外，当将电流Iu57重新记载为m6时，同样地应用该记载方法直至6n次为止，可如下述这样进行说明。
即，设为
Figure BDA0000481747910000141
Figure BDA0000481747910000142
Iuh6n<m6n 1/2
χ6n：任意，则
Figure BDA0000481747910000143
Figure BDA0000481747910000144
同样，关于调制率，也能够表示为：
Figure BDA0000481747910000145
当然，关于全部的n，设为Iuh6n=0，由此使式(21)、(22)与式(13)、(14)一致。
C.降低谐波的结构
(c-1)调制率的修正
图2是示出采用用于降低6n±1次谐波的调制率k的逆变器控制电路7的结构的框图。逆变器控制电路7输入角频率ωL及其指令值ωL*、第2交流电压Vu、负载电流iu、iv、iw、相位控制指令值β*和电机角度估计值θ，输出门信号Sup*、Svp*、Swp*、Sun*、Svn*、Swn*。
振幅/相位提取部701输入负载电流iu，生成其基波成分、第6n-1次成分以及第6n+1次成分。可对负载电流iu实施傅里叶转换来实现该运算。由此，可得到有效值Iu1、Iu6n-1、Iu6n+1。另外，输出振幅/相位提取部701还输入电压Vu，并将其相位与负载电流iu的基波成分、第6n-1次成分以及第6n+1次成分的相位进行比较，由此生成相位差并输出。
6n次成分运算部702从振幅/相位提取部701获得有效值Iu1、Iu6n-1、Iu6n+1、相位差
Figure BDA0000481747910000148
按照式(13)、(14)计算比Ju6n以及相位差
Figure BDA0000481747910000149
并输出。例如选定n=1、2。或者还采用相位差χ6n和/或电流Iuh6n，按照式(21)、(22)来计算比Ju6n以及相位差
Figure BDA00004817479100001410
并输出。可从外部对6n次成分运算部702输入相位差χ6n和/或电流Iuh6n，或者可在其内部进行设定。
积和运算部713根据从6n次成分运算部702得到的比Ju6n以及相位差
Figure BDA0000481747910000153
来计算
Figure BDA0000481747910000151
并输出。
乘法器715只是将用于输出正弦波电压的调制率k0与
Figure BDA0000481747910000152
相乘，并将其作为新的调制率k输出。通过如上所述地采用调制率k，可降低基于负载电流iu的(同样，负载电流iv、iw的)6n±1次谐波的谐波功率。
PWM调制部714采用d轴电压的指令值Vd*、q轴电压的指令值Vq*以及调制率k来生成门信号Sup*、Svp*、Swp*、Sun*、Svn*、Swn*。关于该门信号的生成可采用公知的技术来实现，所以省略其运算的详细内容。换言之，可仅仅通过将调制率k0置换为调制率k，来转用公知的技术，降低基于6n±1次谐波的谐波功率。
因为用于获得指令值Vd*、Vq*的技术也是公知的技术，所以省略详细的说明，以下简单地进行说明。
减法器705求出角频率ωL与其指令值ωL*的偏差并输入至PI控制部706。PI控制部706进行公知的PI控制(比例·积分控制)来生成电流指令值Ia*。在d轴电流指令值生成部707以及q轴电流指令值生成部708中，被输入电流指令值Ia*以及相位控制指令值β*，并分别求出关于使相位控制指令值β*的符号为负的(-β*)的电流指令值Ia*的正弦成分以及余弦成分，作为d轴电流指令值Id*以及q轴电流指令值Iq*。
座标系转换部704根据负载电流iu、iv、iw和电机角度估计值θ来求出d轴电流Id以及q轴电流Iq，并分别对减法器709、710进行输出。
减法器709输出d轴电流Id与其指令值Id*之间的偏差ΔId。减法器710输出q轴电流Iq与其指令值Iq*之间的偏差ΔIq。
干涉补偿部711进行对基于电机的电感Ld、Lq的阻抗ωL·Ld，因ωL·Lq而产生的d轴/q轴之间的相互干涉实施补偿的运算。输入d轴电流Id、q轴电流Iq和偏差ΔId、ΔIq以及角频率ωL，生成d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*。因为该运算是公知技术，所以省略其详细说明。
(c-2)电压指令的修正
