CN108667381B - 基于动态转矩滞环的tldmc-pmsm***控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于动态转矩滞环的TLDMC‑PMSM***控制方法，包括：1、采集三电平直接矩阵变换器的三相输入电压、三相输出电流，以及永磁同步电机的转子转速；2、计算得到三电平直接矩阵变换器的输入电流空间矢量和输出电压空间矢量；3、对永磁同步电机的电磁转矩、定子磁链和输入功率因数平均值进行观测；4、根据步骤3得到的观测值，采用直接转矩控制方式得到三电平直接矩阵变换器的开关信号，实现***控制。与现有技术相比，本发明能降低永磁同步电机低速运行下的定子磁链失调问题，所采用的三电平直接矩阵变换器在提高***对电磁转矩和定子磁链控制性能的同时，降低***输出的共模电压。

Description

基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制方法，尤其是涉及一种基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法。

背景技术

矩阵变换器(Matrix Converter，MC)是一种新型的交流电力变换器，具有很多优点：能量双向流动，可四象限运行；正弦输入/输出，谐波畸变率小；功率因数可调等。永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)采用永磁材料实现电机励磁，运行功率因数高、效率高、功率密度大。因此矩阵变换器-永磁同步电机(MC-PMSM)***具有广泛的应用前景。直接转矩控制(Direct Torque Control，DTC)是一种简单而强大的新型先进控制技术：1)结构简单，不需要复杂的坐标变换；2)不需要电流控制器，减少了硬件成本；3)能够实现快速，精确的转矩控制响应；4)也能够在无传感器模式下运行等等。

为了综合上述三者的优点，有学者将DTC应用于MC-PMSM***。然而，DTC高动态性能使得MC-PMSM***电磁转矩和定子磁链脉动仍然很大。为了解决这个问题，相关学者做了大量的研究工作：1)传统DTC的改进，包括开关表的扩展与优化，采用占空比控制方法，基于空间矢量调制的DTC等；2)采用新型控制理论与DTC结合，例如模糊控制，神经网络，预测转矩控制方法等；3)提出具有更多控制矢量，例如采用离散空间矢量方法，采用新型变换器等。上述解决方案的低速性能并不理想。当转子处在低速和零速时，由于选择用于减小电磁转矩的零矢量作用时间较长，使得定子磁链容易出现畸变，导致定子磁链不能被准确地调节，定子绕组电流会发生恶化，从而导致定子和转子之间的耦合降低，对电动机运行不利。

近年来出现的三电平直接矩阵变换器(Three Level Direct Matrix Converter,TLDMC)，它结合了矩阵变换器和三电平逆变器的特点，能够进一步降低输出总谐波畸变，减少开关器件电压应力，降低共模电压以及高功率密度，因此将三电平直接矩阵变换器应用于永磁同步电机直接转矩控制***，能够提高对电磁转矩和定子磁链的控制性能。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法，所述***中通过三电平直接矩阵变换器控制永磁同步电机，该控制方法包括：

S1、采集三电平直接矩阵变换器的三相输入电压、三相输出电流，以及永磁同步电机的转子转速；

S2、通过三电平直接矩阵变换器的三相输入电压、三相输出电流和开关函数矩阵，计算得到三电平直接矩阵变换器的输入电流空间矢量和输出电压空间矢量；

S3、通过三电平直接矩阵变换器的输入电流空间矢量和输出电压空间矢量对永磁同步电机的电磁转矩、定子磁链和输入功率因数平均值进行观测，得到观测值；

S4、根据步骤S3得到的观测值，采用直接转矩控制方式得到三电平直接矩阵变换器的开关信号，实现***控制。

优选的，所述步骤S2中输出电压空间矢量的计算公式为：

其中，u_oA、u_oB、u_oC表示三电平直接矩阵变换器的三相输出电压，计算公式为：

其中，S(t)表示三电平直接矩阵变换器的电路拓扑所包含的12个双向开关的触发信号S_ij所对应的开关函数矩阵，i∈{A,B,C}，j∈{a,b,c,n}，u_i表示三电平直接矩阵变换器的三相输入电压u_ia、u_ib、u_ic通过矢量变换得到的三相输入电压空间矢量；

