CN103269173B - 一种有源倍压整流电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种有源倍压整流电路。本发明比较器CMPN1中PMOS管P26和电阻R21提供电流偏置,PMOS管P27、P28、NMOS管N25、N26组成共栅比较电路,经反相器U21、U22、U23反相后输出VCN用来驱动导通管N21;共栅比较电路的输出经PMOS管P30、P31、NMOS管N28组成的电流饥饿型反相器和PMOS管P32、P33、NMOS管N29组成的电流饥饿型反相器后,经反相器U24、U25,输入到NMOS管N24和PMOS管P25的栅极。本发明在两个失调电压控制上,避免过快关闭此失调电压引起比较器输出信号的误翻转。
Description
技术领域
本发明属于整流电路领域,特别涉及有源倍压整流电路。
背景技术
整流电路是一种将交流信号转换成直流信号的电路,通常要求输入交流电压的峰值大于需要的输出直流电压,这在一些应用场合将受到限制。比如在植入式医疗器件无线供电应用中,通常采用的方法是:体内线圈通过与体外线圈感应耦合来传输能量,由于体内线圈的尺寸限制,且体内外线圈之间的相对距离较远,导致体内外线圈间的耦合系数通常很低,体内接收线圈接收到的电压幅值通常较小。若采用传统的整流器,为达到足够的接收电压用于整流,将使体外发送线圈的电压过高,这给人体带来一定的损伤风险。又如,在微小环境能量采集中,采集到的电压信号通常较小,若采用传统整流器,将减小能量转换的工作范围,降低效率。倍压整流电路的直流输出电压可以接近2倍输入交流电压峰值,因此,比传统整流器具有更低的输入电压要求。
无源倍压整流器由于使用的二极管或二极管接法的晶体管存在较大的导通压降,效率较低。肖特基二极管虽然导通压降较低,但是存在较大的漏电流且与标准CMOS工艺不兼容而增加成本。采用阈值电压补偿技术可以降低导通压降,但是仍存在漏电流和反向电流等问题,降低传输效率。目前大都采用有源二极管的有源倍压整流器,使导通管工作在深三极管区来提高整流效率。
图1为现有的有源倍压整流器电路原理图,主要包括输入电容CIN,负载电容CL,负载电阻RL,由比较器CMPN和NMOS管N1、N2组成的有源二极管,由比较器CMPP和PMOS管P1、P2、P3、P4组成的有源二极管,以及启动电路等。其工作原理如下:当***正常工作时,启动电路的输出SU为地电平VSS,SUB为高电平VOUT。此时,随输入信号VIN的下降,VVD信号下降,当VVD低于VSS时,比较器CMPN输出高电平,打开NMOS管N1,给输入电容CIN充电,电流从地电平流向电容CIN。当输入信号达到最小值-VIN,peak时,CIN两端电压为VIN,peak-VDN,其中VDN为此时N1管的导通压降。随着输入信号VIN开始增大,当VVD高于VSS时,比较器CMPN输出低电平,关闭NMOS管N1,隔离了VVD电压并使VVD电压随输入电压变化,其值为VIN,peak-VDN+VIN。当VVD高于输出电压VOUT时,比较器CMPP输出低电平,打开PMOS管P1,电流从VVD流向负载电容CL和负载电阻RL。此倍压整流器能达到的最大输出电压为2VIN,peak-VDN-VDP,其中VDP为P1管的导通压降。
由于N1管和P1管尺寸较大,比较器在打开和关闭它们时需要一定的延时,将导致不必要的电流泄露或减少必要的充电电流,降低效率。通过人为设计比较器的失调,可以减小传输延时带来的效率降低。比较器CMPN和比较器CMPP的工作原理类似,这里以CMPN为例进行说明,请参阅图2,为CMPN的电路原理图,图中P6和电阻R1提供电流偏置,P7、P8、N3、N4组成共栅比较电路,经U1反相器后输出VCN。比较器的正相输入端接VSS,反相输入端接VVD。