图3是示出逆变器控制电路7的另一结构的一部分的框图。与图2所示的逆变器控制电路7不同，不进行采用乘法器715执行的调制率的校正，PWM调制部714根据调制率k0来生成门信号。但是，此时PWM调制部714所采用的不是用图2说明的d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*，而是经校正后的d轴电压指令Vd**以及q轴电压指令Vq**。
在图3中省略了用于得到比Ju6n以及相位差
Figure BDA0000481747910000165
和d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*的结构，但显然可采用与图2所示的结构相同的结构。
此外，在图3所示的逆变器控制电路7中，可取代图2所示的逆变器控制电路7中的积和运算部713、乘法器715，而采用加法器716、717以及校正指令生成部703。
以下，说明经校正后的d轴电压指令Vd**以及q轴电压指令Vq**的生成。首先，与图2所示的逆变器控制电路7同样地得到比Ju6n以及相位差
Figure BDA0000481747910000166
和d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*。
校正指令生成部703输入Ju6n比以及相位差
Figure BDA0000481747910000167
生成d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令校正值ΔVq*。
加法器716使d轴电压指令Vd*与d轴电压指令校正值ΔVd*相加后，输出经校正后的d轴电压指令Vd**。加法器717使q轴电压指令Vq*与q轴电压指令校正值ΔVq*相加后，输出经校正后的q轴电压指令Vq**。
校正指令生成部703具有倍增器703a、积和运算部703b、正弦值计算器703c、余弦值计算器703d、乘法器703e、703f、以及总和计算器703g、703i。
倍增器703a输入角频率ωL后，将其倍增至6n倍，输出6n次的角频率6nωL。这里n是正整数，所以对从倍增器703a朝向积和运算部703b的箭头标注斜线，在其附近将输出n个角频率6nωL的情况标注为“n”。即，该斜线以及“n”表示传递n个信息的情况。对其它箭头标注的斜线以及“n”也是同样的。
积和运算部703b对角频率6nωL乘以时刻t，并将此相乘的结果与关于相同次数的相位差
Figure BDA0000481747910000168
相加。即，积和运算部703b针对每个对应的角频率进行n组的相乘以及相加。由此，从积和运算部703b对正弦值计算器703c以及余弦值计算器703d中的任意一个赋予相位
Figure BDA0000481747910000169
正弦值计算器703c以及余弦值计算器703d分别针对所输入的相位输出使正弦值成为(-1)倍的值以及使余弦值成为(-1)倍的值。具体地说，从正弦值计算器703c以及余弦值计算器703d分别输出
Figure BDA0000481747910000161
关于从正弦值计算器703输出的n个值，在乘法器703e中使其与各个值n对应的比Ju6n、关于第2交流电压Vu的基波成分的振幅的直流成分Eu1和系数√(3/2)相乘，输出值
Figure BDA0000481747910000163
同样，从乘法器703f输出
Figure BDA0000481747910000164
Figure BDA0000481747910000171
例如，在图2所示的振幅/相位提取部701中，可通过对第2交流电压Vu进行傅里叶转换来得到直流成分Eu1。系数√(3/2)鉴于以下的情况为必要的系数，即，关于dq轴的电压指令是决定线间电压的指令，直流成分Eu1是与相电压对应的直流成分。
总和计算器703g关于n对值
Figure BDA0000481747910000172
进行求和，并作为d轴电压指令校正值ΔVd*输出。总和计算器703i关于n对值
Figure BDA0000481747910000173
Figure BDA0000481747910000174
进行求和，并作为q轴电压指令校正值ΔVq*输出。
如上所述，使d轴电压指令Vd*与d轴电压指令校正值ΔVd*相加而得到(经校正后的)d轴电压指令Vd**，使q轴电压指令Vq*与q轴电压指令校正值ΔVq*相加而得到(经校正后的)q轴电压指令Vq**。
一般情况下，调制率k与关于整流电压Vdc的相对于第2交流电压彼此间的线间电压之比成比例，该线间电压与d轴电压指令以及q轴电压指令的平方和的平方根成比例。