所述输入电流空间矢量为：

其中，i_ia、i_ib、i_ic表示三电平直接矩阵变换器的三相输入电流，计算公式为：

其中，T表示矩阵的转置，i_o表示三电平直接矩阵变换器的三相输出电流i_oA、i_oB、i_oC通过矢量变换得到的三相输出电流空间矢量，i_n为中性点电流。

优选的，所述步骤S3中，对永磁同步电机的定子磁链进行观测包括：分别计算定子磁链α轴分量ψ_sα、定子磁链β轴分量ψ_sβ和定子磁链幅值|ψ_s|：

ψ_sα＝∫(u_sα-R_si_sα)dt

ψ_sβ＝∫(u_sβ-R_si_sβ)dt

其中，R_s表示定子绕组电阻，u_sα、u_sβ和i_sα、i_sβ分别表示定子端电压u_s和定子绕组电流i_s在静止坐标系下的α、β分量，u_s等于三电平直接矩阵变换器的输出电压空间矢量，i_s等于三电平直接矩阵变换器的三相输出电流通过矢量变换得到的三相输出电流空间矢量；

所述对永磁同步电机的电磁转矩进行观测包括：计算电磁转矩T_e：

T_e＝1.5p(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα)

其中，p为极对数；

所述对输入功率因数平均值进行观测包括：计算输入电压空间矢量u_i和输入电流空间矢量的相位差

得到输入功率因数平均值

其中u_i通过三电平直接矩阵变换器的三相输入电压通过矢量变换得到。

优选的，所述步骤S4包括：

S41、将定子磁链设定值与所观测的定子磁链幅值的误差经过第一两级滞环比较器得到输出C_ψ，将设定的参考转速与永磁同步电机实际转子转速经PI调节器得到转矩参考值，再将转矩参考值与所观测的电磁转矩的误差经过动态滞环比较器得到输出C_T，将功率因数设定值0与所观测的输入功率因数平均值经过第二两级滞环比较器，得到输出

S42、根据C_ψ、C_T、

在制定的直接转矩控制开关表查询选择合适的电压矢量，得到三电平直接矩阵变换器的开关信号，实现***控制。

优选的，所述动态滞环比较器包括并联的多个不同的滞环比较器，根据对比定子磁链幅值的误差与设定的磁链失调的下限的大小选择合适的滞环比较器。

优选的，所述动态滞环比较器包括并联的五级滞环比较器和四级滞环比较器。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、采用三电平直接矩阵变换器，比传统矩阵变换器具有更多的控制矢量，在中高速运行范围内，能够更有效地降低***稳态时电磁转矩和定子磁链脉动，同时，三电平直接矩阵变换器也能够降低变换器输出的共模电压。

2、直接转矩控制中采用动态转矩滞环方法，当***低速运行出现定子磁链失调时，可通过选择反向电压矢量代替零矢量的方式，改善定子磁链失调，有效地提高***对磁链的调节性能。