失调电压由两部分组成:1)设计的由N6控制的电流源N5,在N6管打开时,N5与N4并联,引入一个失调电压,大小为VN,offset1,当VVD从高到低减小到VSS+VN,offset1时,比较器正相和反相输入端电压达到平衡,随着VVD进一步减小,在VVD到达VSS时,比较器输出VCN刚好输出高电平。VCN输出高电平后,经P16、P17和N8组成的电流饥饿型反相器(Current-starved Inverter)后变为低电平,反馈到N6的栅极,关闭N6,消除此失调电压VN,offset1的影响。2)设计的P8的宽长比大于P7的宽长比,引入一个失调电压,大小为VN,offset2,当VVD从低到高增大到VSS-VN,offset2时,比较器正相和反相输入端电压达到平衡,随着VVD的进一步增大,在VVD到达VSS时,比较器输出VCN刚好输出低电平。VCN输出低电平后,经P16、P17和N8组成的电流饥饿型反相器变为高电平,反馈到N6的栅极,打开N6。为下一周期做准备。
P16、P17和N8组成的电流饥饿型反相器,输入信号VCN从高到低变化时,反相器传输延时为tdHL,在VCN从低到高变化时,反相器传输延时为tdLH。由于P16的电流源特性,tdLH要比tdHL小很多,存在如下问题:VVD信号从高于VSS下降到等于VSS+VN,offset1时,比较器开始翻转,当VVD等于VSS时,VCN刚好从低电平翻转成高电平,经tdLH延时后打开N6并使失调电压VN,offset1失效,此时,由于tdLH时间很短,若VSS-VVD<VN,offset2,则VCN信号将再次翻转成低电平关闭N1,直到VVD信号下降到小于-VN,offset2时,VCN翻转成高电平打开N1。VCN的误翻转,减小了本应对输入电容进行充电的时间,降低了倍压整流器的转换效率。
在倍压整流器未建立稳定的输出电压之前,比较器不能正常工作。现有的倍压整流器将此时的N1、P1管接成二极管接法,形成无源倍压整流器。启动电路的原理图,请参阅图3。当VOUT电压较低时,SU为高电平VOUT,SUB为低电平VSS。请参阅图1,此时,启动电路的输出SU和SUB使N2和P2管导通,同时,请参阅图2,SUB为低电平VSS,打开P12使比较器CMPN的输出为低电平VSS。与比较器CMPN中类似,比较器CMPP的输出也在SU信号的作用下变为高电平VOUT。当VOUT上升到一定电压时,启动电路的输出SU变成低电平VSS,SUB变称高电平VOUT,此时N2和P2管关闭,比较器CMPN和CMPP正常工作,***进入有源模式。实际上,由于启动时间很短,启动电路工作时间很多,在能量连续长时间供给时,启动电路本身又将消耗一定的能量,降低***效率。
本发明基于现有的倍压整流原理,针对上述提到的问题,进行了改进。
发明内容
本发明通过对有源倍压整流器中比较器的失调电压进行设计,消除比较器驱动导通晶体管需要的传输延时对整流效率的影响。针对现有有源倍压整流器中比较器输出电压误翻转的缺点,通过合理设计失调电压控制电路进行改进;针对现有有源倍压整流器中启动电路降低传输效率的不足,将启动电路去除进行改进。
本发明所采用的技术方案:
本发明包括输入电容CIN,负载电容CL,负载电阻RL,比较器CMPN1、比较器CMPP1,NMOS管N21、PMOS管P21、PMOS管P22、PMOS管P23。
所述的比较器CMPN1中PMOS管P26和电阻R21提供电流偏置,PMOS管P27、PMOS管P28、NMOS管N25、NMOS管N26组成共栅比较电路,经反相器U21、反相器U22、反相器U23反相后输出VCN用来驱动导通管N21,即NMOS管N21;反相器U22的尺寸是反相器U21的4倍,反相器U23的尺寸是反相器U22的4倍,用于驱动尺寸更大的导通管N21;比较器CMPN1的正相输入端接VSS,反相输入端接VVD;共栅比较电路的输出经PMOS管P30、PMOS管P31、NMOS管N28组成的电流饥饿型反相器和PMOS管P32、PMOS管P33、NMOS管N29组成的电流饥饿型反相器后,经反相器U24、反相器U25,输入到NMOS管N24和PMOS管P25的栅极,用于控制失调电压;当PMOS管P25导通时,NMOS管N24关闭,此时NMOS管N27与NMOS管N26并联,相当于引入了大小为Voffset,N1的失调电压;当PMOS管P25关闭时,NMOS管N24导通,此时PMOS管P29与PMOS管P28并联,相当于引入了大小为Voffset,N2的失调电压;电容C21~C22用于减少连接处电压的波动,避免电压误翻转。