由此，在PWM调制部714生成门信号Sup*、Svp*、Swp*、Sun*、Svn*、Swn*时，根据调制率k0和经校正后的d轴电压指令Vd**以及q轴电压指令Vq**进行处理的情况与根据调制率k和未经校正的d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*进行处理的情况等效。
另外，d轴电压指令Vd*、q轴电压指令Vq*可都作为在以第2交流电压的基本角频率ωL进行旋转的旋转座标系中正交的矢量（phasor）来掌握，都是与√(3/2)Eu1对应的。由此，在经校正后的d轴电压指令Vd**中，能够将校正前的d轴电压指令Vd*作为直流成分来掌握，将d轴电压指令校正值ΔVd*作为具有6n次角频率的交流成分来掌握。在q轴电压指令Vq**中，能够将校正前的q轴电压指令Vq*作为直流成分来掌握，将q轴电压指令校正值ΔVq*作为具有6n次角频率的交流成分来掌握。
由此与d轴、q轴无关地，交流成分的振幅相对于直流成分之比为|[√(3/2)(-Ju6n·Eu1)]/[√(3/2)Eu1]|=Ju6n，与校正调制率的情况相等。
D.降低谐波的效果
这里，对降低谐波的效果较为显著的情况进行例示。即，说明关于全部的n，电流Iuh6n=0的情况。图4以及图5是示出从电源1对直接型电力转换器9供给的输入电流Ir的谐波成分的、对相对于电源频率的次数的依存性的曲线图。两图都是横轴采用基于电源频率的次数，纵轴表示与第2交流电压的基波成分相对的电流谐波成分的振幅。
图4示出作为负载2的电机在其电枢绕组的缠绕方式中采用了集中式绕组的情况。图5示出作为负载2的电机在其电枢绕组的缠绕方式中采用了分布式绕组的情况。图4中的曲线图L10以及图5中的曲线图L20都表示在不降低谐波的状态下采用调制率k0和d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*使逆变器4进行动作时的、谐波成分相对于次数的关系。另外，在图4以及图5的任意一个中，曲线图R都表示基于IEC61000-3-2的规定的谐波成分的上限。
由图4可知，曲线图L10在21次、23次处变大，没有满足曲线图R所示的IEC61000-3-2的规定。这是由于以下的原因导致的。
如根据上述式(4)理解的那样，谐波功率Puh以负载电流iu的角频率(这也是第2交流电压的角频率)ωL的6n倍角频率进行脉动。由此在将整流电压Vdc控制为固定时，流过直流环节的电流以cos(6n·ωLt)进行变动。
但是，在采用电流型整流器作为换流器3时，考虑各相的通流比，以正弦波来调制流过直流环节的电流，由此能够使输入电流成为正弦波(例如，参照非专利文献1或专利文献2)。具体地说，导入电压Vr、Vs、Vt的角频率ωS，以cos(ωSt)进行调制。因此，输入电流Ir以cos(ωSt)·cos(6n·ωLt)进行脉动。关于该脉动成分，变形为(1/2)(cos(6n·ωLt-ωSt)+cos(6n·ωLt+ωSt))。由此，输入电流Ir的谐波成分在频率6n·fL±fS处产生峰值(fL=ωL/2π，fS=ωS/2π)。
在图4中，电源频率fS是50Hz，第2交流电压Vu的频率fL被设定为180Hz。由此，输入电流Ir的谐波成分中的180×6±50=1030、1130[Hz]处具有峰值。当将其换算为电源频率fS=50Hz时，成为1030/50≒21[次]，1130/50≒23[次]。
同样，由图5可知，曲线图L20在18次、20次以及37～40次处变大，没有满足由曲线图R示出的IEC61000-3-2的规定。这里，电源频率fS是50Hz，将第2交流电压Vu的频率fL被设定为160Hz，所以产生的谐波的频率是160×6±50=910、1010，它们相当于电源频率的18次、20次。另外，160×12±50=1870、1970，它们相当于电源频率的37～40次。这样当在电枢绕组的缠绕方式中采用分布式绕组时，与采用集中式绕组的情况相比，具有高次的谐波成分更成为问题的倾向。
在图4中，曲线图L11示出作为调制率k，包含在上述B节中说明的6次交流成分时的输入电流Ir的谐波成分。与曲线图L10相比可知，特别是电源频率的21～23次谐波成分降低。根据上述说明可知，这一现象的原因是在负载电流中相对于第2交流电压的基本频率成分降低了5次以及7次的谐波成分。
同样在图5中，曲线图L21示出作为调制率k，包含在上述B节中说明的6次交流成分时的输入电流Ir的谐波成分。与曲线图L10相比可知，特别是电源频率的18次以及20次谐波成分降低。根据上述说明可知，这一现象的原因是负载电流的与第2交流电压的基本频率成分相对的5次以及7次谐波成分降低。但是，电源频率的37～40次谐波成分没有被降低。