附图说明

图1为本发明中三电平直接矩阵变换器-永磁同步电机(TLDMC-PMSM)***示意图；

图2为本发明的控制方法过程示意图；

图3为本发明中三电平直接矩阵变换器输出电压空间矢量示意图；

图4为本发明中三电平直接矩阵变换器输入电流空间矢量示意图；

图5为传统矩阵变换器-永磁同步电机***低速运行时磁链减少示意图；

图6为电压矢量u₃在扇区2的径向分量和切向分量的变化示意图；

图7为电压矢量的径向和切向分量影响磁链调节的仿真结果图；

图8为滞环比较器动态过程中磁链、转矩和转矩状态的离散波形示意图；

图9为本发明中动态滞环比较器的原理示意图；

图10为实施例中传统MC-DTC轻载低速下的仿真波形图；

图11为实施例中改进MC-DTC轻载低速下的仿真波形图；

图12为实施例中TLDMC-DTC轻载低速下的仿真波形图；

图13为实施例中转速5rad/s和2N·m轻载下的仿真波形图；

图14为实施例中传统MC-DTC额定负载启动仿真波形图；

图15为实施例中改进MC-DTC额定负载启动仿真波形图；

图16为实施例中TLDMC-DTC额定负载启动仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本申请提出一种基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法，TLDMC-PMSM***中通过三电平直接矩阵变换器控制永磁同步电机，如图1所示。三电平直接矩阵变换器(TLDMC)结构比传统矩阵变换器多3个双向开关，并将输入三相R-L-C低通滤波器的中性线n接到每相输出开关上，构成4×3矩阵电路。该拓扑在不同开关状态之间切换时，每相输出电压的幅值能够在三相输入电压和中性线电压u_n之间切换。图中，u_ia、u_ib、u_ic为三相输入电压；i_ia、i_ib、i_ic为三相输入电流；L_f、C_f和R_f分别为输入R-L-C低通滤波器的滤波电感、滤波电容和阻尼电阻；u_oA、u_oB、u_oC为永磁同步电机定子端电压，即三电平直接矩阵变换器的三相输出电压；i_oA、i_oB、i_oC为永磁同步电机定子绕组电流，即三电平直接矩阵变换器的三相输出电流；S_ij表示具有双向关断和双向导通能力的双向开关。

定义双向开关的导通和关断状态为：

根据矩阵变换器运行过程必须遵循的安全原则，可以得到开关函数的限制条件为：

S_ia+S_ib+S_ic+S_in＝1 i∈{A,B,C}

三电平直接矩阵变换器也是采用全控型双向开关，因此控制方式为斩控方式，其输出量与输入量之间可以用开关函数表示。根据图1所示三电平直接矩阵变换器的拓扑，可以得到输出相电压与输入相电压、输入相电流与输出相电流之间的关系分别为：

式中：S(t)为三电平直接矩阵变换器的电路拓扑所包含的12个双向开关的触发信号S_ij所对应的开关函数矩阵，T表示矩阵的转置，u_i表示三电平直接矩阵变换器的三相输入电压通过矢量变换得到的三相输入电压空间矢量，i_o表示三电平直接矩阵变换器的三相输出电流通过矢量变换得到的三相输出电流空间矢量，i_n为中点电流。

电路拓扑所具有的控制矢量共计64个，其中有效矢量36个，零矢量4个，以及暂未用于DTC控制的24个旋转矢量。可以看出，三电平直接矩阵变换器具有远多于传统矩阵变换器可用有效矢量，因此能够进一步降低电磁转矩和定子磁链的脉动。而且，新增的零矢量0_n所具有的共模电压为零，能够进一步降低共模电压。

在36个有效矢量中，前18个矢量定义与MC相同(±1～±9)，如表1所示。后18个小矢量(±10’～±18’)存在使中性点电流i_n不为零的现象，因此需要采用矢量合成方法，将这18种不同开关进行组合，使得满足流经中性点电流平均值为零(±10～±18)，如表2所示。表中，u_ab、u_bc、u_ca为输入线三相电压，i_A、i_B、i_C为三相输出电流。

表1传统矩阵变换器开关状态

表2零中点电流的TLDMC开关状态

三电平直接矩阵变换器的空间矢量图，如图3、图4所示，可以看出，有效矢量的选择性更多。因此采用划分大小矢量的DTC方法，即转矩滞环比较器为五级形式(2，1，0，-1，-2)，具体实施如表3和表4所示。表中，L表示大矢量，S表示小矢量。

表3转矩五级滞环的DTC开关表

表4使用TLDMC的DTC开关表

表中未包含对零矢量的选择方式，本发明采用新增的0_n作为零矢量的选择，即开关S_An、S_Bn和S_Cn导通，此时所产生的共模电压幅值最小，等于零。

然而，低速运行下的三电平直接矩阵变换器-永磁同步电机***直接转矩控制在使用零矢量时，定子磁链容易失调的问题仍然存在，对此，需要对永磁同步电机的数学模型进行分析，从而引出本发明所采用的动态转矩滞环比较器方法的原理。

