CN201690364U - 一种防止电流反灌的电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种防止同步整流变换器同步整流并机时电流反灌的电路，包括同步整流驱动电路、供电控制电路、取样电路和电压比较电路，所述取样电路输出电压信号至所述电压比较电路的第一输入端，所述供电控制电路接收来自电压比较电路的输出信号并控制所述同步整流驱动电路，所述供电控制电路还与所述同步整流驱动电路的同步整流管的控制端连接，所述取样电路与所述变换器中第二变换器的变压器的主边或副边或输出电感耦合，所述电压比较电路的第二输入端接收来自所述第一变换器的输出电压。本实用新型的同步整流变换器并机运行时无输出电压凹坑、过冲现象，变换器效率高，损耗小。

Description

一种防止电流反灌的电路

技术领域

本实用新型涉及一种防止电流反灌的电路，尤其涉及一种用于DC-DC同步整流变换器在并机起机时防止电流反灌的电路。

背景技术

随着变换器负载功率的增大，***要求变换器并机运行以便提供更大的输出功率，变换器之间均分负载电流，以减小每一个变换器的电流应力。同时，并机运行的变换器易于实现供电***冗余备份和热插拔，以提高***的可靠性。目前，变换器并机的方法一般是在变换器的输出端加隔离二极管或者隔离MOSFET简单的来实现输出并机和冗余备份，该方法简单可靠，得到应用广泛，电路图详见图10和图11，其中图10为采用二极管隔离的并机电路原理图，图11为采用MOS管隔离的并机电路原理图，但以上两种方法存在明显的缺点：显然在低压大电流变换器中，隔离二极管压降作用明显，损耗很大，该方法难于用于低压大电流的变换器的并机运行。即便是使用MOS管代替隔离二极管，仍然有一定的功耗，使变换器效率下降，且成本增大，控制电路复杂，可靠性降低。可见在低压大电流变换器中使用隔离二极管或MOS管来实现并机和冗余备份不但成本高控制复杂，而且可靠性和可行性都差。

同时随着计算机、通信技术的发展，低压大电流开关电源的广泛应用，对变换器要求越来越高，大功率，小尺寸，高效率成为变换器的发展趋势，而同步整流技术的出现恰恰顺应了这一发展趋势，它能大大提高变换器的效率，减小热应力对电源的损坏，提高电源的可靠性。

因此希望有一种变换器能够很好的实现两种功能；第一变换器并机运行时输出端不需要采用隔离器件隔离；第二变换器采用同步整流技术。这样既能够满足变换器高效率的要求同时又能够满足变换器对并机要求。附图12为同步整流变换器并机电路原理图。

但是在采用同步整流的变换器上并机使用时，由于同步整流MOS晶体管固有的双向导通特性，在并机时存在输出电压有凹坑，起机失败，甚至变换器损坏的问题。具体原因分析如下：

变换器输出并机时，首先起机的第一变换器建立输出电压，同时给其他并机的变换器的输出电容充电，促使其他变换器的输出端存在输出电压。当第二变换器起机时，由于电压环和软启动的作用，占空比D是一个由小到大逐渐增大的过程，即此时1-D较大，同步整流管处在开通的状态时间长，并机母线上电压加在开通的同步整流管上，一个大电流将经过电感L、同步整流管反灌回来，其结果是导致母线电压跌落，变换器起机时输出电压有凹坑，甚至变换器损坏。

现有专利技术中也有类似的控制电路，如专利号：ZL 200410022451.1的中国专利，但该专利存在以下缺点：当变换器单独运行时，由于其比较电路中的参考电压Vref是一个固定值，起机时，该控制电路动作，整流管驱动信号关闭，变换器依靠同步整流管的体二极管整流，待辅助电压大于参考电压Vref时，控制电路关闭，同步整流管正常工作，在这个转换的过程中会导致输出电压有凹坑或过冲现象。