在图5中，曲线图L22示出作为调制率k，包含在上述B节中说明的6次以及12次交流成分时的输入电流Ir的谐波成分。与曲线图L10相比可知，特别是，不仅电源频率的18次以及20次谐波成分降低，37～40次谐波成分也降低。根据上述说明可知，这一现象的原因是不仅负载电流的与第2交流电压相对的基本频率成分的5次以及7次谐波成分降低，11次以及13次谐波成分也降低。
为了这样地降低谐波成分，如上述B节的说明(特别是式(4)～(14))所示，取决于谐波功率Puh来设定适当的比Ju6n以及相位差
Figure BDA0000481747910000191
换言之，可认为这些值取决于功率。
图6以及图7是分别示出在与图4以及图5对应的电机中，输入电流Ir的谐波含有率[%]相对于功率(负载的消耗功率：以下相同)的依存性的曲线图。其中，次数是相对于第2交流电压的基本频率进行换算的。
由图6可知，在采用集中式绕组时，相对于功率增大，5次成分降低，7次成分不怎么增加。另外由图7可知，在采用分布式绕组时，虽然5次成分相对于功率增大而稍稍增大，但7次成分大幅降低，11次成分、13次成分都增大。另外，与采用集中式绕组的情况相比可知，在采用分布式绕组的情况下5次成分相当小。
根据以上的情况，还鉴于B节的研究可预测出比Ju6随着功率的增大而减少，而且采用分布式绕组时的比Ju6小于采用集中式绕组时的比Ju6。另外，如果功率是相同的，则还能够预测出难以取决于电枢绕组的缠绕方式(集中式绕组/分布式绕组)以外的参数。以下，采用实验结果来说明这些预测的妥当性。
图8以及图9都是示出在电枢绕组的缠绕方式为分布式绕组的电机中，比Ju6[%]相对于功率的依存性的曲线图。图10以及图11都是示出在电枢绕组的缠绕方式为分布式绕组的电机中，比Ju12[%]相对于功率的依存性的曲线图。分别示出关于三种负载转矩T1、T2、T3(T1<T2<T3)的依存性。其中，获得图8的结果的电机与获得图10的结果的电机相同，获得图9的结果的电机和获得图11的结果的电机相同。并且，获得图8和图10的结果的电机的磁场磁通小于获得图9和图11的结果的电机的磁场磁通。
如根据图8至图11理解的那样，比Ju6存在相对于功率增大而减小的倾向。另外可知，比Ju12存在相对于功率增大而增大的倾向。而且比Ju6、比Ju12都几乎不取决于负载转矩和/或磁场磁通的大小。
由此，关于具有在缠绕方式中采用分布式绕组的电枢绕组的电机，只要预先获得比Ju6、比Ju12的功率依存性，就可以针对转矩等功率以外的电机运转状态、或磁场磁通等电枢绕组的缠绕方式以外的电机种类通用比Ju6、比Ju12。
图12是示出对从图8以及图9中获得的比Ju6的平均值进行线性近似得到的曲线和对从图10以及图11中获得的比Ju12的平均值进行线性近似得到的曲线的曲线图。预先测定并存储由这样的曲线所示的比Ju6、比Ju12的功率依存性，由此为了在实际工作中得到比Ju6、比Ju12，仅根据输出电压以及负载电流计算功率就足够了。
具体地说，在负载2的实际工作之前针对多个电力状态求出比Ju6、比Ju12，可将多个电力状态与比Ju6、比Ju12的关系作成表或者式子进行存储。存储该表或式子的可以是6n次成分运算部702，也可以是振幅/相位提取部701。
图13是示出将在电枢绕组的缠绕方式为集中式绕组的电机中比Ju6[%]相对于功率的依存性的平均值进行线性近似得到的曲线的曲线图。与图12相同，比Ju6具有随着功率增大而减少的倾向，而且如上述所预测的那样，与电枢绕组的缠绕方式是分布式绕组的电机相比，比Ju6较大。
希望在负载的实际工作之前按照电枢绕组的缠绕方式以及功率预先求出比Jux、比Ju12进行存储。由此，可降低实际工作时的计算量的负担。
上述考察对比Ju6n进行了说明，但根据在B节中说明的原理，该考察显然对于d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令Vq*也是有效的。即，希望在负载的实际工作之前按照电枢绕组的缠绕方式以及功率预先求出d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令Vq*进行存储。由此降低实际工作时的计算量。
当然，不仅电力状态以及电枢绕组的缠绕方式，即使针对电机转矩大小或电机旋转速度的多个工作状态也能够预先获得比Ju6n或者d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令Vq*的依存性，可将它们作为表或函数进行存储。电力状态也可以作为工作状态的一种进行掌握。