本发明具有如下优点:
采用本发明电路的倍压整流器与现有倍压整流电路比,具有三个优点:
(1)在两个失调电压控制上,当一个失调电压起作用后,都经过足够的延时来关闭此失调电压,并打开另一失调电压,避免过快关闭此失调电压引起比较器输出信号的误翻转。延时的控制采用两个相同的电流饥饿型反相器串联实现,这样对于经过他们的信号,无论是从低电平到高电平转换,还是从高电平到低电平转换,将产生近似相等、大小合适的延时。
(2)在每个比较器中设计的两个失调电压,一个有效时另一个失效,可以减小不必要的静态功耗浪费。不像现有倍压整流器中,每个比较器的两个失调电压中一个永久有效。
(3)不需要启动电路,进一步降低功耗,提高效率。在倍压整流器输出电压Vout较低时,无启动电路控制,虽然比较器不能正常工作,但由于此时比较器输出的电压幅值很小,并不能使传输管N21或P21导通,此时的结果与比较器输出为0时,差别不大,***的工作状态与无源倍压整流器类似。随着倍压整流器输出电压Vout增大到1V左右,比较器开始正常工作,进入有源倍压整流模式。现有倍压整流器结构中,启动电路只在启动时很短的时间内起作用,启动之后并无作用,若输入信号连续长时间供电,那么启动电路将消耗额外的功耗。
附图说明
图1为现有倍压整流器的电路原理图。
图2为现有倍压整流器中比较器CMPN的电路原理图。
图3为现有倍压整流器中启动电路的电路原理图。
图4为本发明倍压整流器的电路原理图。
图5为本发明倍压整流器中比较器CMPN1的电路原理图。
图6为本发明倍压整流器中比较器CMPP1的电路原理图。
图7为本发明实施例中倍压整流器的输入电压VIN和输出电压VOUT的波形。
图8为本发明实施例中倍压整流器的VVD电压、比较器CMPN1输出电压VCN和比较器CMPN1中控制N24和P25的栅极电压VN的波形。
图9为本发明实施例中倍压整流器的VVD电压和比较器CMPN1输出电压VCN的波形。
图10为本发明实施例中倍压整流器的VVD电压、比较器CMPP1输出电压VCP和输出电压VOUT的波形。
具体实施方式
以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
请参阅图4,为本发明有源倍压整流器电路原理图,主要包括输入电容CIN,负载电容CL,负载电阻RL,由比较器CMPN1和CMPP1,NMOS管N21和PMOS管P21、P22、P23等。这里不需要启动电路。其工作原理与现有的倍压整流电路相似,但在比较器的设计上为解决比较器输出误翻转的问题做了改进。
比较器CMPN1的电路原理,请参阅图5。图中P26和电阻R21提供电流偏置,P27、P28、N25、N26组成共栅比较电路,经反相器U21、U22、U23反相后输出VCN用来驱动图4中的导通管N21。U22反相器的尺寸是U21的4倍,U23反相器的尺寸是U22的4倍,用于驱动尺寸更大的N21管。比较器的正相输入端接VSS,反相输入端接VVD。共栅比较电路的输出经P30、P31、N28组成的电流饥饿型反相器和P32、P33、N29组成的电流饥饿型反相器后,经反相器U24、U25,输入到N24和P25的栅极,用于控制失调电压。当P25导通时,N24关闭,此时N27与N26并联,相当于引入了大小为Voffset,N1的失调电压;当P25关闭时,N24导通,此时P29与P28并联,相当于引入了大小为Voffset,N2的失调电压。电容C21~C22用于减少它们所连接处电压的波动,避免电压误翻转。