发明内容

本发明的目的就是要解决现有技术的同步整流变换器并机技术中存在输出电压有凹坑、过冲现象，从而导致起机失败、变换器损坏等问题，提供一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，包括同步整流驱动电路、供电控制电路、取样电路和电压比较电路，所述取样电路输出电压信号至所述电压比较电路的第一输入端，所述供电控制电路接收来自电压比较电路的输出信号并控制所述同步整流驱动电路，所述供电控制电路还与所述同步整流驱动电路的同步整流管的控制端连接，所述取样电路取样所述变换器中第一变换器的输出电压，所述电压比较电路的第二输入端接收所述第一变换器的输出母线电压。

本实用新型的有益效果是：本实用新型通过母线取样输出电压，能够实时反映电压的变化情况，从而可以适时的控制，使得同步整流变换器并机运行时无输出电压凹坑、过冲现象，变换器效率高，损耗小。

进一步的，通过控制外驱供电电路供电与同步整流管驱动的同步配合，本实用新型的同步整流变换器并机运行时整流管的工作状态能够由二极管整流平稳的过渡为MOS管整流，从而彻底解决现有同步整流变换器并机时预起机，输出电压凹坑，甚至变换器损坏等问题。

附图说明

图1是本实用新型第一种实施实例的电路原理图；

图2是图1的实施例在同步整流外驱电路供电电源VCC关断外驱电路不工作时的电路原理图；

图3是本实用新型第二种实施实例的电路原理图；

图4是本实用新型第二种实施实例的同步整流驱动电压与控制信号波形图；

图5是本实用新型第三种实施实例的电路原理图；

图6是本实用新型第四种实施实例的电路原理图；

图7是本实用新型第五种实施实例的电路原理图；

图8是本实用新型第六种实施实例的电路原理图；

图9是本实用新型第七种实施实例的电路原理图；

图10是现有变换器并机时输出端串联隔离二极管的电路原理图；

图11是现有变换器并机时输出端串联隔离MOS管的电路原理图；

图12是现有同步整流变换器不采用隔离器件并机电路原理图。

具体实施方式

下面通过优选实施例并结合附图对本实用新型做进一步详细说明。

实施例一

图1为本实用新型第一个实施例的电路图。该外驱全波同步整流防反灌电路包括：同步外驱电路供电控制电路I，辅助电压VCC1与输出母线电压+Vo比较电路II，从变换器的输出电感耦合产生辅助电压III，同步整流外驱电路IV。图1中所述三极管Q1、Q2、Q3可以是三极管，也可是MOS管。

外驱同步整流防反灌电路的工作原理如下：从变换器的输出电感耦合产生辅助电压VCC1，这个辅助电压VCC1能够完全实时的反映该变换器输出电压Vo的变化，可以用公式表示为VCC1＝K*Vo，其中K为辅助电源匝数与电感匝数的比值，为常数。输出母线电压+Vo，能够实时的反应变换器输出端的电压状态。变换器输出端的电压状态可分为：状态一、变换器并机运行时，当另一变换器已起机，输出电压已存在，即输出母线电压+Vo为输出设定电压；状态二、变换器单独运行时，变换器还没有起机工作时，输出电压不存在，即输出母线电压+Vo为0。