E.伴随着第2交流电压的频率上升的校正
在PWM调制部714中，采用d轴电流指令值Id*以及q轴电流指令值Iq*和调制率k或者经校正后的d轴电压指令Vd**以及q轴电压指令Vq**和调制率k0，在时间性离散的定时生成门信号Sup*、Svp*、Swp*、Sun*、Svn*、Swn*。例如，当在PWM调制部714中采用载波比较方式时，以作为比较基础的载波的频率来决定该定时的周期。
通常，因为该载波的频率被固定，所以第2交流电压的基频成分越高，针对该基频所更新的门信号的个数越少。
尤其是，调制率k或经校正后的d轴电压指令Vd**以及q轴电压指令Vq**具有该基频的6n倍的频率，所以它们难以适时地反映到门信号的更新中。
即，第2交流电压的基频成分越高，比Ju6n或d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令校正值ΔVq*越实质性地减少。而且谐波的次数、即值n越大，其倾向越明显。
图14是示意性地示出该减少量的曲线图。曲线L3示出值
Figure BDA0000481747910000211
或d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令校正值ΔVq*(以下，也称为“谐波降低用成分”)以6n次谐波进行变动。另外，虚线表示生成门信号Sup*、Svp*、Swp*、Sun*、Svn*、Swn*的定时。由此，在该定时彼此之间，谐波降低用成分连续取表示虚线与曲线L3的交点的黑点值。即，在理想情况下(如果该定时的间隔足够小；换言之，如果第2交流电压的基频足够小)，应该是正弦波状的曲线L3的谐波降低用成分取阶梯状的曲线L4。
因此，设定使比Ju6n或d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令校正值ΔVq*增大的增感量，希望第2交流电压Vu、Vv、Vw的基频成分越高，越增大该增感量。这是为了补偿上述减少量。
图15是示出采用电机作为负载2时的与旋转速度相对的定时数的曲线图。该定时数表示在谐波降低用成分(这里为12次成分)的每1周期中生成门信号的定时的个数。
旋转速度用每秒的转速(rps)来表示，当将电机的极对数设为2时，将旋转速度50rps换算为频率的50×2=100[Hz]与第2交流电压的基频相应。由此，谐波降低用成分具有的12次成分为1200Hz。当前，当将载波频率设为6kHz时，旋转速度50rps时的定时数为6000/1200=5。
在图15中还一并示出增感量。这里，将增感量表示为应该与根据B节的考察而设定的谐波降低用成分相乘所得的值。增感量在旋转速度50～88rps(这相当于基本频率100～1400Hz)下，随着旋转速度增大而增大。即，在第2交流电压的基本角频率的规定范围内，利用随着基本角频率增大而增大的增感量，使谐波降低用成分的振幅增大。在采用调制率k的情况下，增大调制率比Ju6n。
此外，在小于旋转速度50rps的状态下，增感量是零，实质上是没有采用谐波降低用成分(在图15中示出为“未启用”)。这是因为，在IEC61000-3-2的规定中关于电源频率的谐波的次数越低，谐波电流的上限越大。具体地说是因为，在图15所示的例子中，第2交流电压的基本角频率的12倍是1200Hz，输入电流中的1200±50Hz的成分小于该标准，不需要抑制负载电流的谐波。
另外，在旋转速度为88rps以上的状态下增感量是零，实质上是没有采用谐波降低用成分(在图15中表示为“未启用”)。这是因为，在IEC61000-3-2的规定中关于电源频率的高于40次的谐波没有设定上限。具体地说，相当于旋转速度88rps的频率的12倍的值是2112Hz，比其低电源频率50Hz的频率2062Hz相当于电源频率的41次，不受IEC61000-3-2的规定的限制。由此，在旋转速度为88rps以上的状态下可以不采用谐波降低用成分。
这样的增感量也与比Ju6n或d轴电压指令校正值ΔVd*以及q轴电压指令校正值ΔVq*相同，可针对电力状态以及电枢绕组的缠绕方式或者还针对电机转矩大小或电机旋转速度而预先得到，可将它们作为表或函数进行存储。