忽略电动机铁芯的饱和，不计电动机中涡流和磁滞损耗，转子无阻尼绕组，则永磁同步电机在静止参考坐标系下的数学模型为：

ψ_s＝L_si_s+ψ_r

T_e＝1.5pψ_s×i_s＝1.5p(ψ_αi_β-ψ_βi_α)

式中：R_s、L_s分别为定子绕组电阻、电子电感；u_s、i_s、ψ_s和ψ_r分别为定子端电压、定子绕组电流、定子磁链和转子磁链矢量；p为极对数；T_e为电磁转矩；θ_e为转子电角度。

因此，可以得到电磁转矩变化率为：

则在每个电压空间矢量作用的一段时间间隔Δt内，电磁转矩的变化幅值为：

ΔT_e(≈dT_e)＝ΔT₁+ΔT₂+ΔT₃

其中：

从上面公式中可以看出，ΔT₁与电机参数中定子绕组电阻R_s、定子电感L_s有关，幅值较小，且始终为负值；ΔT₂与转子转速ω_r有很大关联，在电机低速、高速运行时差别较大，且始终为负值；ΔT₃取决于有效矢量u_s的选取，其值变化由转子磁链ψ_r与有效矢量u_s夹角有关。在低速运行下，ω_r引起的ΔT₂很小，因而零矢量的参与，使得电磁转矩变化量ΔT_e较小，能够缓慢减少电磁转矩，有效地减少电磁转矩脉动。

另一方面，定子磁链的数学表达如下所示：

在每一个电压空间矢量作用的一段时间间隔Δt内，定子磁链矢量的变化可描述以下关系：

Δψ_s1＝(u_s-R_si_s)·Δt

当输入电压矢量为有效电压矢量时，忽略定子电阻压降的影响，上述公式可化简为：

Δψ_s1＝u_s·Δt

可以分析得出，当需要减少电磁转矩T_e时，根据前述开关表，所选择的零矢量会保持定子磁链ψ_s基本不变。然而在实际应用中，特别是在PMSM低速运行下，由于定子电阻压降较大，零矢量的作用实际是减少定子磁链的。因此，当定子电阻压降不能忽略时，零矢量引起的定子磁链变化如下所示：

Δψ_s2＝-R_si_s·Δt

式中：S_t ⁺、S_t ^-分别为增加或减少电磁转矩的变化率，其值主要受到以下几个因素的影响：

1)电磁转矩T_e；

2)电动机转子转速(即转子电角速度)ω_r；

3)定子端电压矢量u_s。

其中T_e和ω_r能够很大程度影响S_t ^-，如图5所示，为传统MC-DTC在低速范围(5rad/s)时的仿真结果。该图从上到下的波形分别为转子转速ω_r、定子磁链幅值|ψ_s|、电磁转矩T_e和转矩滞环比较器的输出C_T。从图中可以看出，在零矢量选择(C_T＝0)期间，磁链幅值减少了|Δψ_s2|。在本例中出现了|Δψ_s1|<|Δψ_s2|，使得磁链幅值整体减少，严重时会影响定子磁链幅值调节。发生此情况的主要原因是因为增加电磁转矩的变化率(S_t ⁺)远大于减小电磁转矩的变化率(S_t ^-)，使得零矢量的作用时间比有效电压矢量的作用时间更长，而这种情况在轻载低速运行下更为常见。

对于第三个因素u_s，它有助于增加S_t ⁺。定子电压矢量的径向分量u_sα和切向分量u_sβ分别与定子磁链ψ_s和电磁转矩T_e的动态特性有关。随着ψ_s的旋转，u_sα和u_sβ的大小也随着ψ_s位置的变化而变化。图6展示了定子磁链在扇区2内，电压矢量u₃的径向分量和切向分量变化。