当变换器并机运行时，第一变换器已起机，输出电压已存在，即输出母线电压+Vo已存在，第二变换器起机时，VCC1电压由零开始增大，此时输出母线电压+Vo与辅助电压VCC1之间存在较大的电压差，三极管Q1处在导通状态，给三极管Q2基极提供电压，三极管Q2导通，三极管Q3截止，同步整流外驱电路供电电源VCC关断，外驱电路不工作，同步整流管无驱动电压而关断，同步整流管靠体内二极管整流，相当于二极管整流，如图2所示，此时电流流过MOS管的体二极管D4和D5，通过D4和D5来整流，因二极管的单向导通特性，该情况下变换器起机时无电流反灌现象。当变换器输出电压上升到接近并机母线电压时，此时输出母线电压+Vo与辅助电压VCC1之间电压差很小，三极管Q1截止，但由于电容C2延时的存在，三极管Q2继续保持导通一段时间，三极管Q3继续截止，直到输出电压Vo完全上升到母线电压时，三极管Q2截止，三极管Q3导通，同步整流外驱电路供电电源VCC开通，外驱电路工作，同步整流管开始有驱动，同步整流管由二极管整流完全变为MOS管整流，此时由于变换器输出电压Vo与输出母线电压一样，完全消除了输出电流反灌现象，彻底解决现有同步整流变换器并机时输出电压凹坑、过冲、甚至变换器损坏等问题。

当变换器单独运行时，变换器起机前，输出母线电压+Vo不存在，即输出母线电压+Vo为0；起机时输出母线电压+Vo与辅助电压VCC1之间没有电压差，晶体管Q1截止，晶体管Q2基极无电压截止，晶体管Q3为导通状态，同步整流外驱电路供电电源VCC直接给驱动电路供电，同步整流电路立马进入到MOS管同步整流状态，避免了起机时体内二极管整流引起的输出电压过冲、以及输出电压上升过程中由体内二极管整流转变为MOS管整流引起的输出电压凹坑的问题。

实施例二

图3是本实用新型的第二种实施实例的电路原理图。其与实施例一的区别是：将图1所述实施例中的供电控制电路I改用另一种同步整流外驱控制电路，其包括驱动变压器T2，二极管(D3、D4)，MOS场效应管(Q2、Q3、Q4)，电阻(R2、R3、R6)以及电容C3；所述驱动变压器T2的一端与二极管D3的阳极和MOS场效应管Q4的栅极连接，另一端与二极管D4的阳极和MOS场效应管Q2的栅极连接；所述二极管(D3、D4)的阴极、电容C3、电阻(R3、R6)的一端连接在一起；所述MOS场效应管Q4的漏极与电阻R3的另一端连接；所述MOS场效应管Q2的漏极与电阻R6的另一端连接；所述MOS场效应管Q3的漏极与电容C3的另一端连接，所述MOS场效应管Q3的栅极与电阻R2连接；所述驱动变压器T2的中间端、MOS场效应管(Q2、Q3、Q4)的源极和电阻R2的另一端分别与地线连接；该电路在并机时，通过控制改变驱动电压的波形来达到半同步整流的目的，将驱动电压信号变为只有整流而没有续流的驱动波形，从而达到并机时防止电流反灌的目的。具体而言是：当变换器并机运行时，第一变换器已起机，输出母线电压+Vo已存在，第二变换器起机时，辅助电压VCC1电压由零开始增大，此时输出母线电压+Vo与辅助电压VCC1之间存在较大的电压差，晶体管Q1处在导通状态，晶体管Q3截止，电容C3对二极管D3、D4整流的电压无滤波作用，此点电压波形与变压器T2的Ua和Ub信号同步，驱动变压器T2的Ua信号经晶体管Q4后，合成得到US2驱动信号；驱动变压器T2的Ub信号经晶体管Q2后，合成得到US1驱动信号，时序波形见图4中的t0-t1时段。此驱动波形正好和变压器的电压波形Ut吻合，这样同步整流管S1和S2在变压器有电压时导通整流，在变压器电压为零时，同步整流管同时关断，依靠体内二极管续流，此时输出储能电感中没有负向通路，起到防止输出电流反灌的作用。当变换器输出电压Vo上升到接近并机母线电压时，此时输出母线电压+Vo与辅助电压VCC1之间电压差很小，晶体管Q1截止，晶体管Q3导通，电容C3对二极管D3、D4整流的电压起到滤波作用，产生一个稳定的直流电压，驱动变压器T2的Ua信号经晶体管Q4，合成得到US2驱动信号，驱动变压器T2的Ub信号经晶体管Q2后，合成得到US1驱动信号，时序波形见图4中的时间段t2-t3，这样同步整流管S1和S2在变压器有电压时导通整流，在变压器电压为零时，同步整流管也相应导通，电感续流，实现完全同步整流。