比较器CMPP1的电路原理,请参阅图6。其工作原理与图5所示比较器CMPN1的工作原理类似。
在植入式医疗器件无线供电中,体内线圈通过与体外线圈感应耦合来传输能量,体内的线圈接收到交流电压后需经整流,给其他电路供电,如对其他模拟集成电路供电一般需2.5V电压或3.3V电压,这里以3.3V电压为例。采用传统整流电路,需要的接收电压峰值在不考虑其他非理想因数时必须大于3.3V,而倍压整流电路则可以小很多,如使用本发明只需1.9V左右,可以减少无线电能传输时穿过人体组织的电压。此时,倍压整流电路的输入输出波形如图7所示。从图中可见,输出电压从启动0V启动,逐渐在3.3V左右稳定。
具体地,参考图8,同时参考图5,当VVD电压从高到低下降到VSS电压之前比较器CMPN1开始翻转,因为此时图5中N24和P25的栅极电压VN为低电平,失调电压Voffset,N1有效,当VVD电压到达VSS时,比较器CMPN1的输出刚好从低电平跳变到高电平,打开N21管。从图8中可见,VN在VCN跳变后经一定的延时,也从低电平跳变到高电平,使失调电压Voffset,N1失效,同时使失调电压电压Voffset,N2有效,在失调电压电压Voffset,N2的作用下,当VVD电压从低到高上升到VSS电压之前比较器CMPN1开始翻转,当VVD电压到达VSS时,比较器CMPN1的输出刚好从高电平跳变到低电平,关闭N21管。VN在VCN跳变后经一定的延时,也从高电平跳变到低电平,使失调电压Voffset,N2失效,同时使失调电压电压Voffset,N1有效,为下一周期做准备。一个周期内CMPN1的作用完成。比较器CMPP1的工作原理与此类似,不再叙述。
在启动时,倍压整流器的输出电压VOUT较低,此时,比较器不能如前所述这样正常工作,但此时由于比较器的输出电压较低,对***无影响,且倍压整流器的输出电压经几个周期后,马上上升到能使比较器正常工作的电压。这个启动过程的VVD电压和比较器CMPN1的输出电压VCN波形,如图9所示;VVD电压、比较器CMPP1的输出电压VCP和输出电压VOUT的波形如图10所示。
Claims (1)
1.一种有源倍压整流电路,包括输入电容CIN,负载电容CL,负载电阻RL,比较器CMPN1和NMOS管N21组成的有源二极管,比较器CMPP1和PMOS管P21、PMOS管P22、PMOS管P23组成的有源二极管,
其特征在于:
所述的比较器CMPN1中PMOS管P26和电阻R21提供电流偏置,PMOS管P27、PMOS管P28、NMOS管N25、NMOS管N26组成共栅比较电路,经反相器U21、反相器U22、反相器U23反相后输出驱动信号VCN用来驱动导通管N21,即NMOS管N21;反相器U22的尺寸是反相器U21的4倍,反相器U23的尺寸是反相器U22的4倍,用于驱动尺寸更大的导通管N21;比较器CMPN1的正相输入端接地电平VSS,反相输入端接NMOS管N21源极端的电压信号VVD;共栅比较电路的输出经PMOS管P30、PMOS管P31、NMOS管N28组成的电流饥饿型反相器和PMOS管P32、PMOS管P33、NMOS管N29组成的电流饥饿型反相器后,经反相器U24、反相器U25,输入到NMOS管N24和PMOS管P25的栅极,用于控制失调电压;当PMOS管P25导通时,NMOS管N24关闭,此时NMOS管N27与NMOS管N26并联,相当于引入了大小为Voffset,N1的失调电压;当PMOS管P25关闭时,NMOS管N24导通,此时PMOS管P29与PMOS管P28并联,相当于引入了大小为Voffset,N2的失调电压;电容C21~C22用于减少连接处电压的波动,避免电压误翻转。
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