在图5中，当ψ_s进入扇区2的初始阶段，有效矢量u₃的径向分量u_3α非常小，切向分量u_3β却很大。在这种情况下，由于有效电压矢量的持续时间较短，当选择u₃时，定子磁链的增量较小，从而出现|Δψ_s1|<|Δψ_s2|。当定子磁链移动到扇区2的中间时，电压矢量u_3α的径向分量变大，其切向分量u_3β减小，定子磁链有所增加。然而，如果电动机转速很低，在每个扇区的初始阶段，定子磁链仍会出现|Δψ_s1|<|Δψ_s2|，严重时将导致磁链调节失败，使定子电流发生畸变，产生额外的电流谐波。

为了说明这一点，如图7所示，展示了当PMSM转子速度控制在5rad/s时，传统MC-DTC的仿真波形。图7中，从上到下依次为定子磁链幅值|ψ_s|、定子磁链扇区编号h_θ和转矩滞环比较器输出C_T。从图中可以看出，造成定子磁链幅值下降，甚至发生失调的现象，有几方面的原因：1)电压矢量的径向分量u_3α弱；2)由于电压矢量的强切向分量u_3β，导致有效电压矢量的持续时间更短；3)由于减小转矩的变化率S_t ^-较小，导致零电压矢量的作用时间更长。

为了解决在扇区切换时出现的定子磁链幅值调节失败的问题，一种有效的方法是在需要减小电磁转矩时，通过选择合适的电压矢量，即选择反向电压矢量来控制磁链的大小。如图8所示，当磁链误差|ψ_err|较大时，选择有效电压矢量代替传统的零矢量。

本申请提出在TLDMC-PMSM***的直接转矩控制中采用动态转矩滞环比较器方法，主要体现在，当磁链误差|ψ_err|小于等于设定的磁链失调的下限时，选用五级滞环比较器，当磁链误差|ψ_err|大于设定值导致出现定子磁链调节失败时，动态地改变转矩滞环比较器，即五级滞环比较器的基础上，通过选择器动态地改变为四级滞环比较器(2，1，-1，-2)，原理如图9所示。

基于上述分析内容，TLDMC-PMSM***控制方法的过程示意图如图2所示，具体包括：

S1、采集三电平直接矩阵变换器的三相输入电压u_ia、u_ib、u_ic，三相输出电流i_oA、i_oB、i_oC，以及永磁同步电机的转子转速ω_r；

S2、通过三电平直接矩阵变换器的三相输入电压、三相输出电流和开关函数矩阵，计算得到三电平直接矩阵变换器的输入电流空间矢量和输出电压空间矢量；

S3、通过三电平直接矩阵变换器的输入电流空间矢量和输出电压空间矢量对永磁同步电机的电磁转矩、定子磁链和输入功率因数平均值进行观测，得到观测值；

S4、根据步骤S3得到的观测值，采用直接转矩控制方式得到三电平直接矩阵变换器的开关信号，实现***控制。

步骤S2中输出电压空间矢量的计算公式为：

其中，u_oA、u_oB、u_oC的计算公式见式(1)。

输入电流空间矢量为：

其中，i_ia、i_ib、i_ic的计算公式见式(2)。

步骤S3中，根据所得到的三电平直接矩阵变换器的输出电压空间矢量u_o(即定子端电压u_s)和输出电流空间矢量i_o(即定子绕组电流i_s)，在静止αβ坐标系下，对定子磁链ψ_s观测，即分别计算定子磁链α轴分量ψ_sα、定子磁链β轴分量ψ_sβ和定子磁链幅值|ψ_s|。