实施例三

图5是本实用新型的第三种实施实例，其与实施例一的区别是：在并机开机阶段，将第二变换器同步整流续流管的外驱电压关断，从而达到并机时防止电流反灌的目的。

实施例四

图6是本实用新型第四种实施实例的电路原理图。其与实施例一的区别是：在并机开机阶段，将第二变换器同步整流续流管的自驱电压关断，从而达到并机时防止电流反灌的目的。

实施例五

图7是本实用新型第五种实施实例的电路原理图，其与实施例一的区别是：将图1所述实施例中电压比较电路II改用由运算放大器构成的电路作比较电路。

实施例六

图8是本实用新型第六种实施实例，其与实施例一的区别是：将图1所述实施例中的取样电路III改用主变压器辅助电源电压电路。

实施例七

图9是本实用新型第七种实施实例，其与实施例一的区别是：将图1所述实施例中的供电控制电路I改用另一种同步整流外驱供电控制电路，其包括电阻R2、R4，电容C2和MOS场效应管Q2、Q3，所述电阻R2的两端分别连接所述电阻R4和电容C2，所述电阻R4和电容C2的另外一点分别与所述电压比较电路的输出端连接，所述场MOS效应管Q2的漏极与所述电阻R2、电容C2的公共端连接，源极于所述MOS场效应管Q3的源极连接，栅极与所述电阻R2、R4的公共端连接；所述MOS场效应管Q3的漏极连接第一变换器的输出端母线(当然也可连接第一变换器的边母线或主变压器的母线)。

以上内容是结合具体实施实施例对本实用新型所作的进一步详细说明，不能认定本实用新型的具体实施只局限于这些说明。对于本实用新型所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本实用新型的保护范围。

Claims (10)

1.一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，包括同步整流驱动电路、供电控制电路、取样电路和电压比较电路，所述取样电路输出电压信号至所述电压比较电路的第一输入端，所述供电控制电路接收来自电压比较电路的输出信号并控制所述同步整流驱动电路，所述供电控制电路还与所述同步整流驱动电路的同步整流管的控制端连接，其特征是：所述取样电路与所述变换器中第二变换器的变压器的原边或副边或输出电感耦合，所述电压比较电路的第二输入端接收所述第一变换器的输出电压。

2.如权利要求1所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述取样电路包括电阻R1、电容C1、电感L1-B和二极管D1，所述电感L1-B和二极管D1的正极串联连接后与所述电阻R1、电容C1并联连接。

3.如权利要求1或2所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述同步整流驱动电路是同步整流外部驱动电路或同步整流自驱动电路；所述电压比较电路包括依次串联连接的电阻R5、肖特二极管Z1和二极管D2，还包括三极管Q1，所述二极管D2的阳极与所述肖特二极管Z1的阳极连接，阴极接收来自取样电路的输出电压信号，所述电阻R5的另一端连接所述第一变换器的电压输出端，所述三极管Q1的集电极连接所述供电控制电路的输入端、发射极连接所述第一变换器的电压输出端、基极连接所述电阻R5和肖特二极管Z1的公共端。