此外，通过提高载波频率可增大与旋转速度相对的定时数，所以能够提高需要增感量的旋转速度的区域。换言之，在到达载波频率越高旋转速度越高的区域之前不需要设定增加量。为了与提高载波频率的情况相对应，可采用能够提高开关频率的元件例如以SiC或GaN为材料的宽带隙元件，作为开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn、Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。
F.变形
另外，应用本实施方式的主电路方式并不限定为图1所例示的设有直流环节的情况。即，可应用于专利文献3所介绍的虚拟直流环节方式的直接型交流电力转换器。
图10是示出应用本实施方式的其它直接型电力转换器的结构的电路图。这里，例示出直接型矩阵换流器MCV作为直接型电力转换器。
直接型矩阵换流器MCV具备输入端Pr、Ps、Pt和输出端Pu、Pv、Pw。向输入端Pr、Ps、Pt分别输入交流电压Vr、Vs、Vt，从输出端Pu、Pv、Pw分别输出三相交流输出电压Vu、Vv、Vw。
直接型矩阵换流器MCV具备开关元件Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt。3个开关元件Sur、Sus、Sut连接在各个输入端Pr、Ps、Pt与输出端Pu之间。3个开关元件Svr、Svs、Svt连接在各个输入端Pr、Ps、Pt与输出端Pv之间。3个开关元件Swr、Sws、Swt连接在各个输入端Pr、Ps、Pt与输出端Pw之间。
在对直接型矩阵换流器MCV应用本实施方式的控制方法时，采用虚拟AC/DC/AC控制。在该虚拟AC/DC/AC控制中，例如虚拟图1所示的换流器3、逆变器4。作为连接两者的虚拟直流环节可假定一对直流电源线L1、L2。即，在对直接型矩阵换流器MCV所采用的虚拟AC/DC/AC控制中，假定换流器3作为虚拟地整流交流电压Vr、Vs、Vt而获得虚拟整流电压Vdc的虚拟整流电路，假定逆变器4作为根据虚拟整流电压Vdc得到交流电压Vu、Vv、Vw的虚拟电压型逆变器。然后与已经说明的事项相同，为了在虚拟电压型逆变器的调制率k中包含直流成分k0和第2交流电压Vu、Vv、Vw的基本角频率ωL的6n倍的角频率6nωL的交流成分
Figure BDA0000481747910000232
而生成门信号Sup*、Svp*、Swp*、Sun*、Svn*、Swn*。这些门信号控制作为虚拟电压逆变器的逆变器4的动作。
即使针对作为虚拟整流电路的换流器3的开关动作，也与实际的换流器3的开关动作同样，例如参照非专利文献1或专利文献2来获得控制开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn的导通/非导通的门信号Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*。
然后，根据门信号Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*、Sup*、Svp*、Swp*、Sun*、Svn*、Swn*利用下式进行矩阵转换，获得直接型矩阵换流器MCV的开关信号。
[式23]
S 13 S 23 S 33 S 12 S 22 S 32 S 11 S 21 S 31 = Sup * Sun * Svp * Svn * Swp * Swn * Srp * Ssp * Stp * Srn * Srn * Srn * . . . ( 23 )
开关信号S11、S12、S13、S21、S22、S23、S31、S32、S33分别是关于开关元件Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt的开关信号。该矩阵转换是妥当的这一点，已经根据专利文献3而公知。
另外，如专利文献4所介绍的那样，可应用于采用非常小的电容的转换电路。或者向直流环节输出的换流器3的输入侧是单相输入还是多相输入都不要紧。
以上对本发明进行了详细说明，但是上述的说明仅是所有方面中的示例，本发明不限于此。应当理解为，没有被例示出的无数个变形例是能够想到的且不脱离本发明的范围的方式。
标号说明
2负载；3换流器；4逆变器；9直接型交流电力转换器；Vr、Vs、Vt、Vu、Vv、Vw交流电压。

Claims (9)

1.一种电力转换器控制方法，控制直接型交流电力转换器(9)，该直接型交流电力转换器(9)具备：
整流电路(3)，其输入第1交流电压(Vr、Vs、Vt)，输出整流电压(Vdc)；以及
电压型逆变器(4)，其输入所述整流电压，并对负载施加三相的第2交流电压(Vu、Vv、Vw)以对所述负载输出三相的负载电流(Iu、Iv、Iw)，