由式：

得到ψ_s积分形式表达：

ψ_s＝∫(u_s-R_si_s)dt+ψ_s|_t＝0

由此可得：

其中，R_s表示定子绕组电阻，u_sα、u_sβ和i_sα、i_sβ分别表示定子端电压u_s和定子绕组电流i_s在静止坐标系下的α、β分量。

对永磁同步电机的电磁转矩进行观测包括：根据所得到定子磁链α、β轴分量，计算电磁转矩T_e：

T_e＝1.5p(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα)；

对输入功率因数平均值进行观测包括：计算输入电压空间矢量u_i和输入电流空间矢量的相位差

得到输入功率因数平均值

步骤S4包括：

S41、将定子磁链设定值|ψ_sref|与所观测的定子磁链幅值|ψ_s|的误差|ψ_err|经过第一两级滞环比较器得到输出C_ψ，将设定的参考转速ω_ref与永磁同步电机实际转子转速ω_r经PI调节器得到转矩参考值T_eref，再将转矩参考值T_eref与所观测的电磁转矩T_e的误差经过动态滞环比较器得到输出C_T，将功率因数设定值0与所观测的输入功率因数平均值

经过第二两级滞环比较器，得到输出

S42、根据C_ψ、C_T、

在制定的直接转矩控制开关表查询选择合适的电压矢量，得到三电平直接矩阵变换器的开关信号，实现***控制。

其中，步骤S42中直接转矩控制开关表中的电压矢量与三电平直接矩阵变换器的12个双向开关组合产生的电压矢量一一对应。

动态滞环比较器包括并联的五级滞环比较器和四级滞环比较器，根据对比定子磁链幅值的误差|ψ_err|与设定的磁链失调的下限E_ψ的大小选择合适的滞环比较器。

实施例

本实施例中，对本发明方法的正确性和优越性进行验证，在Matlab/Simulink软件平台上分别对矩阵变换器-永磁同步电机(传统MC-DTC)直接转矩控制方法、使用动态滞环的矩阵变换器-永磁同步电机(改进MC-DTC)直接转矩控制方法和本发明所采用的基于动态滞环的三电平直接矩阵变换器-永磁同步电机(TLDMC-DTC)直接转矩控制方法进行仿真对比，采样周期均为50μs。具体仿真参数如下：

永磁同步电机参数：额定功率1.5kW，极对数p为2，永磁体磁链ψ_f为0.42Wb，定子电阻R_s为1Ω，d轴电感L_d为12mH，q轴电感L_q为12mH，额定转速n_N为1500r/min，额定电压U_N为110V，额定转矩T_N为10N·m；

控制参数：滞环宽度分别为1N·m和0.5N·m，定子磁链滞环宽度为0.002Wb，功率因数滞环宽度为0，定子磁链参考值为0.513Wb，磁链误差E_ψ为0.006Wb；

输入滤波器参数：滤波电容C_f为50μF，滤波电感L_f为2mH，阻尼电阻R_f为8Ω。

仿真对比1：轻载低速运行。设置电机初始速度给定5rad/s，初始负载转矩给定0N·m；在1s时突加负载2N·m；随后，在2s时将给定速度调整为10rad/s。仿真波形如图10～13所示。

图10为传统MC-DTC的仿真波形，可以看出，在空载或轻载的低速运行下，零矢量的持续时间较长，引起定子磁链失调，使电动机定子绕组电流发生畸变，产生额外的谐波；另一方面，电磁转矩的脉动较大，使得电机的转速波动较大，体现了传统方法在低速运行情况下的性能不理想。图11为改进MC-DTC的仿真波形，从图中可以看出，该方法不存在磁链失调的现象，电机定子电流正弦度较好，其转速波动较小。然而，电磁转矩和定子磁链幅值的脉动依然很大。图12为TLDMC-DTC的仿真波形，从图中可以明显看出电流波形较光滑，转矩和定子磁链脉动大为减少，其动态响应速度快，跟踪平稳。

图13为仿真时间1.56s至1.60s内，三种控制方法在电机转速5rad/s和负载2N·m下仿真波形放大。

仿真对比2：额定负载下启动。永磁同步电动机在10N·m的额定负载给定下从零速上升至额定转速，其仿真波形如图14～16所示。

从图14～16中可以看出，在本发明方法下，永磁同步电动机能够更平稳地从零速上升到额定转速，启动阶段电动机以最大转矩26N·m加速，至额定速度时稳定运行于10N·m；定子磁链幅值很好地控制在0.513Wb，电流正弦度较好，谐波较少。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法，其特征在于，所述***中通过三电平直接矩阵变换器控制永磁同步电机，该控制方法包括：