4.如权利要求1或2所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述同步整流驱动电路是同步整流外部驱动电路，包括驱动变压器T2，二极管(D3、D4)，MOS场效应管(Q2、Q3、Q4)，电阻(R2、R3、R6)以及电容C3；所述驱动变压器T2的一端与二极管D3的阳极和MOS场效应管Q4的栅极连接，另一端与二极管D4的阳极和MOS场效应管Q2的栅极连接；所述二极管(D3、D4)的阴极、电容C3、电阻(R3、R6)的一端连接在一起；所述MOS场效应管Q4的漏极与电阻R3的另一端连接；所述MOS场效应管Q2的漏极与电阻R6的另一端连接；所述MOS场效应管Q3的漏极与电容C3的另一端连接，所述MOS场效应管Q3的栅极与电阻R2连接；所述驱动变压器T2的中间端、MOS场效应管(Q2、Q3、Q4)的源极和电阻R2的另一端分别与地线连接。

5.如权利要求3所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是，所述同步整流外部驱动电路包括：驱动变压器T2，二极管(D3、D4)，MOS场效应管(Q2、Q3、Q4)，电阻(R2、R3、R6)以及电容C3；所述驱动变压器T2的一端与二极管D3的阳极和MOS场效应管Q4的栅极连接，另一端与二极管D4的阳极和MOS场效应管Q2的栅极连接；所述二极管(D3、D4)的阴极、电容C3、电阻(R3、R6)的一端连接在一起；所述MOS场效应管Q4的漏极与电阻R3的另一端连接；所述MOS场效应管Q2的漏极与电阻R6的另一端连接；所述MOS场效应管Q3的漏极与电容C3的另一端连接，所述MOS场效应管Q3的栅极与电阻R2连接；所述驱动变压器T2的中间端、MOS场效应管(Q2、Q3、Q4)的源极和电阻R2的另一端分别与地线连接。

6.如权利要求3所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述同步整流驱动电路包括PWM驱动信号产生单元和与之连接的同步整流外驱电路或同步整流自驱电路。

7.如权利要求4所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述同步整流驱动电路包括PWM驱动信号产生单元和与之连接的同步整流外驱电路或同步整流自驱电路。

8.如权利要求4所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述电压比较电路是由运算放大器构成的比较器，包括运算放大器、电阻R3和电阻R5′，所述电阻R3和电阻R5′串联连接，电阻R3的另一端与所述取样电路中电阻R1、电容C1的公共端连接，电阻R5′的另一端连接所述第一变换器的电压输出端，所述运算放大器的同相输入端与所述电阻R3和电阻R5′的公共端连接、反相输入端接收来自取样电路的输出电压信号、输出端与所述供电控制电路的输入端连接；所述同步整流驱动电路包括PWM驱动信号产生单元和与之连接的同步整流外驱电路或同步整流自驱电路。

9.如权利要求4所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述电压比较电路是由运算放大器构成的比较器，包括运算放大器、电阻R3和电阻R5′，所述电阻R3和电阻R5′串联连接，电阻R3的另一端与所述取样电路中电阻R1、电容C1的公共端连接，电阻R5′的另一端连接所述第一变换器的电压输出端，所述运算放大器的同相输入端与所述电阻R3和电阻R5′的公共端连接、反相输入端接收来自取样电路的输出电压信号、输出端与所述供电控制电路的输入端连接；所述同步整流驱动电路包括PWM驱动信号产生单元和与之连接的同步整流外驱电路或同步整流自驱电路。

10.如权利要求4所述的一种防止同步整流变换器并机时电流反灌的电路，其特征是：所述电压比较电路是由运算放大器构成的比较器，包括运算放大器、电阻R3和电阻R5′，所述电阻R3和电阻R5′串联连接，电阻R3的另一端与所述取样电路中电阻R1、电容C1的公共端连接，电阻R5′的另一端连接所述第一变换器的电压输出端，所述运算放大器的同相输入端与所述电阻R3和电阻R5′的公共端连接、反相输入端接收来自取样电路的输出电压信号、输出端与所述供电控制电路的输入端连接；所述同步整流驱动电路包括PWM驱动信号产生单元和与之连接的同步整流外驱电路或同步整流自驱电路；所述同步整流驱动电路包括PWM驱动信号产生单元和与之连接的同步整流外驱电路或同步整流自驱电路。

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