该电力转换器控制方法的特征在于，
所述电压型逆变器的调制率(k)具有直流成分(k0)和交流成分
Figure FDA0000481747900000018
Figure FDA0000481747900000017
该交流成分的角频率(6n·ωL)是所述第2交流电压的基本角频率(ωL)的6n倍，其中，n是自然数，
当将所述负载电流的基波成分、第(6n-1)次成分以及第(6n+1)次成分分别设为Iu1、Iu6n-1、Iu6n+1，且将所述负载电流的所述基波成分、所述第(6n-1)次成分以及所述第(6n+1)次成分相对于所述第2交流电压的基波成分的相位差分别设为
Figure FDA0000481747900000012
时，
所述交流成分的振幅相对于所述直流成分之比(-k6n/k0)取由下式表示的比率：
Figure FDA0000481747900000013
所述交流成分相对于所述第2交流电压的基波成分的相位差
Figure FDA0000481747900000015
取由下式表示的角度：
tan-1[{m6n·sin(χ6n)+Iuh6n·sin(χ6n)}/{m(6n)·cos(χ6n)+Iuh6n·cos(χ6n)}]
Figure FDA0000481747900000016
且存在以下的关系：
Iuh6n<m6n 1/2，
χ6n：任意。
2.一种电力转换器控制方法，控制直接型交流电力转换器(9)，该直接型交流电力转换器(9)具备：
整流电路(3)，其输入第1交流电压(Vr、Vs、Vt)，输出整流电压(Vdc)；以及
电压型逆变器(4)，其输入所述整流电压，并对负载施加三相的第2交流电压(Vu、Vv、Vw)以对所述负载输出三相的负载电流(Iu、Iv、Iw)，
该电力转换器控制方法的特征在于，
针对所述电压型逆变器的电压指令(Vd**、Vq**)具有直流成分(Vd*、Vq*)和交流成分该交流成分
Figure FDA0000481747900000022
Figure FDA0000481747900000023
的角频率(6n·ωL)是所述第2交流电压的基本角频率(ωL)的6n倍，其中，n是自然数，
当将所述负载电流的基波成分、第(6n-1)次成分以及第(6n+1)次成分分别设为Iu1、Iu6n-1、Iu6n+1，且将所述负载电流的所述基波成分、所述第(6n-1)次成分以及所述第(6n+1)次成分相对于所述第2交流电压的基波成分的相位差分别设为
Figure FDA0000481747900000024
时，
所述交流成分的振幅相对于所述直流成分之比(-Ju6n)取由下式表示的比率：
Figure FDA0000481747900000026
所述交流成分相对于所述第2交流电压的基波成分的相位差取由下式表示的角度：
tan-1[{m6n·sin(χ6n)+Iuh6n·sin(χ6n)}/{m(6n)·cos(χ6n)+Iuh6n·cos(χ6n)}]
Figure FDA0000481747900000028
且存在以下的关系：
Iuh6n<m6n 1/2，
χ6n：任意。
3.根据权利要求1所述的电力转换器控制方法，其中，
在所述负载的实际工作之前预先求出所述交流成分相对于所述直流成分之比，作为关于所述负载的多个工作状态的函数，
在所述实际工作中，根据所述函数来控制所述直接型交流电力转换器(9)。
4.根据权利要求2所述的电力转换器控制方法，其中，
在所述负载的实际工作之前预先求出所述交流成分相对于所述直流成分之比，作为关于所述负载的多个工作状态的函数，
在所述实际工作中，根据所述函数来控制所述直接型交流电力转换器(9)。
5.根据权利要求3所述的电力转换器控制方法，其中，
所述工作状态包含所述负载消耗的多个电力状态，
在所述实际工作中，采用与所述电力状态对应的所述比。
6.根据权利要求4所述的电力转换器控制方法，其中，
所述工作状态包含所述负载消耗的多个电力状态，
在所述实际工作中，采用与所述电力状态对应的所述比。
7.根据权利要求1至6中任意一项所述的电力转换器控制方法，其中，
对于全部n，Iuh6n=0。
8.根据权利要求1至6中任意一项所述的电力转换器控制方法，其中，
在所述第2交流电压的所述基本角频率(ωL)的规定的范围内，利用随着所述基本角频率增大而增大的增感量，来提高所述交流成分的振幅。
9.根据权利要求8所述的电力转换器控制方法，其中，
对于全部n，Iuh6n=0。
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