S1、采集三电平直接矩阵变换器的三相输入电压、三相输出电流，以及永磁同步电机的转子转速，

S2、通过三电平直接矩阵变换器的三相输入电压、三相输出电流和开关函数矩阵，计算得到三电平直接矩阵变换器的输入电流空间矢量和输出电压空间矢量，

S3、通过三电平直接矩阵变换器的输入电流空间矢量和输出电压空间矢量对永磁同步电机的电磁转矩、定子磁链和输入功率因数平均值进行观测，得到观测值，

S4、根据步骤S3得到的观测值，采用直接转矩控制方式得到三电平直接矩阵变换器的开关信号，实现***控制；

所述步骤S2中输出电压空间矢量的计算公式为：

其中，u_oA、u_oB、u_oC表示三电平直接矩阵变换器的三相输出电压，计算公式为：

其中，S(t)表示三电平直接矩阵变换器的电路拓扑所包含的12个双向开关的触发信号S_ij所对应的开关函数矩阵，i∈{A,B,C}，j∈{a,b,c,n}，u_i表示三电平直接矩阵变换器的三相输入电压u_ia、u_ib、u_ic通过矢量变换得到的三相输入电压空间矢量，

所述输入电流空间矢量为：

其中，i_ia、i_ib、i_ic表示三电平直接矩阵变换器的三相输入电流，计算公式为：

其中，T表示矩阵的转置，i_o表示三电平直接矩阵变换器的三相输出电流i_oA、i_oB、i_oC通过矢量变换得到的三相输出电流空间矢量，i_n为中性点电流；

所述步骤S3中，对永磁同步电机的定子磁链进行观测包括：分别计算定子磁链α轴分量ψ_sα、定子磁链β轴分量ψ_sβ和定子磁链幅值|ψ_s|：

ψ_sα＝∫(u_sα-R_si_sα)dt

ψ_sβ＝∫(u_sβ-R_si_sβ)dt

其中，R_s表示定子绕组电阻，u_sα、u_sβ和i_sα、i_sβ分别表示定子端电压u_s和定子绕组电流i_s在静止坐标系下的α、β分量，u_s等于三电平直接矩阵变换器的输出电压空间矢量，i_s等于三电平直接矩阵变换器的三相输出电流通过矢量变换得到的三相输出电流空间矢量，

所述对永磁同步电机的电磁转矩进行观测包括：计算电磁转矩T_e：

T_e＝1.5p(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα)

其中，p为极对数；

所述对输入功率因数平均值进行观测包括：计算输入电压空间矢量u_i和输入电流空间矢量的相位差

得到输入功率因数平均值

其中u_i通过三电平直接矩阵变换器的三相输入电压通过矢量变换得到；

所述步骤S4包括：

S41、将定子磁链设定值与所观测的定子磁链幅值的误差经过第一两级滞环比较器得到输出C_ψ，将设定的参考转速与永磁同步电机实际转子转速经PI调节器得到转矩参考值，将转矩参考值与所观测的电磁转矩的误差经过动态滞环比较器得到输出C_T，将功率因数设定值0与所观测的输入功率因数平均值经过第二两级滞环比较器，得到输出

S42、根据C_ψ、C_T、

在制定的直接转矩控制开关表查询选择合适的电压矢量，得到三电平直接矩阵变换器的开关信号，实现***控制。

2.根据权利要求1所述的基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法，其特征在于，所述动态滞环比较器包括并联的多个不同的滞环比较器，根据对比定子磁链幅值的误差与设定的磁链失调的下限的大小选择合适的滞环比较器。

3.根据权利要求2所述的基于动态转矩滞环的TLDMC-PMSM***控制方法，其特征在于，所述动态滞环比较器包括并联的五级滞环比较器和四级滞环比较器。

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